CN101753506B - 联合自适应编码调制器和自适应联合分配编码调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种联合自适应编码调制器和自适应联合分配编码调制方法，所述联合自适应编码调制器包括：分组编码调制联合单元、自适应分配控制单元、要求误码率下信噪比门限测定单元和信道估计单元；所述自适应分配调制方法包括：在系统发送端，利用已知信道估计结果信道频率响应和要求误码率下信噪比门限，通过自适应二维联合优化判别选取最佳分组编码调制对模式。本发明将离散分组编码调制对进行二维联合优化，降低系统发射功率、提高系统传输速率、增加系统传输可靠性，特别适用于高速宽带的移动接收。

Description

联合自适应编码调制器和自适应联合分配编码调制方法

技术领域

本发明涉及数字信息传输技术领域，特别涉及一种用于OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)系统的联合自适应编码调制(Joint Adaptive Coding And Modulation，JACM)器和自适应联合分配编码调制(Adaptive Joint Assign CodingAnd Modulation，AJACM)方法。

背景技术

随着人们对高速无线或有线数据、视频、图像等宽带业务需求的增加，如何利用有限的资源为用户提供高速数据业务的研究具有重要的意义，OFDM技术也因为抗多址干扰技术强、频谱利用率高等优点被广泛采用。

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分)调制可以追溯到本世纪60年代中期。70年代，人们提出用离散傅里叶变换(DFT)实现多载波调制，简化了系统结构，才使得OFDM技术实用化。OFDM技术将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输，可以使用IFFT/FFT(Inverse Fast Fourier Transform/Fast Fourier Transform，快速傅里叶逆变换/快速傅里叶变换)，复杂度大大低于传统多载波系统。OFDM技术也被认为是支持WLAN、DVB-T和DAB等高速数据传输系统的关键技术，已经被应用于IEEE 802.11a和HIPERLAN/2等无线网络标准中。

随着现代无线通信技术的飞速发展以及人们对无线数据业务需求的快速增长，高速无线数据传输迫切需要开发出能够有效抗信道衰落的高频谱利用率、高可靠性和智能化的通信技术。其中如何提高系统在衰落信道中的频谱利用率，逐渐成为无线通信技术的研究热点。AM(Adaptive Modulatio，自适应调制)技术正是以其智能化的传输机制、高效的频谱利用率得到了业界的广泛关注与研究，从而成为目前和未来无线通信系统的关键技术之一。目前在一些标准中，如第二代数字蜂窝移动通信系统在其PHASE2和PHASE2+规范中提出的基于分组交换数据的通用分组无线业务(GPRS)和其增强型EGPRS模型、数字卫星电视标准DVB-S的升级方案DVB-S2和无线局域网等，都采用了AM技术。

Czylwik A.于1996年提出在OFDM系统子载波上根据自适应的比特加载进行功率分配，该AM技术根据各子载波的增益动态地分配传输比特数并选择相应的功率和调制方式，可以减小发射功率或者提高传输速率，结合OFDM系统显著提高频谱效率等系统性能。目前在DVB-S2中就采用了基于OFDM系统的AM技术。

目前存在的基于OFDM系统的AM算法根据优化目标的不同总体上分为三类：功率与比特数不变时误码率最小化的MA(MarginAdaptive)算法，功率与误码率上限不变时传输速率最大化的RA(RateAdaptive)算法和比特数与误码率上限不变时发送功率最小化的PA(PowerAdaptive)算法。实际上，RA算法和PA算法密切相关，都能转化为在功率受限下的RA算法解释。下面分别简单介绍MA算法和RA算法的基本原理。

薛金银、焦秉立在“一种基于最小误码率的OFDM自适应比特及功率分配算法”(电子与信息学报，2006，7)中提出了一种优化的MA算法：设OFDM子载波数为N，总发射功率为S，总比特数为R，分配方式基于注水原理，迭代参数为功率注水门限λ，其初值设为：

