CN101738544B - 电容测量电路及其电容测量方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种电容测量电路及其电容测量方法。电容测量电路用以测量待测电容。电容测量电路包括电容转时间单元、连续时间积分器及模拟数字转换器。电容转时间单元根据待测电容的第一充电时间及可调变电容的第二充电时间产生彼此互为反相的第一时脉信号及第二时脉信号。连续时间积分器接收第一时脉信号，并根据第一时脉信号输出积分信号。当第二时脉信号的时脉个数等于默认值时，模拟数字转换器根据积分信号输出与待测电容及可调变电容的差异值相关的数字信号。

Description

电容测量电路及其电容测量方法

技术领域

本发明涉及一种电容测量电路及电容测量方法，且尤其涉及一种使用连续时间积分器的电容测量电路及其电容测量方法。

背景技术

请同时参照图1及图2，其示出了传统电容测量电路的电路图。传统电容测量电路10及20用以测量待测电容Cz的电容值变化量并转换成数字信号输出。待测电容Cz为经触发会改变电容值的电容器。举例来说，电容式触控屏幕的X方向或Y方向的感应线(sensing line)，经导体碰触会改变电容量。电容阵列150为可通过开关选择电容大小的电容阵列，用以提供等效电容C_R，电容Cc则为已知电容值的电容。

利用待测电容Cz不会被触发的时间，以设定的积分过程时脉信号周期NS，对V_Y进行积分过程，经过设定的充电过程时脉信号周期NS后，再读取比较器CMP输出的比较信号CMPO。若电容Cz小于等效电容C_R，则比较器CMP输出的比较信号CMPO为Low，控制逻辑110将电容阵列150的等效电容C_R调小。相反地，若电容Cz大于电容阵列150的等效电容C_R，则比较器CMP输出的比较信号CMPO为High，控制逻辑110将电容阵列150的等效电容C_R调大。重复地执行以上程序，直到调整成多调升一个电容阵列150中能调的最小单位电容，则比较信号CMPO等于LOW，减少一个最小单位电容，则比较信号CMPO为High时的电容阵列150的电容设定值为之后测量待测电容Cz电容值变化的电容阵列150设定值。选定电容阵列150的电容大小后，即可对待测电容Cz电容值变化进行测量。

传统电容测量电路10使用双斜率(dual slope)方式，比较待测电容Cz和等效电容C_R的差值经积分过程时脉信号周期NC，和电容Cc经反向积分过程时，计数器120计算的时脉信号周期ND，则经触发后改变的电容值为ND/NC*Cc。

传统电容测量电路20使用∑-Δ(sigma-delta)方式，一开始V_Y设为参考电压V1，若比较器CMP输出的比较信号CMPO为High，则经控制逻辑110输出信号CE为High，且将此1-bit信号传入数字滤波器160(digital filter)的输入端。电容Cc开始对V_Y反向积分，使V_Y降低，等V_Y低于比较器CMP负端输入电压V1，比较器CMP输出的比较信号CMPO转为Low，控制逻辑110输出信号CE为Low，则电容Cz和等效电容C_R的差值开始对V_Y正向积分，使V_Y逐步升高。等V_Y高于比较器负端输入电压V1，比较器CMP输出的比较信号CMPO转为High，再重复以上程序。如此一来，上述一连串信号CE的High和Low1-bit信号经数字滤波器160滤调直流成分以外的值，数字滤波器160的数字输出可分辨电容Cz和等效电容C_R的差值的大小。

传统电容测量电路10及20皆可测量待测电容Cz经触发电容会增加或减少的变化值，若要测量待测电容Cz经触发会增加电容，即电容值变化量为增加，则选V1>V2，若要测量电容值变化量为减少则V1<V2。

然而，前述图1及图2示出的传统电容测量电路10及20不仅容易受到开关噪声影响，且必须额外地提供一组振荡器，而导致生产成本的增加。

发明内容

本发明涉及一种电容测量电路及其电容测量方法，不仅大幅地改善旧型电路易受开关噪声影响的缺点，还能提供时脉信号给其他电路使用，而不需额外地购置振荡器。

根据本发明，提出一种电容测量电路。电容测量电路用以测量待测电容。电容测量电路包括电容转时间单元、连续时间积分器及模拟数字转换器。电容转时间单元根据待测电容的第一充电时间及可调变电容的第二充电时间产生彼此互为反相的第一时脉信号及第二时脉信号。连续时间积分器接收第一时脉信号，并根据第一时脉信号输出积分信号。当第二时脉信号的时脉个数等于默认值时，模拟数字转换器根据积分信号输出的与待测电容及可调变电容的差异值相关的数字信号。

本发明的电容测量电路，进一步包括计数器及控制逻辑，计数器用以当该第二时脉信号的时脉个数等于该默认值时，输出第一致能信号；以及控制逻辑用以根据该第一致能信号输出第二致能信号，以控制该模拟数字转换器根据该积分信号输出该数字信号。

本发明的电容测量电路，在一种实施方式中，控制逻辑进一步用以在电压设定期间中，致能第一控制信号，以驱动该连续积分器电路设定该积分信号等于起始电压，及非致能第二控制信号，该第二控制信号为该第一控制信号的反相信号，待该电压设定期间完成后再致能该第二控制信号，以连接该电容转时间单元及该连续时间积分器，使该第一时脉信号得以对该连续时间积分器进行充放电；

