CN101753268B

CN101753268B - 一种发送机及接收机

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Publication number: CN101753268B
Application number: CN200910225096.0A
Authority: CN
Inventors: 矢野隆; 松本正
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2008-11-28
Filing date: 2009-11-26
Publication date: 2013-08-28
Anticipated expiration: 2029-11-26
Also published as: JP5235629B2; US8291287B2; CN101753268A; US20100146365A1; JP2010130397A

Abstract

本发明提供一种传输率损失小的BICM-ID(Bit Interleaved Coded Modulation-Iterative Decoding)方式的无线通信装置的编码以及调制方法、以及解码方法。通过以重复代码为基础的代码来进行编码(10)，经由对编码后的各位的顺序进行更替的交织处理(11)后，执行基于扩展映射(ExtendedMapping)的多值调制(12)，然后进行发送。在此，扩展映射由从l位向m位(m＜l)的位数削减处理和非Gray映射构成，位数削减处理仅根据交织后的位中的一位决定规定数量的位中的至少一位。

Description

一种发送机及接收机

技术领域

本发明涉及经由无线传输路径进行数据收发的无线通信装置的编码及调制方法、以及解码方法。

背景技术

作为移动通信等无线通信方式，如何恰当地组合编码方式以及调制方式来实现高效的、即接近作为理论极限的香农(Shannon)极限的通信的课题攻关，多年来长久不衰。为此，已知采用了特性良好的编码(纠错编码)方式，在1990年代中期出现的CDMA(码分多址)方式的IS-95标准中，通过使用约束长度9(k＝9)的卷积编码和维特比解码，实现低SNR(信噪比)中的通信，并且使系统容量跨越性地增大。并且，在第三代移动通信IMT-2000以及作为其改进系统的HSPA(High Speed Packet Access)、EV-DO等中，作为纠错编码方式采用了Turbo编码以及重复解码。并且，在下一代系统中，也正在研究采用LDPC(Low Density Parity Check)码等。在这些IMT-2000的改进系统中，为了实现高速数据通信采用了多值调制方式。作为多值调制方式，规定了8PSK、16QAM、64QAM等，通过一个符号可以传输的位数分别为3、4、6位。在解调这些多个位时，为了提取更多的信息量，作为位的分配(映射)方法采用了Gray映射。Gray映射如图29(a)、图29(b)所示，在相邻的信号点(符号)之间以仅1位不同的方式进行位的分配(映射)，具有通过单个解调器(解映射器)能够取出的信息量达到最大的特征，因此被广泛采用。

可以说以上的方法是分别独立地追求针对调制的解调处理和针对编码的解码处理的特性的方法。与此相对，提倡了BICM-ID(Bit Interleaved CodedModulation with Iterative Decoding)技术(非专利文献1)，并正受到关注。BICM-ID是重复执行针对调制的解调处理和针对编码的解码处理，以包含解调处理和解码处理的形式执行将一个处理结果在下一次的另一处理中进行参考的、所谓的Turbo信号处理方式的技术。根据BICM-ID技术，如(非专利文献2)所示，显然并不是改善编码方式以及调制方式中的各个单个方式的特性，而是通过取得两者特性的整合(匹配)可以实现优秀的特性。

根据(非专利文献2)可知，在作为编码方式使用了约束长度3(k＝3)、编码率1/2(R＝1/2)的卷积代码的情况下，在采用了与Gray映射相比单体的特性较差的调制方式、即被称为MSP(Modified Set Partitioning、图30)的映射方式的情况下，作为BICM-ID，能够发挥比采用Gray映射时优秀得多的特性。此外，根据(非专利文献3)可知，通过作为编码方式使用约束长度2(k＝2)、编码率1/2(R＝1/2)的卷积代码，作为调制方式组合了图32所示的被称为扩展映射(extended mapping)的、与原本能够映射的位数相比分配更多位的特殊映射的BICM-ID，得到优秀的特性。使用在(非专利文献4)中提出的EXIT(Extrinsic Information Transfer)分析，在(非专利文献2)、(非专利文献3)中说明了在这些各个文献中所示的BICM-ID发挥优秀的特性。

另一方面，在(非专利文献5)等中表示了使用所述的LDPC代码等单个也具有优秀特性的代码的BICM-ID方式。

【非专利文献1】X.Li and J.A.Ritcey，“Bit-interleaved coded modulationwith iterative decoding，”IEEE Communications Letters，vol.1，pp.169171，1997

【非专利文献2】F.Schreckenbach，N.Gortz，J.Hagenauer and G.Bauch，“Optimized Symbol Mappings for Bit-Interleaved Coded Modulation withIterative Decoding，”IEEE GLOBECOM 2003，pp.3316-3320，2003.

