CN101771654A - 多入多出正交频分复用通信系统中的接收机与估计相位误差的方法 - Google Patents

Abstract

一种多入多出正交频分复用通信系统中的接收机与估计相位误差的方法。其中，接收机包括：至少一个接收天线，用于从至少一个接收路径接收射频信号，引示信号是从每个已接收到的射频信号中提取；接收信号变换模块，用于接收射频信号并相应产生已变换信号；信号转换装置，用于将已接收到的已变换信号转换为已转换信号；信号加法装置，用于将已转换信号与相应于已转换信号的引示信号的共轭复数的乘积相加，并相应产生相加结果，以及锁相环，根据相加结果、已转换信号以及引示信号的共轭复数来估计相位误差。本发明提供在MIMO OFDM系统中有效估计相位误差的方法，并允许接收天线的个数比发送天线少。

Description

多入多出正交频分复用通信系统中的接收机与估计相位误差的方法

技术领域

本发明涉及在多入多出正交频分复用通信系统中估计相位误差的方法，尤其涉及对存在于多入多出正交频分复用通信系统的接收机中的相位误差进行估计的方法。

背景技术

请参照图1。图1为传统多入多出(Multiple Input MultipleOutput，MIMO)正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)通信系统100的示意图。注意，这里的MIMO OFDM通信系统包括多入单出(Multiple Input SingleOutput，MISO)OFDM通信系统，例如2T1R OFDM系统，即，发送天线T_X的个数为2且接收天线RX的个数为1的OFDM通信系统。

MIMO OFDM通信系统100包括用于发送射频(RadioFrequency，RF)信号的发送机110以及用于从发送机110接收RF信号的接收机120。

发送机110包括调制装置111、空时频(space-time-frequency)处理装置112、发送信号变换模块116、以及多个发送天线T_X。

发送信号变换模块116包括快速傅立叶反变换(Inverse FastFourier Transform，IFFT)装置113、数模转换器(Digital/AnalogConverter，DAC)114、以及RF电路115。

调制装置111用于调制数据。空时频处理装置112耦接于调制装置111并用于处理已调制数据。发送信号变换模块116耦接于空时频处理装置112与发送天线T_X之间，用于从空时频处理装置112接收已处理数据并将接收到的数据变换为RF信号传送至发送天线TX。更具体的，在发送信号变换模块116中，IFFT装置113耦接于空时频处理装置112，并用于对已处理的已调制数据执行IFFT变换，以及相应的输出已变换数据；DAC 114耦接于IFFT装置113并用于将已变换数据转换为模拟信号；RF电路115耦接于DAC 114，接收模拟信号并相应的将接收到的模拟信号向上转换(up convert)为RF信号。天线T_X，耦接于发送信号变换模块116中的RF电路115，接收来自RF电路115的RF信号，并发送接收到的RF信号。

接收机120包括多个接收天线R_X、接收信号变换模块130、时间/相位补偿(Time/Phase compensation)装置123、均衡器124、解调装置125、以及锁相环(Phase Lock Loop，PLL)126。

接收信号变换模块130包括RF电路127、模数转换器(Analog/Digital Converter，ADC)121、以及FFT装置122。

接收天线R_X接收从发送机110的发送天线T_X发送来的RF信号。接收信号变换模块130耦接于接收天线R_X，用于接收RF信号并变换接收到的RF信号为已变换信号，传送至时间/相位补偿装置123。更具体的，在接收信号变换模块130中，RF电路127耦接于接收天线R_X，将从多个接收天线R_X(即，多个接收路径)接收的RF信号向下转换(down-convert)为基频或中频模拟信号；ADC 121耦接于RF电路127，将来自RF电路127的模拟信号变换为数字信号；FFT装置122耦接于ADC 121，对从ADC 121接收的数字信号执行FFT变换并相应的输出已变换信号。时间/相位补偿装置123耦接于接收信号变换模块130中的FFT装置122，根据从PLL 126输出的相位来补偿已变换信号。均衡器124耦接于时间/相位补偿装置123、解调装置125、以及PLL 126，均衡来自时间/相位补偿装置123的已补偿信号，并相应的输出至解调装置125，以及估计接收到的已补偿信号的相位误差θ并输出已估计相位误差θ至PLL 126。PLL 126耦接于均衡器124，接收相位误差θ并相应的调整其相位，以及输出具有已调整相位的时钟信号至时间/相位补偿装置123。解调装置125耦接于均衡器124，解调已均衡信号并相应的输出数据。