${\mathrm{\λ}}_1=\frac{1}{N}(\frac{S}{{\mathrm{\σ}}^2\mathrm{\Γ}}+\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{g_i})---\left(1\right)$

具体算法描述如下：

步骤S101：初始化：迭代次数k＝0，并设定其上限为k_max；注水门限初始值为λ₁，记其上限λ_M＝λ₁，下限λ_m＝0；

步骤S102：k＝k+1，如果当前k＞k_max，转到步骤S106；否则令可传输数据的子载波数N_on＝N，对每一个子载波i结合当前注水门限λ_k值按照以下公式分配比特，如果 ${\hat{b}}_i=0,$ 则第i个子载波不分配数据，N_on＝N_on-1

b_i＝[log₂(λg_i)]⁺(2)

b_it＝round(b_i)(3)

$S_i=\frac{{\mathrm{\σ}}^2\mathrm{\Γ}}{g^i}(2^{b_{\mathrm{it}}}-1)---\left(4\right)$

步骤S103：统计当前比特数 $R_k=\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{on}}}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i,$ 如果R_k＝R，转到步骤S107；否则令 ${\mathrm{\Δ}}_R=2^{(R-R_k)/N_{\mathrm{on}}},$ 如果当前和前一次迭代次数下的Δ_R都小于0，记λ_M＝λ_k，如果两次Δ_R都大于0，记λ_m＝λ_k，转到步骤S105；

步骤S104：如果Δ_R＞0，记λ_m＝max(λ_m，λ_k)，否则记λ_M＝min(λ_M，λ_k)；

步骤S105：取n为从1开始增加的整数直到λ_K+1满足λ_m≤λ_k+1＝λ_k+μⁿ·λ_k·(ΔB-1)≤λ_M，返回步骤S102；

步骤S106：统计比特量化差值δ_i＝b_i-b_it，如果R_k＞R(R_k＜R)，选择δ_i最小(大)的子载波，减去(加上)1个比特，重新统计该子载波的δ_i，重复该过程直到R_k＝R；

步骤S107：功率调整，使总发射功率等于设定功率，S_i＝S_i·(1+(S-∑s_i)/∑s_i)。

算法结束时，所有传输比特的子载波误码率基本相等。

RA算法中比较经典的是Chow算法。Chow算法是根据各个子载波的信道容量分配比特：首先确定系统的性能达到最优的门限γ_m arg in，然后确定各个子载波的调制方式，最后调整功率。其具体步骤如下：

步骤S201：计算各个子载波i的信噪比SNR_i；

步骤S202：令γ_m arg in＝0，迭代次数Iterate＝0；

步骤S203：从i＝1～N，按以下公式依次计算b_i，b_it，DIFF_i：

$b_i={\log }_2(1+\frac{{\mathrm{SNR}}_i}{\mathrm{\Γ}+{\mathrm{\γ}}_{m\arg \mathrm{in}}\left(\mathrm{dB}\right)})---\left(5\right)$

b_it＝round(b_i)(6)

DIFF_i＝b_i-b_it(7)

步骤S204：计算总比特数 $B_{\mathrm{total}}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{bit};$

步骤S205：按下列公式计算新的γ_m arg in：

${\mathrm{\γ}}_{m\arg \mathrm{in}}={\mathrm{\γ}}_{m\arg \mathrm{in}}+10{\log }_{10}\left(2^{B_{\mathrm{total}}-B_{t\arg \mathrm{et}}}\right)/N_{\mathrm{on}}$

其中，B_target是期望发送的比特总数，N_on是OFDM系统子载波的个数，

步骤S206：迭代次数Iterate＝Iterate+1；

步骤S207：若B_total≠B_target，且Iterate＜Max_count，则转到步骤S203，否则转到步骤S208；

步骤S208：若B_total＞B_target，则找到最小的DIFF_i，相应的b_it减一，DIFF_i加一，重复此步骤直到B_total＝B_target，否则转到步骤S209；