【非专利文献3】P.Henkel，“Extended Mapings for Bit-Interleaved CodedModulation，”IEEE PIMRC 2006

【非专利文献4】S.ten Brink，“Convergence Behavior of Iteratively DecodedParallel Concatenated Codes，”IEEE Transactions on Communications，Vol.49，No.10，pp.1727-1737，October 2001

【非专利文献5】S.ten Brink，G.Kramer，and A.Ashikhmin，“Design ofLow-Density Parity-Check Codes for Modulation and Detection，”IEEETransactions on Communicatiohs，Vol.52，No.4，April 2004

发明内容

(非专利文献2)、(非专利文献3)所示的卷积编码，约束长度短到3或者2，作为单个代码，与在所述IS-95中采用的卷积代码相比特性较差。此外，(非专利文献2)所示的调制方式MSP，单个特性也比Gray映射差。并且，在(非专利文献3)中采用的扩展映射(Extended Mapping)，是一种即使在完全没有噪声的情况下，也无法通过单个解调器(解映射器)没有错误地对各个位进行解调的调制方式。尽管如此，根据在各个文献中所示的EXIT(Extrinsic InformationTransfer)图表可知，解调器(解映射器)以及解码器的EXIT曲线良好地匹配，作为进行BICM-ID的重复处理的结果，在收敛的点、即解调器的EXIT曲线和解码器的EXIT曲线的交叉点的相互信息量大致为1，由此说明上述那些方式发挥了优秀的特性。

说明(非专利文献2)所示的EXIT图表(图31)。在此说明的例子是作为编码方式使用约束长度3、编码率1/2(R＝1/2)的卷积编码，作为调制方式采用进行了MSP映射的16QAM多值调制的例子。EXIT曲线2300是解码器的EXIT曲线，EXIT曲线2302是解调器的EXIT曲线。横轴是对解调器输入的相互信息量，纵轴是解调器输出的相互信息量。在BICM-ID方式中，因为重复进行解调和解码，所以分别地横轴与解码器输出的相互信息量、纵轴与对解码器输入的相互信息量相等。折线2304表示通过重复进行解调和解码，相互信息量接近于1。即，解调器最初向解码器输出大约0.37的相互信息量的信息，解码器通过对该信息进行解码，对解调器输出大约0.41的相互信息量的信息。可知通过这样的重复，解码器输出的相互信息量(横轴)收敛于1。作为参考，作为调制方式采用了Gray映射时的解调器的EXIT曲线为EXIT曲线2306。此时，解调器输出的相互信息量大致恒定，在BICM-ID中没有效果。

(非专利文献3)所示的EXIT图表(图33)也相同。在此说明的例子是作为编码方式采用约束长度2、编码率1/2(R＝1/2)的卷积编码，作为调制方式采用图32所示的进行了扩展映射的16QAM多值调制的例子。EXIT曲线2500是解码器的EXIT曲线，EXIT曲线2502是解调器的EXIT曲线。横轴是对解调器输入的相互信息量，纵轴是解调器输出的相互信息量。与图31相同，折线2504表示通过重复进行解调和解码，相互信息量接近于1。

另一方面，根据图31、图33的EXIT图表可知，在解调器的EXIT曲线和解码器的EXIT曲线之间，在交叉点以外的场所具有不小得距离。已知解调器的 EXIT曲线和解码器的EXIT曲线之间的面积对应于传输率的损失，该面积接近于0意味着传输率接近调制信号的星座(constellation)制约中的香农极限。这可以如下理解。即，在解调器的EXIT曲线和解码器的EXIT曲线之间存在距离，对应于从解调器(解码器)向解码器(解调器)输入的信息包含很多冗余信息，由此相互信息量能够增大。换句话说，传输率降低。从该观点出发，希望与(非专利文献2)、(非专利文献3)的BICM-ID方式相比传输率的损失小的BICM-ID方式。因此，本发明的第一目的在于提供一种传输率损失小的BICM-ID方式。

此外，(非专利文献5)所示的BICM-ID方式继承了LDPC代码的特性的优点，使用EXIT曲线表示了传输率的损失极小。但是，因为使用LDPC代码等强力的代码，所以存在解码器的处理量变大的缺点。因此，本发明的第二目的在于提供解码器的处理量小的BICM-ID方式。

为了达成上述目的，在发送侧无线通信机中，通过以重复代码为基础的代码进行编码，该重复代码被当作最简单的代码，经过更替编码后得到的各位的顺序的交织处理后，执行基于非Gray映射、例如扩展映射(Extended Mapping)的多值调制，然后进行发送。此外，在接收侧的无线通信机中，进行与上述映射对应的解调处理(解映射处理)，对解调结果进行解交织，对进行了上述以重复代码为基础的代码的解码处理后得到的结果再次进行交织，参照解交织后得到的解码处理结果执行所述解调处理，由此构成BICM-ID方式。