由于频率不匹配、时间漂移或普通相位误差(Common PhaseError，CPE)，在实际接收到的信号与正确信号之间会存在相位误差θ。所以，在数据音(data tone)中，均衡器124用于估计接收到的信号的相位误差θ，并且，由于数据信号可以从接收到的RF信号中提取出来，所以相应的将已估计相位误差θ输出至PLL126。因此，PLL 126使能时间/相位补偿装置123，以正确补偿接收到信号的时间/相位。均衡器124可为逼零均衡器(zero-forcing，ZF)。

假设发送天线T_X的个数为2且接收天线R_X的个数为3(2T3R OFDM通信系统)，则接收到的信号(FFT变换之后)可由以下方程序得到：

$\left[\begin{array}{cc}{y}_{1,t}& y_{1,t+1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{x}_1{e}^{\mathrm{j\θ}}& {x_{2}e}^{\mathrm{j\θ}}\\ -x_2^{*}{e}^{\mathrm{j\θ}}& x_1^{*}{e}^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{1,t}& n_{1,t+1}\end{array}\right]...\left(1\right);$

$\left[\begin{array}{cc}{y}_{2,t}& y_{2,t+1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{21}& h_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{x}_1{e}^{\mathrm{j\θ}}& {x_{2}e}^{\mathrm{j\θ}}\\ -x_2^{*}{e}^{\mathrm{j\θ}}& x_1^{*}{e}^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{2,t}& n_{2,t+1}\end{array}\right]...\left(2\right);$

$\left[\begin{array}{cc}{y}_{3,t}& y_{3,t+1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{31}& h_{32}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{x}_1{e}^{\mathrm{j\θ}}& {x_{2}e}^{\mathrm{j\θ}}\\ -x_2^{*}{e}^{\mathrm{j\θ}}& x_1^{*}{e}^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{3,t}& n_{3,t+1}\end{array}\right]...\left(3\right);$

$Y_{6\×1}={\left[\begin{array}{c}{y}_{1,t}\\ y_{1,t+1}^{*}\\ y_{2,t}\\ y_{2,t+1}^{*}\\ y_{3,t}\\ y_{3,t+1}^{*}\end{array}\right]}_{6\×1}=H_{6\×2}\·X_{2\×1}+N_{6\×1}{=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& -h_{12}\\ h_{12}^{*}& +h_{11}^{*}\\ h_{21}& -h_{22}\\ h_{22}^{*}& +h_{21}^{*}\\ h_{31}& -h_{32}\\ h_{32}^{*}& {+h}_{31}^{*}\end{array}\right]}_{6\×2}{\left[\begin{array}{c}{x}_1{e}^{\mathrm{j\θ}}\\ x_2^{*}{e}^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right]}_{2\×1}+{\left[\begin{array}{c}{n}_{1,t}\\ n_{1,t+1}^{*}\\ n_{2,t}\\ n_{2,t+1}^{*}\\ n_{3,t}\\ n_{3,t+1}^{*}\end{array}\right]}_{6\×1}...\left(4\right);$

$G_{2\×6}=\mathrm{pinv}\left(H\right)={(H_{6\×2}^H\·H_{6\×2})}^{-1}\·H_{6\×2}^H$

$=\frac{1}{\underset{i=1:3}{\mathrm{\Σ}}\underset{j=1:2}{\mathrm{\Σ}}{h}_{\mathrm{ij}}^2}\·\left[\begin{array}{cccccc}+h_{11}^{*}& +h_{12}& +h_{21}^{*}& +h_{22}& +h_{31}^{*}& +h_{32}\\ -h_{12}^{*}& +h_{11}& -h_{22}^{*}& +h_{21}& -h_{32}^{*}& +h_{31}\end{array}\right]...\left(5\right);$

$X_{2\×1}=\left[\begin{array}{c}{x}_1{e}^{\mathrm{j\θ}}\\ x_2^{*}{e}^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right]=G_{2\×6}\·Y_{6\×1}+N_{2\×1}...\left(6\right);$

其中，“*”代表相应符元的共轭复数(complexconjugate)，(1)～(6)中的每个符元为复数，X_2×1代表数据信号矩阵，Y_6×1代表经过FFT变换后的接收到的信号矩阵，H代表信道系数矩阵(coefficient matrix)，G_2×6代表增益矩阵(gain matrix)，N_2×1代表噪声矩阵(noise matrix)，H^H代表信道系数矩阵H的厄米特转置(Hermitian transpose)，矩阵H中的每个元素h_ij代表一个发送天线与一个接收天线之间的信道系数，n_j，t与n_j，t+1代表噪声，y_i，t与y_i，t+1代表从第i个接收天线R_X接收到的经过FFT变换的信号，x_j代表数据信号。因此，在数据音中，均衡器124可根据方程式(1)～(6)估计相位误差θ。PLL126根据已估计相位误差θ调整其相位并使能时间/相位补偿装置123，以正确补偿接收到信号的时间/相位。