步骤S209：若B_total＜B_target，则找到最大的DIFF_i，相应的b_it加一，DIFF_i减一，重复此步骤直到B_total＝B_target；

步骤S210：调整每个子载波上的发射功率；

步骤S211：调整总发射功率，对所有使用子载波的发射功率乘以相同的比例因子，使总的信号功率等于要求的总功率。

近年来，一种结合TCM(Trellis Coded Modulation，网格编码调制)的自适应编码调制技术、一种仅结合RS码在Nakagami衰落信道的自适应编码调制技术相继提出。这些算法都能够实现根据信道状态采用最佳的调制方式，在一定程度上大大提高了频谱利用效率，但是均存在一定的缺点：一方面所述算法都采用了迭代法，即首先通过比特的依次递加或者递减，然后实现相应功率的自适应分配，算法收敛速度慢；另一方面所述算法都仅为一维调制方式的优化，即在固定编码方式或者速率下进行调制方式的自适应选择，没有给出联合优化编码和调制模式的通用算法，应用范围受到限制。

发明内容

为了对二维离散编码和调制进行联合优化，提出分组编码和调制联合优化的通用算法，本发明提供了一种联合自适应编码调制器和自适应联合分配编码调制方法，所述技术方案包括：

一种联合自适应编码调制器，所述联合自适应编码调制器包括：分组编码调制联合单元，所述分组编码调制联合单元包括分组编码单元和调制单元，利用接收所述自适应分配控制单元传送的分组编码调制对模式对信息数据流分别依次进行自适应分组编码和自适应调制；自适应分配控制单元，所述自适应分配控制单元包括分组编码调制对选择单元，利用信道频率响应和要求误码率下信噪比门限自适应二维联合优化判别选取最佳分组编码调制对，根据系统要求计算得到要求速率下的最小功率或者要求功率下的最大速率，将所述分组编码调制对模式传送给所述分组编码调制联合单元；要求误码率下信噪比门限测定单元，所述要求误码率下信噪比门限测定单元利用给定系统误码率在无自适应调制下获得所有分组编码调制对模式下的信噪比门限并将所述信噪比门限传送给所述自适应控制单元；信道估计单元，所述信道估计单元利用系统帧结构携带的信息获得信道估计结果信道频率响应并将所述信道频率响应传送给自适应控制单元。

其中，所述分组编码调制联合单元包括的调制单元可采用的调制方式，如QAM，PSK等，根据系统的具体要求灵活调节；所述分组编码方式和调制方式的组合，根据系统的具体要求灵活调节；所述要求误码率下信噪比门限测定单元测定的信噪比门限，根据系统误码率要求灵活调节；所述自适应分配控制单元输入的信噪比门限根据系统误码率要求调节，利用所述信道频率响应和所述要求误码率下信噪比门限，通过一种自适应分配控制方法，联合优化二维离散最佳分组编码调制对；所述分组编码调制对模式根据系统固定速率下的最小功率或者固定功率下的最大速率的具体要求灵活调节。

一种自适应联合分配编码调制方法，所述方法包括：将传输编码分组数分为可选调制方式个数种类；判断所述传输编码分组数是否等于最大个数，如果是，所有子载波首先选取最高阶调制模式，均分码率集各码率模式，然后传送给分组编码调制联合单元；否则，进入下一步；判断所述传输编码分组数是否等于1，如果是，所有子载波首先选取最低阶调制模式，根据系统要求遍历码率集各码率，所有子载波选取要求速率下的最小功率或者要求功率下的最大速率的模式，然后传送给分组编码调制联合单元，否则，进入下一步；判断所述所有传输编码分组速率是否完全相同，如果是，所有子载波遍历码率集，根据所述信道频率响应和所述信噪比门限选取各调制方式子载波数，然后传送给分组编码调制联合单元；否则，进入下一步；当所述传输编码分组码率不完全相同时，采用全搜索操作或贪婪搜索操作；如果所述搜索步骤选取了固定功率下的最大速率的模式，则调整总发射功率，对所有使用子载波的乘以相同的比例因子，使总的信号功率等于要求的总功率；否则，结束。