扩展映射由l从位向m位(m＜1)的位数削减处理以及非Gray映射构成，位数削减处理，在根据交织后的多个位决定映射为1个符号的规定数量的位的至少一位的同时，仅根据交织后的一位决定规定数量的位的至少一位。此时，希望交织后的多个位中的各个位仅在决定特定的1个符号的特定的1位时使用，不会对进行非Gray映射的其他位造成影响。

通过使解码方式和解调方式的EXIT曲线良好地整合(匹配)，可以进一步降低传输速度的损失。由此，可以实现更加接近于香农极限的传输。

此外，另一方面，因为在编码中以重复代码为基础，所以可以降低解码器的处理量。

并且，另一方面，可以分离地进行非Gray映射的解调处理以及与位数削减处理有关的解调处理，可以减少扩展映射的解调处理。由此，即使在使用多值数大的调制方式时，也可以将扩展映射的解调处理中的处理量的增大抑制得较小。

附图说明

图1表示本发明的发送侧无线通信机的结构、接收侧无线通信机的结构、天线以及无线传输路径的关系。

图2说明第一实施例的发送侧无线通信机的结构。

图3说明调制器的结构，图3(a)是16QAM(l＝8)的例子，图3(b)是64QAM(l＝12)的例子，图3(c)是256QAM(l＝16)的例子。

图4(a)、(b)表示调制器的第一映射的例子。

图5(a)、(b)表示调制器的第二映射的例子。

图6(a)、(b)表示调制器的第三映射的例子。

图7表示第一实施例的解码处理的结构。

图8表示位削减处理解映射器的结构。

图9表示第一实施例的解码处理步骤。

图10表示第一实施例的解码处理步骤。

图11表示第一实施例的解码处理步骤。

图12表示第一实施例的解码处理步骤。

图13表示第一实施例的解码处理步骤。

图14说明第二实施例的发送侧无线通信机的结构。

图15表示第二实施例的解码处理的结构。

图16说明第三实施例的发送侧无线通信机的结构。

图17表示第三实施例的解码处理的结构。

图18表示第三实施例的解码器的处理步骤。

图19说明第四实施例的发送侧无线通信机的结构。

图20说明第四实施例的编码器的处理步骤。

图21表示第四实施例的解码处理的结构。

图22表示第四实施例的EXIT图表。

图23表示第四实施例的EXIT图表。

图24表示第四实施例的EXIT图表。

图25表示第四实施例的EXIT图表。

图26表示第四实施例的EXIT图表。

图27表示第四实施例的编码方式的例子。

图28表示第四实施例的传输率。

图29表示现有技术的Gray映射方式，图29(a)是8PSK Gray映射的例子，图29(b)是16QAM Gray映射的例子。

图30表示现有技术的非Gray映射方式。

图31表示(非专利文献2)的BICM-ID方式的EXIT图表。

图32表示(非专利文献3)的扩展映射方式。

图33表示(非专利文献3)的BICM-ID方式的EXIT图表。

符号说明

1发送侧无线通信机；2接收侧无线通信机；10基于重复代码的编码器；11交织器；12调制器(映射器)；13解调器(解映射器)；14解交织器；15解码器；16交织器；21串行并行转换器；22异或运算器；23并行串行转换器；24解复用器(De-MUX)；25复用器(MUX)；30-1、30-2、30-3位削减处理映射器；31-1、31-2、31-3非Gray映射器；32 I+Qj运算器(正交调制器)；40 QAM解映射器；41位削减处理解映射器

具体实施方式

图1表示本发明的通信系统。在发送侧无线通信机1中，通过基于重复代码的编码器10对信息位进行编码，通过交织器11进行从编码器10输出的代码字内的位顺序的更替，通过调制器12进行调制后从天线进行发送。另一方面，在接收侧无线通信机2中，通过解映射器13对通过天线接收到的信号进行解调，使用解交织器14通过交织器11的逆处理使位顺序复原，通过基于重复代码的解码器15进行解码。把通过解码器15进行解码后得到的信号再次经由进行解交织器14的逆处理的交织器16提供给解映射器13，解映射器13根据从解码器提供的信息输出精度更好的解调结果。如此，通过重复进行解映射器13、解交织器14、解码器15、交织器16的处理，构成BICM-ID。

(实施例1)

