CN101242134A

CN101242134A - 一种开关电源的控制方法及其装置

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Publication number: CN101242134A
Application number: CNA2008100448845A
Authority: CN
Inventors: 许建平; 秦明
Original assignee: 许建平
Current assignee: Southwest Jiaotong University
Priority date: 2008-03-05
Filing date: 2008-03-05
Publication date: 2008-08-13
Anticipated expiration: 2028-03-05
Also published as: CN101242134B

Abstract

一种开关电源的控制方法，其具体作法是：电压检测电路(VCC)检测变换器的输出电压V₀送误差放大器(VA)，误差放大器(VA)在每个开关周期起始时刻用输出基准电压V_ref与输出电压V₀进行比较产生误差电压值ΔV；误差区间判断器(VC)对该误差电压值ΔV与设定的N＝2－5个输出电压的误差区间值δ_n，n＝1，2，...N，进行比较，根据比较结果输出控制脉冲选择信号使多级脉冲产生器(MPG)产生占空比不同的多级控制脉冲，对变换器的开关管(TD)进行多级控制。采用该种控制方法变换器输出电压纹波较小，动态响应好，抗干扰能力强，适用于各种拓扑结构的变换器。

Description

一种开关电源的控制方法及其装置

技术领域

本发明涉及一种开关电源的控制方法及其装置。

背景技术

近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术成为应用和研究的热点。随着电力电子器件制造技术和变流技术的进步，开关电源确立了其在直流-直流变换中的主流地位。计算机、通讯设备、电子检测设备、控制设备等都广泛采用开关电源作为供电装置。开关电源主要由变换器和控制器两部分构成。变换器又称为功率电路，主要包括开关装置、变压器装置和整流滤波电路；变换器有Buck、Boost、正激、反激等多种拓扑结构。控制器用于检测变换器电路的工作状态，并产生控制脉冲信号控制开关装置，调节传递给负载的电量以稳定输出。控制器的结构和工作原理由电源采用的控制方法决定。目前变换器技术已经较为成熟，控制方法及控制方法涉及的控制电路成为影响开关电源性能的关键因素。现有的控制方法有电压型、电流型等传统的PWM控制，也有近年出现的脉冲序列控制等新型控制方法。

脉冲序列控制方法是用控制器产生高能量控制脉冲或者低能量控制脉冲对开关管进行控制。其具体控制方法是：在每个开关周期起始时刻判断输出电压V_o与基准电压V_ref间的关系，若输出电压V_o低于基准电压V_ref，控制器将选择占空比大的高能量控制脉冲作为变换器的控制信号，使开关管的导通时间长，电感电流上升至基准值I₁后开关管关断并结束该周期，输出电压升高；反之将会选择占空比小的低能量控制脉冲，其工作情况与上述相似。脉冲序列技术根据输出电压瞬时值的相对大小选择高能量或低能量控制脉冲，具有较好的快速响应能力。其不足之处是：在每一开关周期，只要输出电压低于基准电压，不管差值大小，均由一个电流基准值I₁确定高能量脉冲的占空比，往往出现较为严重的过调或调节不足；低能量控制脉冲进行调节时，则均由一个低电流基准值I2确定其占空比，也存在同样的缺点。从而使得稳态工作时输出电压波动幅度较大，同时暂态响应速度也有待进一步提高，这是阻碍脉冲序列控制方法广泛应用的主要因素。

发明内容

本发明的目的是提供一种开关电源的控制方法，采用该种控制方法变换器输出电压纹波较小，动态响应好，抗干扰能力强，适用于各种拓扑结构的变换器。

本发明实现其发明目的，所采用的技术方案是：一种开关电源的控制方法，其具体作法是：

电压检测电路检测变换器的输出电压V₀送误差放大器，误差放大器在每个开关周期起始时刻用输出基准电压V_ref与输出电压V₀进行比较产生误差电压值ΔV；误差区间判断器对该误差电压值ΔV与设定的N＝2-5个输出电压的误差区间值δ_n，n＝1，2，...N，进行比较，根据比较结果向多级脉冲产生器输出控制脉冲选择信号，其比较与选择的规则是：当ΔV＞δ₁时，控制脉冲选择信号使多级脉冲产生器产生占空比最大的控制脉冲P₁；当δ_n-1≥ΔV＞δ_n，N≥n＞1时，控制脉冲选择信号使多级脉冲产生器产生控制脉冲P_n；当ΔV≤δ_N时，控制脉冲选择信号使多级脉冲产生器产生占空比最小的控制脉冲P_N+1；再由多级脉冲产生器产生的控制脉冲P_n，n＝1，2，...N+1对变换器的开关管进行控制。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