然而，在方程式(6)中，增益矩阵G的增益值并不足够大(与噪声相比)，因此不能忽略噪声矩阵N，噪声矩阵N可影响相位误差θ估计的精确性。

另外，在MIMO OFDM通信系统中，接收天线的个数应该比发送天线的个数多。换句话说，接收天线的个数不能少于发送天线的个数。假设发送天线T_X的个数为2，接收天线R_X的个数为1(2T1R OFDM通信系统)，因此，接收信号可由以下方程序得到：

$y_1=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1{e}^{\mathrm{j\θ}}\\ x_2{e}^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right]=(h_{11}{x}_1+h_{12}{x}_2)e^{\mathrm{j\θ}}+\mathrm{noise}...\left(7\right);$

其中，y₁代表经过FFT变换的接收到的信号，x₁与x₂代表引示信号(pilot signal)，h₁₁与h₁₂代表信道系数，noise代表噪声。如果x₁＝1，x₂＝-1，并且h₁₁与h₁₂大概相等，在这种情况下，接收到的信号y₁大约等于噪声，并且相位误差θ因此而无法估计，这也就是在MIMO OFDM通信系统中，接收天线的个数需要大于发送天线的个数的原因。

发明内容

由于现有MIMO OFDM通信系统中无法忽略噪声，因此会影响相位误差估计的精确性。为了解决以上问题，本发明提供一种多入多出正交频分复用通信系统中的接收机以及估计相位误差的方法。

一种多入多出正交频分复用通信系统中的接收机，所述接收机包括：至少一个接收天线，用于从至少一个接收路径接收射频信号，其中引示信号是从每个已接收到的所述射频信号中提取；接收信号变换模块，耦接于所述至少一个接收天线，用于接收所述射频信号并相应产生已变换信号；信号转换装置，耦接于所述接收信号变换模块，用于将已接收到的所述已变换信号转换为已转换信号；信号加法装置，耦接于所述信号转换装置，用于将所述已转换信号与相应于所述已转换信号的引示信号的共轭复数的乘积相加，并相应产生相加结果，以及锁相环，耦接于所述信号加法装置，根据所述相加结果、所述已转换信号以及所述引示信号的所述共轭复数来估计相位误差。

一种估计相位误差的方法，所述相位误差存在于多入多出正交频分复用通信系统中的接收机中，所述估计相位误差的方法包括：对所述多入多出正交频分复用通信系统中的信道系数矩阵执行厄米特转置，以产生已厄米特转置信道系数矩阵；将所述接收机的已接收信号矩阵与所述已厄米特转置信道系数矩阵相乘，以产生已转换信号；将所述已转换信号与相应于所述已转换信号的引示信号的共轭复数的乘积相加，以产生相加结果，其中，所述引示信号为从所述已接收信号矩阵中提取；以及根据所述相加结果、所述已转换信号以及所述引示信号的所述共轭复数来产生所述相位误差。

一种估计相位误差的方法，所述相位误差存在于多入多出正交频分复用通信系统中的接收机中，所述估计相位误差的方法包括：对所述多入多出正交频分复用通信系统中的信道系数矩阵执行厄米特转置，以产生已厄米特转置信道系数矩阵；将所述已厄米特转置信道系数矩阵与所述信道系数矩阵相乘，以产生乘积信道系数矩阵；将所述乘积信道系数矩阵取逆，以产生逆乘积信道系数矩阵；将所述逆乘积信道系数矩阵的对角在线的每个元素与实常数相加，以产生已相加常数逆乘积信道系数矩阵；将所述已相加常数逆乘积信道系数矩阵与所述已厄米特转置信道系数矩阵相乘，以产生分集增益矩阵；以及根据所述分集增益矩阵、已接收信号矩阵以及引示信号矩阵产生所述相位误差。

本发明提供在MIMO OFDM系统中有效地估计相位误差的方法，并可允许接收天线的个数比发送天线的个数少。另外，本发明的方法可应用于不同的空时频处理方案，所以可以降低成本。

以下为根据多个图式对本发明的较佳实施例进行详细描述，所述技术领域技术人员阅读后应可明确了解本发明的目的。

附图说明

图1为传统多入多出正交频分复用通信系统的示意图。

图2为根据本发明第一实施例MIMO OFDM通信系统的示意图。

图3为根据本发明的第一实施例用于估计相位误差的方法的流程图。

图4为根据本发明第二实施例，用于估计相位误差的方法的流程图。

具体实施方式

请参照图2。图2为根据本发明第一实施例MIMO OFDM通信系统200的示意图。

MIMO OFDM通信系统200包括用于发送RF信号的发送机110与用于从发送机110接收RF信号的接收机220.