图2表示第一实施例的发送侧无线通信机的结构。编码器10由只进行简单的重复处理的位复制器20构成，将输入的信息位复制成dv位，经由交织器11、调制器12进行发送。

图3表示调制器(映射器)12的结构例。图3(a)～(c)所示的调制器12是进行扩展映射的调制器的例子。图3(a)是将8位的代码字映射为16个符号的例子(16QAM(l＝8))，图3(b)是将12位的代码字映射为64个符号的例子(64QAM(l＝12))，图3(c)是将16位的代码字映射为256个符号的例子(256QAM(l＝16))。分别由位削减处理映射器30-1、30-2、30-3以及调制器(映射器)31-1、31-2、31-3构成。并且，在图3(c)的调制器中，具有用于在复数平面上对I、Q信号进行映射的正交调制器。在调制器12中，通过进行位削减处理的子映射器30-1、30-2、30-3，按照预定的规则削减位。在16QAM(l＝8)的例子中，位削减处理映射器30-1被输入d0～d7的8位，输出4位。此时，输出d0、d1、d2三个位的异或(ExOR)；d3、d4两个位的异或；d5、d6的异或；以及d7自身。此时，为了在接收侧解调处理中，即使在没有来自解码器的反馈信息的初次处理中也得到某种程度的信息，必须原样不变地输出d7。关于64QAM(l＝12)、256QAM(l＝16)的例子也相同，在64QAM的例子中将12位削减为6位，在256QAM的例子中将16位分为两组的8位，然后分别削减为4位。

在图3中，位削减处理映射器30按照以下两个规则对交织后得到的代码字位(图3(a)的例子中为d0～d7)进行位削减处理，得到削减位(在图3(a)的例子中为m0～m3)。

(1)代码字位的至少1位，不与用于削减位数的其他位进行运算，原样地进行调制。在图3的例子中，16QAM(l＝8)的位“d7”、64QAM(l＝12)的位“d11”等相当于上述代码字位的至少1位。

(2)通过各自不同的交织后得到的代码字的运算来得到削减位。在图3(a)中，d0～d2的位仅用于m0，d3～d4的位仅用于m1，d5～d6的位仅用于m2，d7的位仅用于m3，不把各个交织后得到的代码字的相同位用于多个为得到削减位而进行的运算中。

图3(a)～图3(c)所示的位削减处理按照该两个规则，只要是按照这两个规则就可以进行各种变形。将在后面叙述规则(1)(2)的含义。

从位削减处理映射器30-1、30-2、30-3输出的削减位被提供给调制器(映射器)31-1、31-2、31-3来进行调制。在此，调制器(映射器)31-1、31-2、31-3的调制处理不是所述Gray映射，而进行基于非Gray映射的调制。在本申请中，“非Gray映射”的含义为不是“Gray映射”。使用非Gray映射的理由是为了在接收侧进行重复解码处理，在上述的EXIT图表中成为收敛点的事前信息几乎完全，即为了使在完全确定了解调对象位以外的位的状况下输出的信息量变大。

在图3(a)的16QAM(l＝8)的例子中，作为非Gray映射，例如可以使用图4(a)所示的称为MSEW(Maximum Squared Euclidean Weight)的映射(非专利文献2)。例如可以如图4(b)所示那样进行位的削减。此外，在64QAM(l＝12)的例子中，可以使用图5(a)的映射。虽然在图5(a)的映射中看不出规则性，但例如像图5(b)所示的那样进行位的削减，是为了在EXIT曲线的右端得到大的信息量而进行搜索所得到的映射。在图3(c)的256QAM(l＝16)的例子中，不直接映射为QAM，而是在通过非Gray映射的16ASK的映射器31-3分别对I、Q进行调制后，通过I+jQ运算处理32生成了QAM符号。作为非Gray 16ASK，可以使用图6(a)所示的映射。图6(a)的映射也是通过搜索而得到的，没有特别的规则性。各个位的对应例如可以像图6(b)所示的那样。

然后，使用图7说明第一实施例的接收侧无线通信机2中的处理。解映射器13由QAM解映射器40和位削减处理解映射器41构成。此外，经由解交织器14、交织器16，与解码器15(变量节点解码器)连接。如上所述，通过重复进行解映射器、解交织器、解码器、交织器的处理来实施解码处理。位削减处理解映射器41可以由检查节点解码器构成。图8的例子是与所述位削减处理映射器30-1以及30-3对应的结构例。

所接收到的信号，首先如图9所示，使用接收信号900以及事前(a priori)信息902进行QAM解调处理，输出外部信息904。此时，在计算某位的外部信息的情况下，使用同一符号的该位以外的位(m-1位)的事前信息和接收信号来计算外部信息。外部信息，一般以对数似然比：LLR(Log Likelihood Ratio)的形式输出。LLR是该位为0的概率与为1的概率的比的对数表现，可以通过(数学式1)来表示。

【数学式1】

L (b) = \log \frac{P (b = 0)}{P (b = 1)}

P(b＝0)表示b为0的概率，P(b＝1)表示b为1的概率。

对同一符号的其他位也同样地进行解调，根据1个接收符号计算出m位的LLR然后输出。在重复的初次，因为未得到来自解码器15的事前信息，所以设LLR为0。

如图10(a)所示，针对每一个接收符号将m位的LLR作为事前信息提供给位削减处理解映射器41，进行解码处理。与图3所示的位削减处理映射器30-1、30-2、30-3对应的解码器由检查节点解码器(图10(b))构成。检查节点解码器使用从QAM解映射器40提供的事前信息1000以及从交织器16提供的事前信息1002，输出解码对象的位的外部信息1004。此时，与从交织器16提供的该位有关的LLR不用于运算，关于来自交织器的其他位的事前信息输入(l-1)位1002、以及从QAM解映射器40作为外部信息被输出、作为事前信息被提供的m位1000，通过进行(数学式2)所示的运算来计算外部信息1004。