其中，更具体地，所述全搜索操作包括：穷举搜索满足分组编码块长和子载波总数的约束的分组编码调制对模式和对应子载波数；将所述信道频率响应从小到大排列，将所述信噪比门限从大到小按照所述穷举搜索步骤穷举出的所述分组编码调制对模式和对应子载波数分配，通过计算获得相应功率；根据系统要求选取要求速率下的最小功率或者要求功率下的最大速率的模式和对应子载波数，然后将所述模式和子载波数传送给所述分组编码调制联合单元。

其中，更具体地，所述贪婪搜索操作包括：将所述信道频率响应从小到大排列；将功率计算公式按照特定模式进行分解，第一部分为固定值，第二部分为使用贪婪算法取最小值；选取固定速率下的最小功率或者固定功率下的最大速率的模式和对应子载波数，然后将所述模式和子载波数传送给所述分组编码单元和调制单元，再传送给所述分组编码调制联合单元。

本发明的联合自适应编码调制器和自适应联合分配编码调制方法，通过二维离散编码和调制联合优化来实现自适应功率分配，并且提出了分组编码和调制联合优化的通用算法，该算法收敛速度快，能够高效提高频谱利用效率，在提高速度的基础上尽量节省资源。

附图说明

图1是现有技术中一种MA算法的流程图；

图2是现有技术中一种RA算法的流程图；

图3是包含本发明技术方案的联合自适应编码调制器的OFDM系统框图；

图4是本发明技术方案的实施例的用于OFDM系统的联合自适应编码调制器的结构示意图；

图5是本发明技术方案实施例的自适应控制分配方法流程图；

图6是本发明技术方案实施例的104信道幅频特性曲线图；

图7是本发明技术方案实施例的自适应控制分配结果图；

图8是本发明技术方案实施例的OFDM系统BER曲线图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

本发明技术方案的实施例提供了一种用于OFDM系统的联合自适应编码调制器，如图3所示，所述联合自适应编码调制器包括：分组编码调制联合单元101、自适应分配控制单元102、要求误码率下信噪比门限测定单元103和信道估计单元104；其中，分组编码调制联合单元101包括一个分组编码单元和一个调制单元，所述单元101接收由自适应分配控制单元102传送的分组编码调制对模式，根据所述分组编码调制对模式中的分组编码模式和调制模式对信息数据流分别依次进行自适应分组编码和调制，其中分组编码的可选类型和调制的可选类型可以根据需要灵活配置；

自适应分配控制单元102包括一个分组编码调制对选择单元，所述自适应分配控制单元单元102接收由信道估计单元104传送的信道频率响应Hi和由要求误码率下信噪比门限测定单元103传送的要求误码率下信噪比门限SNR_j，k，然后自适应控制判别选取最佳分组编码调制对且根据OFDM系统要求计算得到要求速率下的最小功率或者要求功率下的最大速率，将所述最佳分组编码调制对模式传送给分组编码调制联合单元101，其中，i是任一子载波序号，j是分组编码方式序号，k是调制方式序号；

要求误码率下信噪比门限测定单元103利用OFDM系统要求的误码率获得所有分组编码调制对模式下分别的信噪比门限SNR_j，k，然后将所述分别的信噪比门限SNR_j，k传送给自适应控制单元102，其中，j是分组编码方式序号，k是调制方式序号；

信道估计单元104利用OFDM系统帧结构携带的信息获得信道估计结果信道频率响应H_i，且将所述估计的信道频率响应H_i传送给自适应控制单元102，其中i是任一子载波序号。