一、开关周期起始时刻基准电压V_ref与变换器输出电压V₀的差值ΔV决定该周期控制脉冲的强弱级别。在开关周期的起始时刻，当ΔV大于最高区间值δ₁时，表明此时输出电压V₀跌落幅度很大，需要尽快使其回升，本发明方法即选用占空比最大的控制脉冲P₁对变换器的开关管进行控制，使开关管的导通时间最长，以传递尽可能多的能量，使输出电压能够尽快回升；相反，当ΔV小于最低区间值δ_N时，表明此时输出电压V₀高于基准电压V_ref且幅度很大，需要尽快使其回落，本发明方法即选用占空比最小P_N+1的控制脉冲对变换器的开关管进行控制，使开关管的导通时间最短，以传递尽可能少的能量，使输出电压能够尽快回落。可见本发明的控制方法能够在变换器受到较大扰动时，将输出电压迅速重新调节至基准电压附近，响应时间短，抗干扰能力强。

二、输出电压在基准电压附近波动时，本发明方法将采用对应的适当占空比的中间级控制脉冲P_n对开关管进行控制，传递能量适当，使输出电压保持在基准电压附近的小范围内波动在稳态工作状态时，本发明大多数工作时间将会选择占空比适当且相互差值较小的中间级控制脉冲P_n控制开关管的状态，各开关周期向负载传递的能量差异较小，使输出电压保持在基准电压附近的小范围内波动，因此有效减小了输出电压纹波。

三、由于输出纹波小，也使得采用本发明方法的变换器的整流滤波电路中可以选用较小的输出电容。

上述的多级脉冲产生器产生控制脉冲P_n，n＝1，2，...N+1的方法是：多级脉冲产生器在每个开关周期起始时刻，对外输出高电平；电流检测电路则同步检测变换器中的电感电流I_L，多级脉冲产生器将该电感电流信号I_L与该周期的控制脉冲P_n，n＝1，2，...N+1，所对应的电感电流基准值K_n ¹，n＝1，2，...N+1，进行比较，当电感电流I_L上升至对应的基准值K_n ¹时，控制脉冲P_n由高电平变为低电平，直至开关周期结束。

控制器在每个开关周期对电感电流进行检测，当变换器输入端出现扰动时，该扰动会影响到电感电流I_L，故电感电流I_L上升至当前的控制脉冲P_n所对应的电感电流基准值K_n ¹所用的时间也会相应的延长或缩短，使得该开关周期的占空比升高或降低以抑制扰动对变换器的影响。这样，占空比由电感电流及多级控制脉冲的电感电流基准值决定，这种方式除通过在扰动出现后的开关周期选择恰当占空比的脉冲这一途径抑制扰动外，还能通过开关周期内电感电流信号的反馈抑制扰动，因此对变换器输入端出现的扰动有很快的响应速度。这种方式还同时实现了变换器的过流保护及多个电源并联工作时的均流功能。

上述的多级脉冲产生器产生控制脉冲P_n，n＝1，2，...N+1的另一种方法是：多级脉冲产生器在每个开关周期起始时刻，对外输出高电平；锯齿波产生电路同步产生周期等于开关周期的锯齿波信号V_SAW，多级脉冲产生器将该锯齿波信号V_SAW与该周期的控制脉冲P_n所对应的锯齿波信号基准值K_n ²，n＝1，2，...N+1，进行比较，当锯齿波信号V_SAW上升至对应的基准值K_n ²时，控制脉冲P_n由高电平变为低电平，直至开关周期结束。

这样产生的多级控制脉冲P_n的占空比为预设锯齿波信号及其基准值所确定的固定值。这种控制脉冲的产生方式仅在每个开关周期起始时刻取一次输出电压，开关周期内不需要开关电源中反馈的任何信号，且可利用现有的任何可以产生多个固定占空比脉冲信号电路。实现方式非常简单，可靠性强。

上述的多级脉冲产生器产生控制脉冲P_n，n＝1，2，...N+1的第三种方法是：

多级脉冲产生器在每个开关周期起始时刻，对外输出高电平；电压检测电路则同步检测变换器中输出滤波电容的等效串联电阻上的电压V_ESR，多级脉冲产生器将该电压信号与该周期的控制脉冲P_n所对应的变换器中输出滤波电容等效串联电阻的电压基准值K_n ³，n＝1，2，...N+1，进行比较，当电压V_ESR上升至对应的基准值K_n ³时，控制脉冲P_n由高电平变为低电平，直至开关周期结束。

这种多级脉冲的产生方法，多级脉冲的占空比由输出滤波电容的等效串联电阻电压及其预设的基准值决定。在每个开关周期对输出滤波电容等效串联电阻上的纹波电压V_ESR进行检测，当变换器负载端出现扰动时，该扰动会影响到纹波电压V_ESR，故V_ESR上升至当前的控制脉冲P_n所对应的输出滤波电容的等效串联电阻电压基准值K_n ³所用的时间也会相应的延长或缩短，使得该开关周期的占空比升高或降低以抑制扰动对变换器的影响。因此利用本方法产生多级控制脉冲，除通过在扰动出现后的开关周期选择恰当的脉冲这一途径抑制扰动外，还能通过输出滤波电容等效串联电阻上的纹波电压信号的反馈抑制扰动，因此对变换器负载端出现的扰动有很快的响应速度。