发送机110的功能与传统MIMO OFDM通信系统100中的发送机的功能相同，因此不再赘述。

接收机220包括多个接收天线R_X、接收信号变换模块230、时间/相位补偿装置223、均衡器224、解调装置225、PLL 226、信号转换装置227以及信号加法装置228。

接收信号变换模块230包括RF电路229、ADC 221以及FFT装置222。

接收天线R_X从发送机110的发送天线T_X接收RF信号。接收信号变换模块230耦接于接收天线R_X与时间/相位补偿装置223之间，用于接收RF信号并将接收到的信号变换为已变换信号并传送至时间/相位补偿装置223。更具体的，在接收信号变换模块230中，RF电路229从接收天线R_X接收RF信号，并将接收到的信号向下转换为基频或中频模拟信号；ADC 221耦接于RF电路229，将从RF电路229接收到的模拟信号转换为数字信号；FFT装置222耦接于ADC 221，对从ADC 221接收的数字信号执行FFT变换并相应的输出已变换信号。时间/相位补偿装置223耦接于接收信号变换模块230中的FFT装置222，根据从PLL 226输出的相位来补偿已变换信号。PLL 226耦接于信号加法装置228，PLL 226用于估计相位误差θ并且相应的调整其相位以输出具有已调整相位的时钟信号，并传送至时间/相位补偿装置223。均衡器224耦接于时间/相位补偿装置223与解调装置225之间，用于均衡来自时间/相位补偿装置223的已补偿信号。解调装置225耦接于均衡器224，用于解调已均衡信号并相应的输出数据。

在引示音(pilot tone)中，利用信号转换装置227、信号加法装置228以及PLL 226来估计接收到的信号y(经过FFT变换后)的相位误差θ。因此，从PLL 226输出的具有已调整相位的时钟信号使能时间/相位补偿装置223，以正确的补偿接收到的信号y的时间/相位。

信号转换装置227耦接于FFT装置222与信号加法装置228之间。信号加法装置228耦接于信号转换装置227与PLL 226之间。

信号转换装置227对信道系数矩阵H执行厄米特转置并将已转置矩阵HH与接收到的信号y(即已变换信号)相乘。因此，信号转换装置227根据接收到的信号y与信道系数矩阵H产生已转换信号x’。

信号加法装置228将所有的已转换信号x’与相应引示信号x的共轭复数的乘积相加。

PLL 226根据信号加法装置228的相加结果、已转换信号x’、以及引示信号x的共轭复数估计相位误差θ。

假设发送天线TX的个数为2，且接收天线RX的个数为2(2T2R OFDM通信系统)，因此，接收到的信号y(经过FFT变换)可从以下的方程式得出：

$Y_{2\×1}=\left(\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\end{array}\right)=H_{2\×2}\·X_{2\×1}+N_{2\×1}=\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{x}_1{e}^{\mathrm{j\θ}}\\ x_2{e}^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right)...\left(8\right);$

其中，Y_2×1代表经过FFT变换后的接收到的信号矩阵，H_2×2代表信道系数矩阵，X_2×1代表引示信号矩阵，以及N_2×1代表噪声矩阵；信号转换装置227对信道系数矩阵H执行厄米特转置并与接收到的信号Y相乘，其中，藉此可得到一下方程式(忽略噪声矩阵N_2×1)：

$\left(\begin{array}{c}{x_1}^{\′}\\ {x_2}^{\′}\end{array}\right)=H_{2\×2}^H\·Y_{2\×1}=\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}^{*}& h_{21}^{*}\\ h_{12}^{*}& h_{22}^{*}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{x}_1{e}^{\mathrm{j\θ}}\\ {x_{2}e}^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{c}({\left|h_{11}\right|}^2+{\left|h_{21}\right|}^2)x_1{e}^{\mathrm{j\θ}}+(h_{11}^{*}{h}_{12}+h_{21}^{*}{h}_{22})x_2{e}^{\mathrm{j\θ}}\\ ({\left|h_{12}\right|}^2+{\left|h_{22}\right|}^2)x_2{e}^{\mathrm{j\θ}}+(h_{12}^{*}{h}_{11}+h_{22}^{*}{h}_{21})x_1{e}^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right)...\left(9\right);$

信号加法装置228将x1’x 1*的乘积与x2’x2*的乘积相加并相应的产生以下方程序：

${x_1}^{\′}{x}_1^{*}+{x_2}^{\′}{x}_2^{*}$

$=({\left|h_{11}\right|}^2+{\left|h_{21}\right|}^2){\left|x_1\right|}^2{e}^{\mathrm{j\θ}}+({\left|h_{12}\right|}^2+{\left|h_{22}\right|}^2){\left|x_2\right|}^2{e}^{\mathrm{j\θ}}+(h_{11}^{*}{h}_{12}+h_{21}^{*}{h}_{22})x_2{x}_1^{*}{e}^{\mathrm{j\θ}}+(h_{12}^{*}{h}_{11}+h_{22}^{*}{h}_{21})x_1{x}_2^{*}{e}^{\mathrm{j\θ}}$