【数学式2】

L (u_{1} &CirclePlus; u_{2} &CirclePlus; Λ &CirclePlus; u_{n}) = 2 arctanh (Π_{i = 1}^{n} \tanh \frac{L (u_{i})}{2})

其中，

【数学式3】

\tanh x = \frac{e^{x} - e^{- x}}{e^{x} + e^{- x}}

【数学式4】

arctanh x = \frac{1}{2} \log \frac{1 + x}{1 - x}

本处理与作为LDPC代码的解码方式而已知的Sum-Product算法的检查节点解码器处理相同。

更具体地说，在与图4(b)所示的位削减处理映射器30-1对应的位削减处理解映射器中，在与d0有关的外部信息的计算中，关于m0、d1、d2进行上述的(数学式2)的运算。同样在与d4有关的外部信息的计算中，关于m1、m3的事前信息进行(数学式2)的运算。作为与d7有关的外部信息，原样不变地输出关于m3的事前信息。在此，关于d7不受位削减的影响，这对于实施本发明来说是极为重要的。即，在重复的初次中，因为没有从交织器16供给事前信息(LLR为0)，所以如果不存在能够在没有来自交织器16的事前信息的情况下输出外部信息的d7，则(数学式2)的处理的结果成为0，不会对解码器15提供解调结果。于是，在位削减处理映射器30-1的情况下，在初次处理中向解码器只提供d7的解调结果。

通过以上的处理，从解映射器13针对每一符号计算出1位的外部信息，然后将其提供给解交织器14。把通过解交织器更替顺序后得到的外部信息作为事前信息提供给解码器15。解码器15通过与作为发送侧编码器10的位复制器20对应的处理来进行解码处理。当假设位复制器20进行将1位复制为dv位的处理时，如图11所示，作为事前信息从解交织器14得到针对同一信号的dv个LLR，所以解码处理成为(数学式5)所示的变量节点解码器(VariableNode Decoder)处理。

【数学式5】

L (u_{1} + u_{2} + Λ + u_{n}) = Σ_{i = 1}^{n} L (u_{i})

本处理与作为LDPC代码的解码方式而已知的Sum-Product算法的变量节点解码器处理相同。此时也和所述检查节点相同，只对与成为外部信息的计算对象的位以外的位有关的外部信息进行运算，所以通过执行dv次的根据dv-1 位的事前信息计算1位的外部信息(数学式5)的运算，计算出针对各个复制位的外部信息。

针对通过变量节点解码器计算出的1位，将dv个外部信息经由交织器16再次提供给位削减处理解映射器41。如上所述，位削减处理解映射器41由检查节点解码器构成，如图12(a)所示，根据1位的事前信息1200计算出m位的外部信息1202。更具体地说，如图12(b)所示，关于在位削减处理时执行了ExOR运算的多个位的事前信息1204，进行(数学式2)的运算。在图4(b)的位削减处理映射器30-1的情况下，在关于m0的外部信息的计算中使用d0、d1、d2的事前信息。关于m1，对d3、d4进行运算，关于m3原样地输出关于d7的事前信息。把根据以上所述得到的针对每一符号的m位的外部信息提供给QAM解映射器40，实施先前所述的图9的QAM解调处理。

以上，重复实施图9～图12的处理，在重复了足够使处理收敛的次数之后，解码器15通过图13所示的处理计算各变量节点的解码结果。解码结果通过事后概率的LLR而得到，所以通过(数学式5)运算全部dv位的事前信息，得到1位的信息位输出。

至此，根据第一实施例，可以通过仅仅组合了简单的重复编码以及扩展映射的极为简单的结构来构成BICM-ID。如上所述，在BICM-ID中重要的是EXIT曲线的匹配性。作为在第一实施例中使用的代码的重复代码的EXIT曲线，基本上成为右侧上升并且向下凸出的形状(参照图22～26的虚线)。因此，在BICM-ID中对于重复代码匹配良好的调制方式，也成为右侧上升并且向下凸出的形状。

通过图3所示的位削减处理映射器和基于非Gray映射的QAM映射器所构成的调制器12，如图22～26的实线所示，具有右侧上升并且向下凸出的形状，通过与重复编码进行组合，可以构成传输率损失小的BICM-ID。作为具有右侧上升并且向下凸出的形状的调制方式，还可以通过在低SNR区域中使用基于多值数较大的非Gray映射的QAM来实现。此时，当采用映射了每一符号本来可以传输的位数的两倍左右的位数的调制方式时，与重复代码的EXIT曲线良好地匹配。