本发明的另一目的是提供一种实现以上开关电源的控制方法的装置。

本发明实现该发明目的所采用的技术方案是：一种实现以上开关电源的控制方法的装置，由变换器和控制器组成，控制器包括电压检测电路、驱动电路、时钟信号产生器。其结构特点是：电压检测电路、误差放大器、误差区间判断器、多级脉冲产生器、驱动电路依次相连；时钟信号产生器与误差区间判断器及多级脉冲产生器相连。

该装置的工作过程和原理是：

输出电压检测电路检测变换器的输出电压V₀，误差放大器在每个开关周期起始时刻用输出基准电压V_ref与输出电压V₀进行比较产生误差电压值ΔV；误差区间判断器对该误差电压值ΔV与设定的N个输出电压的误差区间值δ_n，n＝1，2，...N，进行比较，根据比较结果向多级脉冲产生器输出相应的控制脉冲选择信号；再由多级脉冲产生器产生的控制脉冲P_n对变换器的开关管进行控制。

可见，采用以上装置可以方便可靠地实现本发明以上方法。

上述的误差区间判断器的具体组成为：由N个比较器DC_n n＝1，2，...N以及N个触发器D_n n＝1，2，...N组成；比较器DC_n的正极性端均与误差放大器的输出端相连，负极性端分别接对应的误差区间值δ_n信号，输出端与触发器D_n的数据输入端相连；触发器D_n的时钟输入端与时钟信号产生器相连，触发器D_n的输出端与多级脉冲产生器相连。

以上的误差区间判断器和多级脉冲产生器构造简单，性能稳定，能够可靠地实现本发明方法中的误差判断与多级控制脉冲产生的功能。

上述的多级脉冲产生器的第一种具体组成为：由N+1个比较器PC_n n＝1，2，...N+1以及N+1个触发器RS_n n＝1，2，...N+1及N+1选1数据选择器组成；比较器PC_n的正极性端均与变换器电感电流检测电路的输出端相连，比较器PC_n的负极性端接对应的电感电流基准值K_n ¹，其输出端接触发器RS_n的复位端，触发器RS_n的置位端与时钟信号产生器相连，其输出端接N+1选1数据选择器的数据输入端，N+1选1数据选择器输出端接驱动电路。

这样，多级脉冲产生器在每个开关周期起始时刻，对外输出高电平；多级脉冲产生器将进入控制器的电感电流信号I_L，与该周期的控制脉冲P_n所对应的电感电流基准值K_n ¹，n＝1，2，...N+1，进行比较，当I_L上升至对应的基准值K_n ¹时，控制脉冲P_n由高电平变为低电平，直至开关周期结束。

这样，占空比由电感电流及多级控制脉冲的电感电流基准值决定。这种结构的控制装置，除通过在扰动出现后的开关周期选择恰当占空比的脉冲这一途径抑制扰动外，还能通过开关周期内反馈的电感电流信号抑制扰动，因此对变换器输入端出现的扰动有很快的响应速度。这种方式还同时实现了变换器的过流保护及多个电源并联工作时的均流功能。

上述的多级脉冲产生器的第二种具体组成为：由N+1个比较器PC_n n＝1，2，...N+1以及N+1个触发器RS_n n＝1，2，...N+1及N+1选1数据选择器组成；比较器PC_n的正极性端均与锯齿波产生电路的输出端相连，比较器PC_n的负极性端接对应的锯齿波信号基准值K_n ²，其输出端接触发器RS_n的复位端，触发器RS_n的置位端与时钟信号产生器相连，其输出端接N+1选1数据选择器的数据输入端，N+1选1数据选择器输出端接驱动电路。

这样，多级脉冲产生器在每个开关周期起始时刻，对外输出高电平；多级脉冲产生器将进入控制器的锯齿波信号V_SAW，与该周期的控制脉冲P_n所对应的锯齿波信号基准值K_n ²，n＝1，2，...N+1，进行比较，当V_SAW上升至对应的基准值K_n ²时，控制脉冲P_n由高电平变为低电平，直至开关周期结束。

这样产生的多级控制脉冲P_n的占空比为预设锯齿波信号及其基准值所确定的固定值。这种结构的控制装置，其控制脉冲的产生方式仅在每个开关周期起始时刻取一次输出电压，开关周期内不需要开关电源中反馈的任何信号，且可利用现有的任何可以产生多个固定占空比脉冲信号电路。实现方式非常简单，可靠性强。

上述的多级脉冲产生器的第三种具体组成为：由N+1个比较器PC_n n＝1，2，...N+1以及N+1个触发器RS_n n＝1，2，...N+1及N+1选1数据选择器组成；比较器PC_n的正极性端均与输出滤波电容的等效串联电阻的电压检测电路的输出端相连，等效串联电阻电压检测电路的输入端与电压检测电路的输出端相接，比较器PC_n的负极性端接对应的输出滤波电容等效串联电阻的电压基准值K_n ³，其输出端接触发器RS_n的复位端，触发器RS_n的置位端与时钟信号产生器相连，其输出端接N+1选1数据选择器的数据输入端，N+1选1数据选择器输出端接驱动电路。