其中，在本实施例中，联合自适应编码调制器设定子载波总数为3744；联合自适应编码调制器的信道估计单元所测定的信道频率响应为H_i，噪声功率为σ²，且设定噪声功率归一化，即σ²＝1；联合自适应编码调制器测定要求误码率下信噪比门限根据OFDM系统误码率要求调节，在本实施例中，设定误码率为p_e，则要求误码率下信噪比门限单元以p_e＝10^-5作为测定SNR标准；根据OFDM系统具体要求来选取联合自适应编码调制器最佳分组编码调制对模式，在本实施例中，设定固定功率下最大速率要求，则选择在固定功率下最大速率的分组编码调制对模式，且固定功率为1×10⁵/3744＝26.7；联合自适应编码调制器的可选分组编码和调制方式可以灵活配置，在本实施例中，设定3种块长为7488的LDPC码率：LDPC0.4(3048，7488)，LDPC0.6(4572，7488)和LDPC0.8(6096，7488)，及3种QAM调制方式：4-QAM，16-QAM，64-QAM。

利用本发明技术方案的实施例提供的自适应分配控制单元102，本发明技术方案的实施例还提供了一种自适应联合分配编码调制方法，如图4所示，所述方法具体包括以下步骤：

步骤S301：将传输编码分组数设定为与可选调制方式个数相同，即3种；

步骤S302：判断传输编码分组数是否等于最大设定数3，如果是，所有子载波首先选取最高阶调制方式64-QAM，每1248个子载波分别选取LDPC码率集中的3种码率，然后传送给分组编码调制联合单元101；否则，进入步骤S303。

步骤S303：判断传输编码分组数是否等于1，如果是，所有3744个子载波均选取最低阶调制模式4-QAM，遍历码率集中的3种LDPC码率，所有3744个子载波选取要求功率下的最大速率的LDPC码率，即LDPC0.8(6096，7488)，然后结合4-QAM调制方式将其传送给分组编码调制联合单元101；否则，进入步骤S304。

步骤S304：当传输编码分组数不等于1或者3，即等于2时，判断所有传输编码分组速率是否完全相同，如果是，根据信道频率响应H_i，和由要求误码率p_e＝10^-5下信噪比门限测定单元104所传送的信噪比门限SNR_j，k，按照以下方法，选取分组编码-调制方式子载波数，然后将其传送给分组编码调制联合单元101，否则，进入步骤S305；其中是3744个子载波中任一子载波序号，j是分组编码方式序号，k是调制方式序号且按升序排列，

${\left|\frac{1/H_i}{1/H_j}\right|}^2=\frac{P_s}{P_1}>\frac{{\mathrm{SNR}}_{j,2}-{\mathrm{SNR}}_{j,1}}{{\mathrm{SNR}}_{j,3}-{\mathrm{SNR}}_{j,2}}---\left(8\right)$

将子载波信道频率响应H_i从大到小排列，对应子载波序号也相应变化为i′，其中，H_i′为最大端，H_j′为最小端，按照(10)式，大端倒序和小端正序同时开始搜索，同时步进，直到前后第X个H_i′，H_j′满足(8)式条件，这时，变化后的对应子载波前X个子载波分配64-QAM，后X个子载波分配4-QAM，中间的分配16-QAM。

所有3744个子载波遍历码率集中的3种码率，从最高码率开始遍历，即2个LDPC块均传输最高码率LDPC0.8(6096，7488)，若满足固定功率的要求，此时的速率就是最快传输速率。

步骤S305：如果传输的2个分组编码码率不完全相同，可以采用全搜索或贪婪搜索操作：

全搜索操作包括以下步骤：

s01：穷举搜索满足以下条件的分组编码调制对模式可选子载波数，其中，x₁，y₁，z₁和x₂，y₂，z₂分别代表任意组合的两种码率的4-QAM，16-QAM，64-QAM的子载波的个数，且设定x₂，y₂，z₂的码率高于x₁，y₁，z₁。