$=\{({\left|h_{11}\right|}^2+{\left|h_{21}\right|}^2){\left|x_1\right|}^2+({{|h}_{12}|}^2+{\left|h_{22}\right|}^2){\left|x_2\right|}^2+2\mathrm{Re}[(h_{11}^{*}{h}_{12}+h_{21}^{*}{h}_{22})x_2{x}_1^{*}\left]\right\}{e}^{\mathrm{j\θ}}$

$=C{e}^{\mathrm{j\θ}}...\left(10\right);$

其中，Re[(h₁₁ ^*h₁₂+h₂₁ ^*h₂₂)x₂x₁]代表[(h₁₁ ^*h₁₂+h₂₁ ^*h₂₂)x₂x₁]的实部，C代表{(|h₁₁|²+|h₂₁|²)|x₁|²+(|h₁₂|²+|h₂₂|²)|x₂|²+2Re[(h₁₁ ^*h₁₂+h₂₁ ^*h₂₂)x₂x₁ ^*]}，且为一实数值。

在方程式(9)中，因为接收到的信号y₁与y₂为已知，且信道系数h₁₁、h₁₂、h₂₁、以及h₂₂为已知，所以可以得到已转换信号x1’与x2’。

由于从信号加法装置228产生的结果足够大，可以忽略噪声矩阵N_2×1，所以可以容易的从方程式(10)得出相位误差θ。换句话说，在方程式(10)中，(Ce^jθ+noise)可用Ce^jθ项代替。然而，常数C比噪声项noise大很多，以至可以忽略噪声项noise。因此，可由“x₁’x₁ ^*+x₂’x₂ ^*”的正切值估计相位误差θ。例如，如果“x₁’x₁ ^*+x₂’x₂ ^*”等于(1+j1)，则“x₁’x₁ ^*+x₂’x₂ ^*”的正切值为1，并且θ的相位误差等于45°。因此，PLL 226可有效地估计相位误差θ。接着，PLL 226根据已估计相位误差θ(例如45°)调整其相位，并且使能时间/相位补偿装置223以正确补偿接收到的信号的时间/相位。

请参照图3。图3为根据本发明的第一实施例用于估计相位误差的方法300的流程图。

方法300的步骤如下：

步骤301：对信道系数矩阵H执行厄米特转置，用于产生已厄米特转置信道系数矩阵H_A；

步骤302：将接收到的信号y与已厄米特转置信道系数矩阵HA相乘，以产生已转换信号x’；

步骤303：将每个已转换信号x’与其相应的引示信号x的乘积全部相加；

步骤304：根据步骤303的相加结果产生相位误差θ。

由于引示信号x只有在引示音中才是已知的，所以步骤303与步骤304需要在MIMO OFDM通信系统200的引示音中完成。

根据本发明的第一实施例，MIMO OFDM系统可包括接收天线，其中，接收天线的个数比发送天线的个数少。例如，假设发送天线TX的个数为2，且接收天线RX的个数为1(2T1R OFDM通信系统)，因此，接收到的信号可由一下方程式得到：

$y_1=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1{e}^{\mathrm{j\θ}}\\ x_2{e}^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right]=(h_{11}{x}_1+h_{12}{x}_2)e^{\mathrm{j\θ}}+\mathrm{noise}...\left(11\right)$

根据步骤301与步骤302，接收到的信号y₁与已厄米特转置信道系数矩阵H_A相乘，并相应的产生已转换信号x₁’与x₂’，并且，根据步骤303，将x1’x1^*的乘积与x2’x2^*的乘积相加，其可由一下方程式揭露：

$x_1^{\′}{x}_1^{*}=h_{11}^{*}{x}_1^{*}{y}_1=({\left|h_{11}\right|}^2{\left|x_1\right|}^2+h_{11}^{*}{h}_{12}{x}_2{x}_1^{*})e^{\mathrm{j\θ}}...\left(12\right);$

$x_2^{\′}{x}_2^{*}=h_{12}^{*}{x}_2^{*}{y}_1=({\left|h_{12}\right|}^2{\left|x_2\right|}^2+h_{12}^{*}{h}_{11}{x}_1{x}_2^{*})e^{\mathrm{j\θ}}...\left(13\right);$ 以及