这样，多级脉冲产生器在每个开关周期起始时刻，对外输出高电平；多级脉冲产生器将进入控制器的输出滤波电容等效串联电阻上的纹波电压信号V_ESR与该周期的控制脉冲P_n所对应的输出滤波电容等效串联电阻上的纹波电压信号基准值K_n ³，n＝1，2，...N+1，进行比较，当V_ESR上升至对应的基准值K_n ³时，控制脉冲P_n由高电平变为低电平，直至开关周期结束。

这种结构的控制装置，多级脉冲的占空比由输出滤波电容的等效串联电阻电压及其预设的基准值共同决定。当变换器负载端出现扰动时，该扰动会影响到纹波电压V_ESR，故V_ESR上升至当前的控制脉冲P_n所对应的输出滤波电容的等效串联电阻电压基准值K_n ³所用的时间也会相应的延长或缩短，使得该开关周期的占空比升高或降低以抑制扰动对变换器的影响。因此，该种多级脉冲产生器除通过在扰动出现后的开关周期选择恰当的脉冲这一途径抑制扰动外，还能通过输出滤波电容等效串联电阻上的纹波电压信号的反馈抑制扰动，因此对变换器负载端出现的扰动有很快的响应速度。

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

附图说明

图1为本发明实施例一方法的信号流程图。

图2为本发明实施例一的电路结构框图。

图3为本发明实施例一的误差区间判断器的电路结构图。

图4为本发明实施例一的多级脉冲产生器的电路结构图。

图5为本发明实施例一的四级控制脉冲信号的示意图。

图6a为本发明实施例一在稳态条件下某一时段控制脉冲的时域仿真波形图。

图6b为与图6a同一时段变换器电感电流的时域仿真波形图。

图6c为与图6a同一时段的输出电压时域仿真波形图。

图6a、6b、6c的仿真条件如下：输入电压Vin＝50V、输出电压参考值V_ref＝25V、电感L＝300uH、电容C＝200uF、负载阻值R＝100Ω、开关周期＝0.05ms、一级脉冲控制脉冲P₁对应的电感电流基准值

K_{1}^{1} = 1.85 A;

二级脉冲控制脉冲P₂对应的电感电流基准值

K_{2}^{1} = 1.25 A;

三级脉冲控制脉冲P₃对应的电感电流基准值

K_{3}^{1} = 0.8 A;

四级脉冲控制脉冲P₄对应的电感电流基准值

K_{4}^{1} = 0.5 A .

设定的三级误差电压区间值δ₁＝0.05V δ₂＝0V δ₃＝-0.05V。

图7a为实施例一的稳态输出电压的仿真波形图。其仿真条件与图6a、6b、6c相同。

图7b为利用现有脉冲序列控制方法在图7a相同的输入电压和负载条件下得到的稳态输出电压的仿真波形图。此时脉冲序列中的高脉冲电流基准值为1.8A，低脉冲电流基准值为0.6A。

图8为实施例一的方法和现有的脉冲控制技术方法在启动过程中输出电压仿真波形图。其中，曲线a为本发明方法的仿真波形图，其仿真条件与图6a相同；曲线b为使用现有脉冲序列控制方法的仿真波形图，其输入电压和负载条件与图7b相同。

图9为本发明实施例二的电路结构框图。

图10为本发明实施例三的电路结构框图。

具体实施方式

实施例一

图1示出，本发明的一种具体实施方式为，一种开关电源的控制方法，其具体作法是：

电压检测电路VCC检测变换器TD的输出电压V₀，误差放大器VA在每个开关周期起始时刻用输出基准电压V_ref与输出电压V₀进行比较产生误差电压值ΔV；误差区间判断器VC对该误差电压值ΔV与设定的N＝3个输出电压的误差区间值δ_n，n＝1，2，3，进行比较，根据比较结果向多级脉冲产生器MPG输出相应的控制脉冲选择信号，其比较与选择的规则是：当ΔV＞δ₁时，误差区间判断器VC的输出信号使多级脉冲产生器MPG产生占空比最大的控制脉冲P₁；当δ₁≥ΔV＞δ₂时，输出信号使多级脉冲产生器MPG产生控制脉冲P₂；当δ₂≥ΔV＞δ₃时，输出信号使多级脉冲产生器MPG产生控制脉冲P₃；当ΔV≤δ₃时，输出信号使多级脉冲产生器MPG产生占空比最小的控制脉冲P₄；再由多级脉冲产生器MPG产生的控制脉冲P_n，n＝1，2，3，4通过驱动电路DR对变换器TD的开关管S进行控制。