$\left\{\begin{array}{c}{2x}_1+4y_1+6z_1=7488\\ {2x}_2+4y_2+{6z}_2=7488\\ x_1+x_2+y_1+y_2+z_1+z_2=3744\end{array}\right\}---\left(9\right)$

s02：信道频率响应H_i从小到大排列，对应子载波序号也相应变化为i′，其中，H_i′为最大端，H_j′为最小端，从最高的两种码率开始遍历，即2个LDPC块均传输最高和次高码率，即LDPC0.4(3048，7488)，LDPC0.6(4572，7488)，将相应的信噪比门限SNR_j，k从大到小按照步骤S401穷举出的所述分组编码调制对模式和对应子载波数x₁，y₁，z₁和x₂，y₂，z₂分配，计算获得相应功率P，其中，j是分组编码方式序号，k是调制方式序号；

s03：根据OFDM系统要求，选取要求功率下的最大速率的模式和对应子载波数，然后传送给分组编码调制联合单元101；

贪婪搜索操作包括以下步骤：

s01：将信道频率响应H_i从小到大排列，并记P_i＝1/H_i ²；

s02：将功率P计算公式按照特定模式进行分解，第一部分为固定值P₁，其中，X为采用4-QAM调制方式的子载波的个数且X循环：

$P_1=\left(\underset{i=1}{\overset{X}{\mathrm{\Σ}}}{P}_i\right)\·\mathrm{SNR}2(4-\mathrm{QAM})+\left(\underset{i=X+1}{\overset{N-X}{\mathrm{\Σ}}}{P}_i\right)\·\mathrm{SNR}2(16-\mathrm{QAM})+\left(\underset{i=M-X+1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{P}_i\right)\·\mathrm{SNR}2(64-\mathrm{QAM})$

(10)

公式的第二部分使用贪婪算法取最小值P₂，计算方法如下：

$P_2=\underset{i=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{P_i}^{\′\′}\·{N_i}^{\′\′},$ 其中，对前X个P_i，记

P_i′＝P_i ^*(SNR2(4-QAM)-SNR1(4-QAM))/2，N_i＝2   (11)

对前X+1～M-X个P_i，记

P_i′＝P_i ^*(SNR2(16-QAM)-SNR1(16-QAM))/4，N_i＝4 (12)

对前M-X+1～M个P_i，记

P_i′＝P_i ^*(SNR2(64-QAM)-SNR1(64-QAM))/6，N_i＝6 (13)

将P_i′由大到小排序，记为P_i″，对应的N_i也随之变化，记为N_i″。

s03：使用贪婪原理，首先，J从1按P_i″的大小开始搜索，记 $N=\underset{i=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{N_i}^{\′\′},$ 当N≥7488时跳出循环，然后，

如果N＝7488，不需调整；

如果N-7488＝4，去掉前面最近的一个N_i＝4的子载波；

如果N-7488＝2，去掉前面最近的一个N_i＝2的子载波；

最后计算此时 $P_2=\underset{i=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{P_i}^{\′\′}\·{N_i}^{\′\′}$

s04：记P＝P₁+P₂，即为最优功率，即选取要求功率下的最大速率的模式和对应子载波数，然后将所述模式和子载波数传送给分组编码调制联合单元101。

s05：调整总发射功率。对所有使用子载波的发射功率乘以相同的比例因子，使总的信号功率等于要求的总功率。

自适应分配控制单元102判别选取最佳分组编码调制对后，送入分组编码调制联合单元101，依次完成分组编码和调制过程。

基于上述描述，对本发明所提出的用于OFDM系统的联合自适应编码调制器和自适应联合分配编码调制方法及其对应的完整接收端进行了计算机仿真，主要仿真参数如表1所示：信号速率为7.56Mbps，3种块长为7488的LDPC码率：分别为LDPC0.4(3048，7488)，LDPC0.6(4572，7488)和LDPC0.8(6096，7488)，3种QAM调制：分别为4-QAM，16-QAM，64-QAM，OFDM子载波数为3744，噪声功率归一化为1及固定功率为26.7；仿真中所用的信道为表2所示的典型无线多径104瑞利衰落信道，最大多普勒频移为10Hz；104瑞利衰落信道下达到p_e＝10^-5误码率要求时各分组编码调制对模式的信噪比门限如表3所示，单位为dB；104瑞利衰落信道的幅频特性曲线如图6所示。