但是，例如在SNR＝20dB左右的环境中，理论上每一符号可以进行6位的传输，所以为了使EXIT曲线成为右侧上升并且向下凸出的形状，需要将12位左右映射为1个符号。于是，需要在本来通过64(＝2⁶)QAM可以传输的位数的传输中使用4096(＝2¹²)QAM这样的不现实的调制方式，这是不切实际的。虽然通过在64QAM中映射12位的扩展映射也可以得到几乎相同形状的EXIT曲线，但是为了得到理想形状的EXIT曲线，需要通过(非专利文献3)中揭示的搜索来设计映射。通过搜索得到的映射没有规则性，解映射器中的解调处理需要对全部4096种可能性进行概率运算，处理量变得极大。在使用了图3(c)所示的256QAM(l＝16)的调制方式时，也要在256QAM中映射12位，但通过I、Q的正交性分离I、Q，变换为两个16ASK的解调处理。如果组合位削减映射器30-3和非Gray 16ASK映射器31-3来考虑，因为成为了扩展映射，所以关于I、Q分别具有256种组合，但在本发明中将其分离为16ASK映射器31-3和位削减映射器30-3来构成，所以在16ASK的解映射处理中削减为分别关于16种可能性的概率运算。此外，因为位削减解映射器41的处理对于I、Q分别进行8次(数学式2)的运算即可，所以可以通过极少的处理量实现解映射处理。与在编码器中使用极简单的重复代码这样的特征互相结合，可以降低接收侧无线通信机中的解码处理的处理量。

在图3(b)(c)的64QAM(l＝12)以及256QAM(l＝16)中，与(非专利文献3)相同，使用了通过搜索导出的映射，但因为多值数分别为64、16(×2)比较少，所以所述概率运算的处理量较少即可。

此外，更为一般的是，位数削减处理为了使图4(b)所示的位削减处理映射器30-1的m0、m1、m2成为这样，根据交织后的多个位决定在非Gray映射调制器(31-1、31-2、31-3等)中映射为1个符号的规定数量的位中的至少一位。由此，具有即使在比较高的SNR中也成为右侧上升并且向下凸出的形状的效果，所以作为非Gray映射调制器(31-1、31-2、31-3等)可以采用多值数较小的调制方式。因此，组合了非Gray映射和所述位削减处理而得到的扩展映射，发挥在对应的解调器(解映射器)13中通过较少的处理量使EXIT曲线成为右侧上升并且向下凸出的形状的效果。此外，正如仅通过d7来决定图4(b)所示的位削减处理映射器30-1的m3那样，仅根据交织后的位中的一位决定在非Gray映射调制器(31-1、31-2、31-3等)中映射为1个符号的规定数量的位的至少一位。

由此，可以防止解调器(解映射器)13的EXIT曲线的左端完全成为0，即使在重复解码处理的初次处理中也能够输出信息。更一般的是，这样的位未必需要存在于全部的调制符号中，按照一定的比例存在于形成一个代码字的代码字位中即可。因此，如果允许映射处理以及解映射处理对于每个符号不同，则可以在从一个代码字得到的多个符号中，在规定比例的符号中，根据交织后的多个位决定被映射的规定数量的位的至少一位，并且，还可以对于规定比例的符号，仅根据交织后的位的一位决定被映射的规定数量的位的至少一位。

此外，作为防止解调器(解映射器)13的EXIT曲线的左端完全成为0的方法，除了上述仅根据交织后的位的一位决定映射为1个符号的规定数量的位的至少一位的方法之外，还可以使对解映射器提供的事前信息(事前概率)的LLR在初次时不全部成为0。最简单的是，通过混合一部分已知的位来进行发送，可以使已知的位的LLR成为非零。此外，代码字位中的0和1不是完全按照1/2的概率产生，可以采用稍微具有偏颇的方法(例如在进行编码之前进行预编码等)。即使在这种情况下，也希望所述交织后的多个位的各个位(d0、d1、……)仅用于决定特定的1个符号的特定的1位(m0、m1、……)，不会对被进行非Gray映射的同一符号的其他位造成影响。这是由于，在解映射处理13中从同一符号得到的多个位受到同一噪音、干扰的影响，不成为独立事项。从独立事项得到的LLR能够进行(数学式2)、(数学式5)等运算，但在不独立时，(数学式2)、(数学式5)不成立。然而，在一个位(d0、d1、……)对同一符号的其他位(m0、m1、……)造成影响时，需要根据多个位(m0、m1、……)计算向解码器15提供的位(d0、d1、……)的LLR，所以产生了LLR的计算变得复杂的问题。因此，例如图4(b)所示的本发明的位削减映射器30-1构成为，d0、d1、d2、d3、d4、d5、d6、d7分别仅对m0、m0、m0、m1、m1、m2、m2、m3造成影响。从上述观点出发，在交织后的多个位的各个位(d0、d1、……)仅用于决定某个符号的特定的1位(m0、m1、……)的情况下，还可以在其他符号的决定中使用。但是，在存在延迟波的传输路径中，时间上相邻的符号彼此引起干扰。此外，根据外部干扰的性质，相邻的符号还可能受到具有相关性的干扰。因此，希望交织后的多个位的各个位(d0、d1、……)仅用于决定特定符号的特定的1位(m0、m1、……)。