图1还示出，多级控制脉冲P_n的具体产生方式是：多级脉冲产生器MPG在每个开关周期起始时刻，对外输出高电平；电流检测电路IC则同步检测变换器TD中的电感电流I_L，多级脉冲产生器MPG将该电流I_L信号与该周期的控制脉冲P_n所对应的电感电流基准值K_n ¹，n＝1，2，3，4，进行比较，当电感电流I_L上升至对应的基准值K_n ¹时，控制脉冲P_n由高电平变为低电平，直至开关周期结束。

本例采用以下的装置，可使上述控制方法得以方便快捷地实现。图2示出，本例的开关电源的控制方法的装置，由变换器TD和控制器组成，控制器包括电压检测电路VCC、驱动电路DR、时钟信号产生器CPG。电压检测电路VCC、误差放大器VA、误差区间判断器VC、多级脉冲产生器MPG、驱动电路DR依次相连；时钟信号产生器CPG与误差区间判断器VC及多级脉冲产生器MPG相连。

图3示出，本例的误差区间判断器VC的具体组成为：由N＝3个比较器DC_nn＝1，2，3以及N＝3个触发器D_n n＝1，2，3组成；3个比较器DC_n的正极性端均与误差放大器VA的输出端相连，负极性端分别设定为相应的误差区间值δ_n，输出端与相应的触发器D_n的数据输入端相连；触发器D_n的时钟输入端与时钟信号产生器CPG相连，触发器D_n的输出端

与多级脉冲产生器MPG相连。

图4示出，本例的多级脉冲产生器MPG为四级脉冲产生器，其具体组成为：由N+1＝4个比较器PC_n，n＝1，2，3，4以及N+1＝4个触发器RS_n n＝1，2，3，4及4选1数据选择器DS组成；比较器PC_n的正极性端均与电流检测电路IC的输出端相连，比较器PC_n的负极性端分别接相应的电感电流基准值K_n ¹(即PC₁的负极端接电流基准值K₁ ¹，PC₂的负极端接电流基准值K₂ ¹……)；其输出端接触发器RS_n的复位端R；触发器RS_n的置位端S与时钟信号产生器CPG相连，输出端Q接4选1数据选择器DS的数据输入端，数据选择器DS输出端接驱动电路DR。

图4还示出，本例的4选1数据选择器由两级逻辑门组成，第一级为四个与门G1、G2、G3、G4，第二级为或门G5。多级脉冲产生器MPG中的四个触发器RS₁、RS₂、RS₃、RS₄的输出端Q，分别相应地与G1、G2、G3、G4门相连，误差区间判断器VC的输出Q₁，Q₂，Q₃与G1门相连，

Q₂，Q₃与G2门相连，

Q₃与G3门相连，

与G4门相连。误差区间判断器VC的输出Q₁，Q₂，Q₃，

实际上也就是三个触发器D₁、D₂、D₃对应的输出端Q，

四个与门的输出端均接或门G5的输入端，或门G5的输出端与驱动电路DR相连。在实际实施时，也可以选用其它任何现有的数据选择器。

本例的装置其工作过程和原理是：

图1-4示出，4级脉冲发生器在每个开关周期内均产生设定的N+1＝4个占空比依次下降的控制脉冲P_n，n＝1，2，3，4，其产生方式为：在每个开关周期起始时刻，控制器的时钟信号产生器CPG产生的时钟信号，使每个控制脉冲P_n均为高电平；电流检测电路IC则同步检测变换器TD中的电感电流I_L，该电流I_L进入4级脉冲发生器中的四个比较器PC_n，由PC_n将该电流I_L与分别设定的控制脉冲P_n(P₁，P₂，P₃，P₄)所对应的电感电流基准值K_n ¹，n＝1，2，3，4(K₁ ¹，K₂ ¹，K₃ ¹，K₄ ¹)，进行比较；比较的具体过程是：当I_L上升至基准值K_n ¹时，对应的控制脉冲P_n由高电平变为低电平，直至开关周期结束。这样，即在多级脉冲产生器的4个RS_n n＝1，2，3，4触发器的输出端Q分别输出对应占空比依次递减的四个(四级)控制脉冲P₁，P₂，P₃，P₄。

控制脉冲P_n的选择：图2-4示出，任一开关周期起始时刻，电压检测电路VCC检测变换器TD的输出电压V₀，误差放大器VA用基准电压V_ref与输出电压V₀进行比较产生误差电压值ΔV。误差区间判断器VC对该误差电压值与设定的N＝3个输出电压的误差区间值δ_n，n＝1，2，3，进行比较，误差区间判断器VC的触发器D_n输出端输出控制脉冲选择信号

由4选1数据选择器DS选择出对应的控制脉冲P_n。本例中，其选择控制脉冲P_n更详细的工作过程为：当ΔV＞δ₁时，则误差区间判断器VC的输出信号Q₁，Q₂，Q₃均为高电平，此时4选1数据选择器的与门G2、G3、G4均被封锁，仅有G1开通，与G1相连的触发器RS₁输出端Q上的控制脉冲P₁经或门G5输出至驱动电路DR。当ΔV＜δ₃时，Q₁，Q₂，Q₃均输出为低电平，G1、G2、G3均被封锁，仅有G4开通，与G4相连的触发器RS₄输出端Q上的控制脉冲P₄经或门G5输出至驱动电路DR。同理，当δ₁≥ΔV＞δ₂或者δ₂≥ΔV＞δ₃时，由控制脉冲选择信号