表1

符号率	7.56Mbps
		编码方式	LDPC0.4(3048，7488)，LDPC0.6(4572，7488)，LDPC0.8(6096，7488)
调制方式	4-QAM，16-QAM，64-QAM
		OFD子载波数	3744
噪声功率	1
		固定功率	26.7

表2

表3

OFDM系统在固定功率26.7要求下根据104多径信道条件分配的不同分组编码调制对模式如图7所示，其中，纵坐标11代表采用LDPC0.6(4572，7488)和4-QAM模式，12代表采用LDPC0.8(6096，7488)和4-QAM模式，13代表采用LDPC0.4(3048，7488)和4-QAM模式，21代表采用LDPC0.6(4572，7488)和16-QAM模式，22代表采用LDPC0.8(6096，7488)和16-QAM模式，23代表采用LDPC0.4(3048，7488)和16-QAM模式，31代表采用LDPC0.6(4572，7488)和64-QAM模式，32代表采用LDPC0.8(6096，7488)和64-QAM模式，33代表采用LDPC0.4(3048，7488)和64-QAM模式。图7所示的仿真结果表明，在固定功率26.7要求下，只能同时选取LDPC0.8(6096，7488)和LDPC0.6(4572，7488)两个编码块，如果选取三个编码块或者选取两个相同的LDPC0.8(6096，7488)编码块，虽然速率都大于最优结果，但是功率均会超出固定功率26.7。

OFDM系统在104多径信道下联合自适应编码调制的BER(BitError Rate，误码率)性能如图8所示。由图8可以看出，相对于传统的无自适应编码的自适应调制OFDM系统，根据本发明技术方案的联合自适应编码调制OFDM系统更加灵活，在单一码率，如LDPC0.8(6096，7488)和LDPC0.6(4572，7488)的自适应调制之间，可以实现二维离散编码和调制的联合优化，即LDPC0.8(6096，7488)-LDPC0.6(4572，7488)对和LDPC0.8(6096，7488)-LDPC0.4(3048，7488)对的联合自适应编码调制，且信道变化越大，本发明的性能和灵活优势越明显。

以上为本发明的最佳实施方式，依据本发明公开的内容，本领域的普通技术人员能够显而易见地想到的一些雷同、替代方案，均应落入本发明保护的范围。

Claims (10)

1.一种用于OFDM系统的联合自适应编码调制器，其特征在于，所述联合自适应编码调制器包括：

分组编码调制联合单元，所述分组编码调制联合单元包括分组编码单元和调制单元，利用接收到的由自适应分配控制单元传送的分组编码调制对模式对信息数据流分别依次进行自适应分组编码和自适应调制；

自适应分配控制单元，所述自适应分配控制单元包括分组编码调制对选择单元，利用信道频率响应和要求误码率下信噪比门限自适应二维联合优化判别选取最佳分组编码调制对，根据OFDM系统要求计算得到要求速率下的最小功率或者要求功率下的最大速率，将所述分组编码调制对模式传送给所述分组编码调制联合单元；

要求误码率下信噪比门限测定单元，所述要求误码率下信噪比门限测定单元利用给定系统误码率在无自适应调制下获得所有分组编码调制对模式下的信噪比门限并将所述信噪比门限传送给所述自适应分配控制单元；