(实施例2)

然后，说明第二实施例。在第二实施例中，作为编码仍使用重复代码，但相对于在第一实施例中全部信息位重复dv次，如图14所示，按照规定的比率(a_1、a_2、……、a_n)使用重复次数不同的位复制器20-1～20-n。重复次数不同的重复代码的EXIT曲线各自形状不同，重复次数越大向下凸出的形状越显著。因此，通过使多个重复次数共存，与EXIT曲线的形状对应的自由度增加，在调制方式中可以实现更加良好匹配的EXIT曲线。第二实施例中的解码处理如图15所示。与第一实施例的图7几乎相同，不同点仅为变量节点的次数(dv1、dy2、......)根据位而不同。因此，仅仅通过第一实施例的图11、图13所示的变量节点处理的次数根据信息位发生变更，可以进行解码，解码处理量可以认为与第一实施例相同。

(实施例3)

然后，说明第三实施例。在第三实施例中，作为编码在重复代码之前附加奇偶校验位(parity bit)。如图16所示，编码器10在进行重复编码的位复制器20之前，配置根据(dc-1)位的信息位生成1位奇偶校验位，将其与信息位组合输出dc位的奇偶位附加器1600。奇偶位附加器1600由位的串行并行转换器(21、23)以及异或(ExOR)运算器22构成。如图17所示，通过把与奇偶运算对应的检查节点解码器与变量节点解码器连接，来实现第三实施例的解码处理。作为解码步骤，取代图11，进行图18(a)～(c)的处理。

在图18(a)中，对于从解交织器14提供的事前信息1800执行(数学式5)的运算，计算外部信息1802。把计算出的外部信息作为事前信息输出给图18(b)所示的检查节点解码器1804，实施(数学式2)的运算来计算反馈给各变量节点的外部信息。把从图18(b)的检查节点解码器输出的外部信息作为事前信息1 806反馈给图18(c)的变量节点解码器，使用该信息通过(数学式5)计算出应该反馈给解映射器的外部信息1808。

至此，第三实施例与第一实施例相比，因为追加了图18(a)以及图18(b)的处理，所以解码处理有些增加。另一方面，通过附加奇偶校验位，具有使解码器的EXIT曲线的右端更加接近1的效果，具有减少解码处理收敛时的残余差错。

(实施例4)

至此，通过组合第二实施例和第三实施例，可以得到图19所示的第四实施例的结构。第四实施例可以兼具所述第二实施例具有的解码器EXIT曲线的设计自由度、以及第三实施例具有的降低残余差错的效果。图19的结构一眼看上去比较复杂，但如图20所示，实际的处理仅仅通过以下来实现：在信息位串(A)中附加奇偶校验位(B)，按照规定的比率进行位的复制(在图20(C)的例子中，重复次数dv＝3为60％，重复次数dv＝5为40％)，(D)按照虚线所示的顺序提供给交织器11。对应的解码处理如图21所示，解码处理量与第三实施例的图17大体相同。

至此，通过图22～图26的EXIT图表举例表示了第四实施例的特性。作为调制器(映射器)12，全部为图3所示的256QAM(l＝16)的调制器。编码器为图19所示的结构，在图27中表示了奇偶位附加率、重复次数。图27是与图19的解调器EXIT图表匹配的代码结构(Code Type)，代码结构(I)～(V)分别是与SNR＝0、5、10、15、20dB的情况匹配的代码结构。如此，可知在SNR＝0dB至SNR＝20dB的较宽的范围内，通过恰当地选择代码结构，可以极其良好地使解映射器的EXIT曲线(实线)和解码器的EXIT曲线(虚线)匹配。

在(非专利文献2)、(非专利文献3)的EXIT图表(图31、图33)中，解映射器的EXIT曲线成为直线的右侧上升的特性，解码器的EXIT曲线成为右侧上升倒S形的特性，因为产生了传输率损失。与此相对，本发明的传输率的损失极小。在图22的低SNR时产生了较少的损失，是因为256QAM(l＝16)这样的较高的多值数，通过选择图3所示的其他调试方式，与图23～图26相同，可以使传输率损失几乎消失。