选通控制脉冲P₂或P₃。这样，多级脉冲产生器MPG即完成了产生相应控制脉冲P_n控制变换器工作的过程。

图5为本例的控制脉冲P₁、P₂、P₃、P₄的示意图。由图可见，控制脉冲P₁、P₂、P₃、P₄对应的电感电流基准值K₁ ¹，K₂ ¹，K₃ ¹，K₄ ¹，依次由大到小，P₁、P₂、P₃、P₄的占空比依次由大变小。

本例的变换器为工作在电流断续模式的Buck型变换器。

本例的方法及装置中，一般应将占空比最大的一级控制脉冲P₁对应的电感电流基准值K₁ ¹设置得略高于现有脉冲序列技术中高能量控制脉冲对应的电流基准值I₁，占空比最小的控制脉冲P₄对应的基准值K₄ ¹设置得略低于低能量控制脉冲对应的电流基准值I₂。即满足

K_{1}^{1} > I_{1} > K_{2}^{1}, > K_{3}^{1}, > I_{2} > K_{4}^{1}

的关系。应用本发明的控制方法设计控制电路时可使稳态时产生的控制脉冲序列主要由二级控制脉冲和三级控制脉冲组成。由于其电流基准值K₂ ¹与K₃ ¹的差小于现有脉冲控制方法中高能量控制脉冲的电流基准值I₁与低能量控制脉冲的电流基准值I₂的差，则二级控制脉冲与三级控制脉冲传递的能量之间的差异小于现有方法中高能量控制脉冲与低能量控制脉冲所传递的能量之间的差异。从而，在稳态时减小了各开关周期内传递的能量的差异，减小了输出电压纹波。同时，若某一时刻扰动使得电源输出电压出现较大的跌落，本例的控制方法将采用大于I₁的K₁ ¹所对应的更高占空比的控制脉冲进行控制，从而可以连续发出比现有技术更高能量的控制脉冲以抑制该扰动，使其在扰动发生后同样多的开关周期内传递更多的能量，电压更快恢复正常；同理，由于扰动使得电源输出电压出现较大的跃升时，本例的控制方法将采用小于I₂的K₄ ¹所对应的更低占空比的控制脉冲进行控制，从而可以连续发出比现有技术更低能量的控制脉冲以应对该扰动，使其在扰动发生后同样多的开关周期内传递更少的能量，电压更快恢复正常，因此本例的响应速度更快，动态响应更好。

以下的仿真结果也证明，本发明的方法使开关电源的输出电压纹波小，动态响应时间快。

用Matlab/Simulink软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。

图6a、图6b、图6c分别为仿真得到的控制脉冲信号P_n、电感电流I_L和输出电压V₀波形。从三图可看出，七个开关周期组成循环周期，控制脉冲序列为：P₂-P₃-P₃-P₂-P₃-P₂-P₃。证明在稳态工作条件下，本发明方法通常采用占空比处于中间值的两级脉冲P₂、P₃进行控制。

图7a为实施例一的稳态输出电压的仿真波形图，图7b为使用现有脉冲序列控制方法在图7a相同的输入电压和负载条件下得到的稳态输出电压的仿真波形图。由两图可见，采用本发明方法进行控制时，输出电压的纹波远小于采用现有脉冲序列控制方法的纹波。

图8为采用不同的控制方法时，开关电源在启动过程中的输出电压波形。其中，曲线a为本发明方法的波形图；曲线b为使用现有脉冲序列控制方法的波形图。可见，采用本发明方法进行控制时，过渡过程中没有超调，并且能够更快地到达稳态，响应时间短。

实施例二

图9示出，本例与实施例一基本相同，不同之处是：设定的输出电压的误差区间值的个数N为4个，δ_n，n＝1，2，3，4，相应的控制脉冲P_n为五个，即P₁、P₂、P₃、P₄、P₅。多级脉冲产生器MPG产生控制脉冲P_n，n＝1，2，3，4，5的方法是：多级脉冲产生器MPG在每个开关周期起始时刻，对外输出高电平；锯齿波产生电路SG同步产生周期等于开关周期的锯齿波信号V_SAW，多级脉冲产生器MPG将该锯齿波信号与该周期的控制脉冲P_n所对应的锯齿波信号基准值K_n ²，n＝1，2，3，4，5进行比较，当锯齿波信号V_SAW上升至对应的锯齿波信号基准值K_n ²时，控制脉冲P_n由高电平变为低电平，直至开关周期结束。