信道估计单元，所述信道估计单元利用系统帧结构携带的信息获得信道估计结果：信道频率响应，并将所述信道频率响应传送给所述自适应分配控制单元。

2.如权利要求1所述的用于OFDM系统的联合自适应编码调制器，其特征在于，所述分组编码单元采用LDPC码、RS码分组编码方式，且根据OFDM系统要求调节所述分组编码方式。

3.如权利要求1所述的用于OFDM系统的联合自适应编码调制器，其特征在于，所述调制单元采用QAM、PSK调制方式，且根据OFDM系统要求调节所述调制方式。

4.如权利要求1所述的用于OFDM系统的联合自适应编码调制器，其特征在于根据OFDM系统要求调节所述自适应分组编码的方式和自适应调制的方式的组合。

5.如权利要求1所述的用于OFDM系统的联合自适应编码调制器，其特征在于根据OFDM系统误码率要求调节所述要求误码率下信噪比门限测定单元所测定的信噪比门限。

6.如权利要求1所述的用于OFDM系统的联合自适应编码调制器，其特征在于，根据OFDM系统误码率要求调节所述自适应分配控制单元输入的信噪比门限。

7.如权利要求6所述的用于OFDM系统的联合自适应编码调制器，其特征在于，所述自适应分配控制单元利用所述信道频率响应和所述要求误码率下信噪比门限通过自适应分配控制方法联合优化二维离散最佳分组编码调制对。

8.如权利要求1所述的用于OFDM系统的联合自适应编码调制器，其特征在于，根据OFDM系统固定速率下的最小功率或者固定功率下的最大速率的要求调节所述分组编码调制对模式。

9.一种自适应联合分配编码调制方法，其特征在于，所述方法包括：

将传输编码分组数设定为与可选调制方式个数相同；

判断所述传输编码分组数是否等于最大设定数，如果是，则所有子载波首先选取最高阶调制方式，均分码率集各码率模式，然后将所选取的模式传送给分组编码调制联合单元；否则，进入下一步；

判断所述传输编码分组数是否等于1，如果是，所有子载波首先选取最低阶调制模式，根据OFDM系统要求遍历码率集各码率，所有子载波选取要求速率下的最小功率模式或者要求功率下的最大速率模式，然后将所选取的模式传送给分组编码调制联合单元；否则，进入下一步；

判断所有传输编码分组速率是否完全相同，如果是，所有子载波遍历码率集，根据信道频率响应和信噪比门限选取各调制方式子载波数，然后将选取的所述各调制方式子载波数传送给分组编码调制联合单元，否则，进入下一步；

当所述传输编码分组码率不完全相同时，采用搜索操作；

如果所述搜索步骤选取了固定功率下的最大速率的模式，则调整总发射功率，对所有使用子载波的发射功率乘以相同的比例因子，使总的信号功率等于要求的总功率；否则，结束。

10.如权利要求9所述的自适应联合分配编码调制方法，其特征在于，所述搜索操作包括：

全搜索操作，所述全搜索操作包括：

穷举搜索满足分组编码块长和子载波总数的要求的分组编码调制对模式和对应子载波数；

将所述信道频率响应从小到大排列；

将所述信噪比门限从大到小按照所述穷举搜索步骤穷举出的所述分组编码调制对模式和对应子载波数进行分配，通过计算获得相应功率；

根据OFDM系统要求选取要求速率下的最小功率或者要求功率下的最大速率的模式和对应子载波数，然后将所述模式和子载波数传送给所述分组编码调制联合单元；

贪婪搜索操作，所述贪婪搜索操作包括：

将所述信道频率响应从小到大排列；

将功率计算公式按照特定模式进行分解，第一部分为固定值，第二部分为使用贪婪算法取最小值；

选取固定速率下的最小功率模式或者固定功率下的最大速率模式和对应子载波数，然后将所述模式和子载波数传送给分组编码单元和调制单元，再传送给所述分组编码调制联合单元。

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