图28表示通过以上的结构达成的传输率。实线2800是作为香农极限而得知的信道容量，虚线2802是信道容量的90％，黑点是通过与图22～图26对应的代码结构(I)～(V)得到的传输率。在SNR＝0dB～20dB的全部区域中，大致可以达成信道容量的90％，根据本发明可知，可以达成极其接近理论极限的传输率。

至此，从第一实施例到第四实施例，编码器各不相同，但向调制器(映射器)12提供的全部位或者大半部分位，成为对信息位进行复制后的位，基本上具有作为重复代码的特性。这是解码器的EXIT曲线成为右侧上升并且向下凸出的形状的主要原因，即使是在上述实施例中没有举例表示的其他编码方式，只要提供给调制器(映射器)的全部位、或者大半部分位成为信息位的副本，则可以和与图3所示的构造的调制器(映射器)对应的解调器(解映射器)的EXIT曲线良好地匹配，因此可以作为编码方式来代替。

一般，在平均地使用发送符号的全部信号点的情况下、与仅使用偏颇的信号点的情况下，解调器(解映射器)13的EXIT曲线成为不同的形状。因此，在信息位全部为0，或者全部为1这样的特殊情况下，接收侧处理有可能不收敛。例如，在第一实施例中，在全部的信息位为0时，提供给调制器12的位全部为0。因此，在图3(a)所示的16QAM(l＝8)中，发送的全部符号仅为一个种类的信号点(0，0，0，0)。同样地，在全部信息位为1的情况下，提供给调制器12的位全部成为1。因此，在图3(a)所示的16QAM(l＝8)中，提供给映射器31-1的位，关于发送的全部符号成为(1，0，0，1)。因为通常无法根据发送的信息变更编码方法，所以对于可能发送的全部的位信息位的组合，需要使EXIT曲线不交叉地调整编码方法。此时，在一部分特殊序列的情况下，EXIT曲线最接近，所以EXIT曲线平均地出现间隙，产生传输率的损失。

因此，适合于一同使用在提供给调制器12的位串中尽可能不产生偏颇的手段。具体地说，在交织时不仅更替位的顺序，还可以随机地更替位的极性(0，1)。在对应的解交织时进行使翻转后的极性复原的操作。当在接收侧针对LLR进行位的极性翻转时，成为符号(±)的翻转。当在编码器一侧进行位的极性翻转时，可以简单地保持第偶数个的位不变，使第奇数个的位进行翻转。结果，例如图20(D)的输出序列(b0，b0，b0，b1，b1，b1，b2，b2，...)成为(b0，~b0，b0，~b1，b1，~b1，b2，~b2，...)，无论对于怎样的信息位，都不会产生全部为0或者全部为1这样的偏颇的序列(在此，记号~表示位翻转)。即使在进行了这样的规则的极性翻转的情况下，由于在交织处理中随机地更替位的顺序，所以提供给调制器12的位序列为随机的，不会产生发送的调制符号的信号点的偏颇。

更一般的是，可以随机地使提供给调制器12的位序列的大约一半数量的位极性翻转。但是，不希望随机地翻转提供给编码器10的信息位串。其原因在于，当碰巧与翻转模式一致的位串为信息位时，成为全部为0或者全部为1的位序列。本发明通过对重复编码后的序列进行翻转处理，无论对于怎样的信息位串都不会产生偏颇，结果，可以使解调器(解映射器)13的EXIT曲线不根据信息位串而发生变化。

在使用(非专利文献5)所示的组织LDPC代码来构成BICM-ID的情况下，关于组织位，原样不变地映射为符号。特别是在编码率高、奇偶校验位少的情况下，通过组织位对多个发送符号进行调制。因此，在使用QAM等多值调制时，对于特定的信息位串，无法防止偏颇地使用发送符号的特定信号点的问题。此外，在作为3GPP(3rd Generation Partnership Project)LTE(Long TermEvolution)而已知的无线方式等中，已知在交织处理后，通过数据的PN(Pseudo-Noise)序列进行加扰(scrambling)处理的技术，但是在编码率较高的情况下，很多位串成为组织位，仍然会产生信号点的偏颇。作为编码，本发明以重复编码为基础，所以编码器10的编码率低，通过上述那样的简单的处理可以防止代码字位串偏向成特定的位模式，因此，为了构成使用QAM等多值调制的BICM-ID，在这一点上也可以认为是优秀的。

至此，在各个实施例中以解调(解映射)处理、解码处理为焦点进行了说明，当然另外还需要无线频率(RF)电路、定时同步、对传输路径的相位旋转进行修正的检波处理等通常的无线通信所需要的处理。此外，上述实施例作为无线通信装置进行了记载，但也可以适用于进行编码以及调制的其他通信装置、例如可以适用于有线调制解调装置等。

在达成极其接近理论极限的传输率的同时，作为编码使用以极其简单的重复代码为基础的代码，解码处理量少，因此可以广泛地应用于以无线通信装置为首的各种通信设备。