$x_1^{\′}{x}_1^{*}+x_2^{\′}{x}_2^{*}=({\left|h_{11}\right|}^2{\left|x_1\right|}^2+{\left|h_{12}\right|}^2{\left|x_2\right|}^2+h_{11}^{*}{h}_{12}{x}_2{x}_1^{*}+h_{12}^{*}{h}_{11}{x}_1{x}_2^{*})e^{\mathrm{j\θ}}$

$=({\left|h_{11}\right|}^2{\left|x_1\right|}^2+{{|h}_{12}|}^2{\left|x_2\right|}^2+2\mathrm{Re}\{h_{11}^{*}{h}_{12}{x}_2{x}_1^{*}\left\}\right)e^{\mathrm{j\θ}}$

$=C{e}^{\mathrm{j\θ}}...\left(14\right).$

在方程式(14)中，由于“x₁’x₁ ^*+x₂’x₂ ^*”与C(等于(|h₁₁|²x₁|²+|h₁₂|²|x₂|²+2Re{h₁₁ ^*h₁₂x₂x₁ ^*}))为已知，所以可以精确地计算出相位误差θ。

请参照图4。图4为根据本发明第二实施例，用于估计相位误差的方法400的流程图。方法400的步骤如下：

步骤401：对信道系数矩阵H执行厄米特转置，用于产生已厄米特转置信道系数矩阵H_A；

步骤402：将已厄米特转置信道系数矩阵H_A与信道系数矩阵H相乘，以产生乘积信道系数矩阵H_B；

步骤403：对乘积信道系数矩阵H_B取逆，以产生逆乘积信道系数矩阵H_C；

步骤404：将逆乘积信道系数矩阵H_C的对角在线的每个元素与实常数Z相加，以产生已相加常数逆乘积信道系数矩阵H_D；

步骤405：将已相加常数逆乘积信道系数矩阵H_D与已厄米特转置信道系数矩阵H_A相乘，以产生分集增益(diversity gain)矩阵G_D；

步骤406：根据分集增益矩阵G_D、已接收信号矩阵Y以及引示信号矩阵X产生相位误差θ。

用于估计相位误差θ的方法400与传统方法类似，其区别在于步骤404中，将逆乘积信道系数矩阵H_C的对角在线的每个元素与实数Z相加。这样，可以增加分集增益矩阵G_D的增益值。另外，如果实数Z足够大，且分集增益矩阵G_D的增益值也足够大，则在方程式(6)中，可以忽略噪声矩阵。因此，由步骤400产生的已估计相位误差θ可以比传统方法估计的相位误差θ精确很多。

下面是对利用方法400以估计相位误差θ的较佳实施例的描述。假设发送天线T_X的个数为2，且接收天线R_X的个数为2(2T2R OFDM通信系统)，因此，已接收信号y(经过FFT变换)可由以下方程序得出：

$Y_{2\×1}=\left(\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\end{array}\right)=H_{2\×2}\·X_{2\×1}+N_{2\×1}=\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{x}_1{e}^{\mathrm{j\θ}}\\ x^2{e}^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right)...\left(8\right);$

其中，Y_2×1代表经过FFT变换后的已接收信号矩阵，H_2×2代表信道系数矩阵，X_2×1代表引示信号矩阵，N_2×1代表噪声矩阵。根据步骤401～405，分集增益矩阵GD可由以下方程序得到：

$G_D={\left(H^{H}H\right)}_Z^{-1}{H}^H={(H1\·H)}_Z^{-1}\·H1{=\left[\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}^{*}& h_{21}^{*}\\ h_{12}^{*}& h_{22}^{*}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right)\right]}_Z^{-1}\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}^{*}& h_{21}^{*}\\ h_{12}^{*}& h_{22}^{*}\end{array}\right)$

$={\left(\begin{array}{cc}{\left|h_{11}\right|}^2+{\left|h_{21}\right|}^2+Z& h_{11}^{*}{h}_{12}+h_{21}^{*}{h}_{22}\\ h_{12}^{*}{h}_{11}+h_{22}^{*}{h}_{21}& {\left|h_{12}\right|}^2+{\left|h_{22}\right|}^2+Z\end{array}\right)}^{-1}\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}^{*}& h_{21}^{*}\\ h_{12}^{*}& h_{22}^{*}\end{array}\right)=\frac{1}{K}\left(\begin{array}{cc}P& S\\ R& Q\end{array}\right)...\left(15\right);$