从而本例为采用五级脉冲进行控制的多级脉冲序列控制方法。相应的其装置也与实施例一基本相同，不同的仅仅是：误差区间判断器VC由四个比较器DC_n及四个触发器D_n组成；多级脉冲产生器MPG与锯齿波产生电路SG相连：多级脉冲产生器MPG为五级脉冲产生器，其中的五个比较器PC_n的正极性端均接同一个锯齿波发生电路SG，该锯齿波发生器SG产生与时钟信号产生器CPG的频率相同的上三角锯齿波。从而使多级控制脉冲P_n的占空比为预设对应固定值。

本例控制的开关电源的变换器TD为Boost变换器，如图9所示。

实施例三

图10示出，本例与实施例一基本相同，不同之处是：设定的输出电压的误差区间值的个数N为5个，δ_n，n＝1，2，3，4，5，相应的为六个控制脉冲P_n，，n＝1，2，3，4，5，6。多级脉冲产生器产生6个控制脉冲P_n，n＝1，2，3，4，5，6的方法是：多级脉冲产生器MPG在每个开关周期起始时刻，对外输出高电平。变换器中输出滤波电容C的等效串联电阻ESR的电压检测电路VCCE则同步检测输出滤波电容C的等效串联电阻ESR上的电压V_ESR，多级脉冲产生器将该电压信号V_ESR与该周期的控制脉冲P_n所对应的输出滤波电容C的等效串联电阻ESR的电压基准值K_n ³，n＝1，2，3，4，5，6进行比较，当电压V_ESR上升至对应的基准值K_n ³时，控制脉冲P_n由高电平变为低电平，直至开关周期结束。多级脉冲产生器在每个开关周期起始时刻，对外输出高电平。

从而本例为采用六级脉冲进行控制的多级脉冲序列控制方法。相应的其装置也与实施例一基本相同，不同的仅仅是：误差区间判断器VC由五个比较器DC_n及五个触发器D_n组成；多级脉冲产生器MPG与输出滤波电容C的等效串联电阻ESR的电压检测电路VCCE相连，等效串联电阻ESR电压检测电路VCCE的输入端与电压检测电路VCC的输出端相接；多级脉冲产生器MPG为六级脉冲产生器，其中的六个比较器的正极性端均接输出滤波电容的等效串联电阻电压V_ESR的检测电路，从而使多级脉冲的占空比决定于纹波电压V_ESR及其基准值。由于输出滤波电容容值很大，电容电压可认为恒定不变，故滤波电容C的等效串联电阻ESR的电压检测电路VCCE可以从输出电压检测电路VCC的输出电压上获得纹波信号V_ESR。

本例控制的开关电源的变换器TD为单端正激变换器，如图10所示。

显然，本发明在实施时，可根据开关电源的实际工作状态以及性能要求设置控制脉冲级别的数量。设置更多可供选择的控制脉冲级别，一般可获得更好的控制效果，但同时会在一定程度上增加控制器的复杂程度。

本发明方法是一种定频控制方法，开关电源的开关频率由外部时钟脉冲决定。它可方便地用模拟器件或数字器件实现；除可用于以上实施例中的变换器组成的开关电源外，也可用于Buck-Boost变换器、Cuk变换器、BIFRED变换器、反激变换器、半桥变换器、全桥变换器等多种功率电路组成开关电源。

Claims

1、一种开关电源的控制方法，其具体作法是：

电压检测电路(VCC)检测变换器(TD)的输出电压V₀送误差放大器(VA)，误差放大器(VA)在每个开关周期起始时刻用输出基准电压V_ref与输出电压V₀进行比较产生误差电压值ΔV；误差区间判断器(VC)对该误差电压值ΔV与设定的N＝2-5个输出电压的误差区间值δ_n，n＝1，2，...N，进行比较，根据比较结果向多级脉冲产生器(MPG)输出控制脉冲选择信号，其比较与选择的规则是：当ΔV＞δ₁时，控制脉冲选择信号使多级脉冲产生器(MPG)产生占空比最大的控制脉冲P₁；当δ_n-1≥ΔV＞δ_n，N≥n＞1时，控制脉冲选择信号使多级脉冲产生器(MPG)产生控制脉冲P_n；当ΔV≤δ_N时，控制脉冲选择信号使多级脉冲产生器(MPG)产生占空比最小的控制脉冲P_N+1；再由多级脉冲产生器(MPG)产生的控制脉冲P_n，n＝1，2，...N+1对变换器(TD)的开关管(S)进行控制。

2、如权利要求1所述的开关电源的控制方法，其特征在于：所述的多级脉冲产生器(MPG)产生控制脉冲P_n，n＝1，2，...N+1的方法是：

多级脉冲产生器(MPG)在每个开关周期起始时刻，对外输出高电平；电流检测电路(IC)则同步检测变换器(TD)中的电感电流I_L，多级脉冲产生器(MPG)将该电感电流信号I_L与该周期的控制脉冲P_n，n＝1，2，...N+1，所对应的电感电流基准值K_n ¹，n＝1，2，...N+1，进行比较，当电流I_L上升至对应的基准值K_n ¹时，控制脉冲P_n由高电平变为低电平，直至开关周期结束。