其中，K等于|h₁₁|²|h₂₂|²+|h₁₂|²|h₂₁|²+Z(|h₁₁|²+|h₁₂|²+|h₂₁|²+|h₂₂|²)+Z²+h₁₁h₂₂h₁₂ ^*h₂₁ ^*+h₁₁ ^*h₂₂ ^*h₁₂h₂₁，P等于(|h₂₂|²+Z)h₁₁ ^*-h₁₂ ^*h₂₁ ^*h₂₂，Q等于(|h₁₁|²+Z)h₂₂ ^*-h₂₁ ^*h₁₂ ^*h₁₁，R等于(|h₂₁|²+Z)h₁₂ ^*-h₁₁ ^*h₂₂ ^*h₂₁，S等于(|h₁₂|²+Z)h₂₁ ^*-h₁₁ ^*h₂₂ ^*h₁₂。如果实数Z足够大，则分集增益矩阵G_D可进一步由以下方程序得到：

$G_D\≈\frac{1}{Z^2}\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{Zh}}_{11}^{*}-h_{12}^{*}{h}_{21}^{*}{h}_{22}& {\mathrm{Zh}}_{21}^{*}-h_{11}^{*}{h}_{22}^{*}{h}_{12}\\ {\mathrm{Zh}}_{12}^{*}-h_{11}^{*}{h}_{22}^{*}{h}_{21}& {\mathrm{Zh}}_{22}^{*}-h_{12}^{*}{h}_{21}^{*}{h}_{11}\end{array}\right)$

$\≈\frac{1}{Z}\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}^{*}& h_{21}^{*}\\ h_{12}^{*}& h_{22}^{*}\end{array}\right)...\left(16\right);$

其中，根据方程式(16)，分集增益矩阵G_D的增益足够大，可以忽略噪声。

另外，所谓的实常数Z的值足够大，可以由以下方程序定义：

$Z\≥100\·\mathrm{Max}({\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N_R}{\left|h_{i1}\right|}^2,{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N_R}{\left|h_{i2}\right|}^2,...,{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N_R}{\left|h_{i{N}_T}\right|}^2)...\left(17\right);$

其中，N_R代表接收天线的个数，N_T代表发送天线的个数。

此外，本发明的MIMO OFDM通信系统200中，空时频处理装置112可选择不同方案，例如分空间多任务(Space DivisionMultiplexing，SDM)，空时分组码(Space time Block Coding，STBC)，或混合STBC-SDM模式，并且，方法300与方法400可应用于不同的空时频处理方案。

综上所述，本发明在MIMO OFDM系统中提供有效地估计相位误差的方法，并可允许接收天线的个数比发送天线的个数少。换句话说，对发送和接收天线的个数没有限制，所以带来很大的方便。另外，本发明的方法可应用于不同的空时频处理方案，所以可以降低成本。

上述的实施例仅用来例举本发明的实施态样，以及阐释本发明的技术特征，并非用来限制本发明的范畴。任何所述技术领域技术人员可依据本发明的精神轻易完成的改变或均等性的安排均属于本发明所主张的范围，本发明的权利范围应以权利要求为准。

Claims (18)

1.一种多入多出正交频分复用通信系统中的接收机，其特征在于，所述接收机包括：

至少一个接收天线，用于从至少一个接收路径接收射频信号，其中引示信号是从每个已接收到的所述射频信号中提取；

接收信号变换模块，耦接于所述至少一个接收天线，用于接收所述射频信号并相应产生已变换信号；

信号转换装置，耦接于所述接收信号变换模块，用于将已接收到的所述已变换信号转换为已转换信号；

信号加法装置，耦接于所述信号转换装置，用于将所述已转换信号与相应于所述已转换信号的引示信号的共轭复数的乘积相加，并相应产生相加结果，以及

锁相环，耦接于所述信号加法装置，根据所述相加结果、所述已转换信号以及所述引示信号的所述共轭复数来估计相位误差。

2.根据权利要求1所述的多入多出正交频分复用通信系统中的接收机，其特征在于，所述信号转换装置对所述多入多出正交频分复用通信系统中的信道系数矩阵执行厄米特转置，并且将已执行厄米特转置的所述信道系数矩阵与所述已变换信号相乘，以产生所述已转换信号。

3.根据权利要求2所述的多入多出正交频分复用通信系统中的接收机，其特征在于，所述信道系数矩阵中的每个元素代表信道系数，其中，所述信道系数为一个发送天线与所述多入多出正交频分复用通信系统中的一个接收天线之间的信道系数。

4.根据权利要求1所述的多入多出正交频分复用通信系统中的接收机，其特征在于，所述接收天线的个数比所述多入多出正交频分复用通信系统中的发送机的发送天线的个数多。

5.根据权利要求1所述的多入多出正交频分复用通信系统中的接收机，其特征在于，所述接收信号变换模块包括：

射频电路，耦接于所述至少一个接收天线，用于将所述射频信号向下转换至模拟信号；

模数转换器，耦接于所述射频电路，用于将所述模拟信号转换至数字信号；以及

快速傅立叶变换装置，耦接于所述模数转换器与所述信号转换装置之间，用于对所述数字信号执行快速傅立叶变换并将所述已变换信号输出至所述信号转换装置。

6.根据权利要求5所述的多入多出正交频分复用通信系统中的接收机，其特征在于，所述锁相环进一步根据所述相位误差产生具有已调整相位的时钟信号；并且，所述接收机进一步包括时间/相位补偿装置，耦接于所述快速傅立叶变换装置以及所述锁相环，用于根据所述时钟信号补偿所述已转换信号的时间/相位并相应输出已补偿信号。

7.根据权利要求6所述的多入多出正交频分复用通信系统中的接收机，其特征在于，进一步包括均衡器，耦接于所述时间/相位补偿装置，用于均衡所述已补偿信号并相应输出已均衡信号。

8.根据权利要求7所述的多入多出正交频分复用通信系统中的接收机，其特征在于，更包括解调装置，耦接于所述均衡器，用于解调所述已均衡信号并相应输出数据。

9.一种估计相位误差的方法，其特征在于，所述相位误差存在于多入多出正交频分复用通信系统中的接收机中，所述估计相位误差的方法包括：

对所述多入多出正交频分复用通信系统中的信道系数矩阵执行厄米特转置，以产生已厄米特转置信道系数矩阵；

将所述接收机的已接收信号矩阵与所述已厄米特转置信道系数矩阵相乘，以产生已转换信号；

将所述已转换信号与相应于所述已转换信号的引示信号的共轭复数的乘积相加，以产生相加结果，其中，所述引示信号为从所述已接收信号矩阵中提取；以及

根据所述相加结果、所述已转换信号以及所述引示信号的所述共轭复数来产生所述相位误差。

10.根据权利要求9所述的估计相位误差的方法，其特征在于，进一步包括：

将射频信号转换为数字信号；以及

将所述数字信号执行快速傅立叶变换，以作为所述已接收信号矩阵。

11.根据权利要求10所述的估计相位误差的方法，其特征在于，将射频信号转换为数字信号包括：

将所述射频信号向下转换为模拟信号；以及

将所述模拟信号转换为所述数字信号。

12.根据权利要求9所述的估计相位误差的方法，其特征在于，所述信道系数矩阵中的每个元素代表信道系数，其中，所述信道系数是一个发送天线与所述多入多出正交频分复用通信系统中的一个接收天线之间的信道系数。

13.一种估计相位误差的方法，其特征在于，所述相位误差存在于多入多出正交频分复用通信系统中的接收机中，所述估计相位误差的方法包括：

对所述多入多出正交频分复用通信系统中的信道系数矩阵执行厄米特转置，以产生已厄米特转置信道系数矩阵；

将所述已厄米特转置信道系数矩阵与所述信道系数矩阵相乘，以产生乘积信道系数矩阵；

将所述乘积信道系数矩阵取逆，以产生逆乘积信道系数矩阵；

将所述逆乘积信道系数矩阵的对角在线的每个元素与实常数相加，以产生已相加常数逆乘积信道系数矩阵；

将所述已相加常数逆乘积信道系数矩阵与所述已厄米特转置信道系数矩阵相乘，以产生分集增益矩阵；以及

根据所述分集增益矩阵、已接收信号矩阵以及引示信号矩阵产生所述相位误差。

14.根据权利要求13所述的估计相位误差的方法，其特征在于，进一步包括：

将射频信号转换为数字信号；以及

对所述数字信号执行快速傅立叶变换以作为已接收信号矩阵。

15.根据权利要求14所述的估计相位误差的方法，其特征在于，将射频信号转换为数字信号包括：

将所述射频信号向下转换为模拟信号；以及

将所述模拟信号转换为所述数字信号。

16.根据权利要求13所述的估计相位误差的方法，其特征在于，所述信道系数矩阵中的每个元素代表信道系数，其中，所述信道系数为一个发送天线与所述多入多出正交频分复用通信系统中的一个接收天线之间的信道系数。

17.根据权利要求13所述的估计相位误差的方法，其特征在于，所述接收信号矩阵中的每个元素代表所述多入多出正交频分复用通信系统中的一个接收天线的接收信号，并且所述引示信号矩阵中的每个元素代表接收信号中的引示信号。

18.根据权利要求13所述的估计相位误差的方法，其特征在于，所述实常数的数值定义如下：

$Z\≥100\·\mathrm{Max}({\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N_R}{\left|h_{i1}\right|}^2,{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N_R}{\left|h_{i2}\right|}^2,...,{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N_R}{\left|h_{i{N}_T}\right|}^2)$

其中，Z代表所述实常数，NR代表所述接收天线的个数，N_T代表所述发送天线的个数，以及h_ij代表信道系数，其中，所述信道系数为一个发送天线与一个接收天线之间的信道系数。

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