3、如权利要求1所述的开关电源的控制方法，其特征在于：所述的多级脉冲产生器(MPG)产生控制脉冲P_n，n＝1，2，...N+1的方法是：

多级脉冲产生器(MPG)在每个开关周期起始时刻，对外输出高电平；锯齿波产生电路(SG)同步产生周期等于开关周期的锯齿波信号V_SAW，多级脉冲产生器(MPG)将该锯齿波信号V_SAW与该周期的控制脉冲P_n所对应的锯齿波信号基准值K_n ²，n＝1，2，...N+1，进行比较，当锯齿波信号V_SAW上升至对应的基准值K_n ²时，控制脉冲P_n由高电平变为低电平，直至开关周期结束。

4、如权利要求1所述的开关电源的控制方法，其特征在于：所述的多级脉冲产生器(MPG)产生控制脉冲P_n，n＝1，2，...N+1的方法是：

多级脉冲产生器(MPG)在每个开关周期起始时刻，对外输出高电平；电压检测电路(VCC)则同步检测变换器(TD)中输出滤波电容(C)的等效串联电阻(ESR)上的电压V_ESR，多级脉冲产生器(MPG)将该电压信号与该周期的控制脉冲P_n所对应的变换器(TD)中输出滤波电容(C)等效串联电阻(ESR)的电压基准值K_n ³，n＝1，2，...N+1，进行比较，当电压V_ESR上升至对应的基准值K_n ³时，控制脉冲P_n由高电平变为低电平，直至开关周期结束。

5、一种实现权利要求1、2、3或4所述的开关电源的控制方法的装置，由变换器(TD)和控制器组成，控制器包括电压检测电路(VCC)、驱动电路(DR)、时钟信号产生器(CPG)，其特征在于：所述的电压检测电路(VCC)、误差放大器(VA)、误差区间判断器(VC)、多级脉冲产生器(MPG)、驱动电路(DR)依次相连；时钟信号产生器(CPG)与误差区间判断器(VC)及多级脉冲产生器(MPG)相连。

6、根据权利要求5所述的装置，其特征在于：所述的误差区间判断器(VC)的具体组成为：由N个比较器DC_n，n＝1，2，...N以及N个触发器D_nn＝1，2，...N组成；比较器DC_n的正极性端均与误差放大器(VA)的输出端相连，负极性端分别接对应的误差区间值δ_n信号，输出端与触发器D_n的数据输入端相连；触发器D_n的时钟输入端与时钟信号产生器(CPG)相连，触发器D_n的输出端与多级脉冲产生器(MPG)相连。

7、根据权利要求5所述的装置，其特征在于：所述的多级脉冲产生器(MPG)的具体组成为：由N+1个比较器PC_n n＝1，2，...N+1以及N+1个触发器RS_n n＝1，2，...N+1及N+1选1数据选择器(DS)组成；比较器PC_n的正极性端均与变换器电感电流检测电路(IC)的输出端相连，比较器PC_n的负极性端接对应的变换器电感电流基准值K_n ¹，其输出端接触发器RS_n的复位端(R)，触发器RS_n的置位端(S)与时钟信号产生器(CPG)相连，其输出端(Q)接N+1选1数据选择器(DS)的数据输入端，N+1选1数据选择器(DS)输出端接驱动电路(DR)。

8、根据权利要求5所述的装置，其特征在于：所述的多级脉冲产生器的具体组成为：由N+1个比较器PC_n n＝1，2，...N+1以及N+1个触发器RS_n，n＝1，2，...N+1及N+1选1数据选择器(DS)组成；比较器PC_n的正极性端均与锯齿波产生电路(SG)的输出端相连，比较器PC_n的负极性端接对应的锯齿波信号基准值K_n ²，其输出端接触发器RS_n的复位端(R)，触发器RS_n的置位端(S)与时钟信号产生器(CPG)相连，其输出端(Q)接N+1选1数据选择器(DS)的数据输入端，N+1选1数据选择器(DS)输出端接驱动电路(DR)。

9、根据权利要求5所述的装置，其特征在于：所述的多级脉冲产生器的具体组成为：由N+1个比较器PC_n n＝1，2，...N+1以及N+1个触发器RS_n n＝1，2，...N+1及N+1选1数据选择器(DS)组成；比较器PC_n的正极性端均与输出滤波电容(C)的等效串联电阻(ESR)电压检测电路(VCCE)的输出端相连，等效串联电阻(ESR)电压检测电路(VCCE)的输入端与电压检测电路(VCC)的输出端相接，比较器PC_n的负极性端接对应的输出滤波电容(C)等效串联电阻(ESR)的电压基准值K_n ³，其输出端接触发器RS_n的复位端(R)，触发器RS_n的置位端(S)与时钟信号产生器(CPG)相连，其输出端(Q)接N+1选1数据选择器(DS)的数据输入端，N+1选1数据选择器(DS)输出端接驱动电路(DR)。