其中，该计数器还用以响应于该第一控制信号的致能位准进行重置，以重新计数该第一时脉信号的时脉个数。

根据本发明的电容测量电路，在一种实施方式中，该电容转时间单元进一步包括电容值可调变电路，用以提供该可调变电容，该控制逻辑进一步用以于电容值设定期间中决定设定信号的信号数值，以使该电容值可调变电路根据该信号数值调变该可调变电容的等效电容值；其中，该控制逻辑进一步用以于电容值设定期间中非致能第三控制信号。

根据本发明的电容测量电路，在一种实施方式中，电容转时间单元进一步包括电流源、开关电路以及逻辑单元。电流源用以提供第一电流；开关电路用以根据该第一时脉信号及该第二时脉信号的反相信号，以选择性地提供该第一电流至该待测电容或该可调变电容；以及逻辑单元用以根据参考电压、该待测电容的第一充电电压及该可调变电容的第二充电电压产生该第一时脉信号及该第二时脉信号。

根据本发明的电容测量电路，在一种实施方式中，当该第二充电电压大于该参考电压时，该第一时脉信号正好由高电压位准转换为低电压位准，而当该第一充电电压大于该参考电压时，该第二时脉信号正好由该高电压位准转换为该低电压位准。

根据本发明的电容测量电路，在一种实施方式中，该电容转时间单元进一步包括电流源、开关电路以及逻辑单元。电流源用以提供第一电流及第二电流，该第二电流为该第一电流的多倍；开关电路用以根据该第一时脉信号及该第二时脉信号的反相信号，以选择性地提供该第二电流至该待测电容或提供该第一电流至该可调变电容；及逻辑单元用以根据该待测电容的第一充电电压及该可调变电容的第二充电电压产生该第一时脉信号及该第二时脉信号。

根据本发明的电容测量电路，在一种实施方式中，当该第二充电电压大于该参考电压时，该第一时脉信号正好由高电压位准转换为低电压位准，而当该第一充电电压大于该参考电压时，该第二时脉信号恰由该高电压位准转换为该低电压位准。

根据本发明的电容测量电路，在一种实施方式中，电流源包括受控于电流设定信号的晶体管阵列，以提供该第二电流。

根据本发明的电容测量电路，在一种实施方式中，该连续时间积分器包括：第一电阻、第一开关、运算放大器、第一电容和第二开关。其中，第一开关用以选择性地电连接该第一电阻及该电容转时间单元，该第一开关用以响应于第二控制信号的致能位准导通，以短路连接该第一电阻与该电容转时间单元；反相输入端经该第一电容耦接至该输出端；第二开关用以选择性地电连接该反相输入端及该输出端，该第二开关用以响应于第一控制信号的致能位准导通，以短路连接该反相输入端与该输出端，并设定该反相输入端与该输出端的电压等于该起始电压。运算放大器包括反相输入端、非反相输入端以及输出端。反相输入端连接至该第一电阻，以接收该第一时脉信号；非反相输入端用以接收起始电压；及输出端连接至该模拟数字转换器的输入端。

根据本发明的电容测量电路，在一种实施方式中，该连续时间积分器电路进一步包括第二电容及第三开关，所述第二电容及所述第三开关串联地连接于所述反相输入端及所述输出端，所述第三开关用以响应于第三控制信号的致能位准而导通，使得所述第一电容并联于所述第二电容。

根据本发明的电容测量电路，在一种实施方式中，该连续时间积分器包括：第一电阻、第一开关、运算放大器、第一电容、第二开关、第二电阻、第四开关、第三电容以及第五开关。其中，第一开关用以选择性地电连接该第一电阻及该电容转时间单元，该第一开关用以响应于第二控制信号的致能位准导通，以短路连接该第一电阻与该电容转时间单元；该反相输入端经所述第一电容耦接至所述第一输出端；第二开关用以选择性地电连接所述反相输入端及该第一输出端，该第二开关用以响应于第一控制信号的致能位准导通，以短路连接该反相输入端与该第一输出端，并设定该运算放大器的反相输入端与该第一输出端的电压为该起始电压；第四开关用以选择性地电连接该第二电阻及该电容转时间单元，该第四开关用以响应于第二控制信号的致能位准导通，以短路连接第二电阻与该电容转时间单元；该非反相输入端经该第三电容耦接至该第二输出端；第五开关用以选择性地电连接该非反相输入端及该第二输出端，该第五开关用以响应于第一控制信号的致能位准导通，以短路连接该运算放大器的非反相输入端与该第二输出端，并设定该运算放大器的非反相输入端与该第二输出端的电压为该起始电压。运算放大器包括共模电压(common mode voltage)输入端、反相输入端、非反相输入端、第一输出端以及第二输出端，共模电压输入端连接至该起始电压，以控制运算放大器的第一输出端及第二输出端的平均电压为该起始电压；反相输入端连接至该第一电阻，以接收该第一时脉信号；第一输出端连接至该模拟数字转换器的正输入端；以及第二输出端连接至该模拟数字转换器的负输入端。

根据本发明的电容测量电路，在一种实施方式中，该连续时间积分器电路进一步包括第二电容、第三开关、第四电容以及第六开关。其中，第二电容及第三开关电路串联地连接于该运算放大器的反相输入端及该第一输出端，第三开关用以响应于第三控制信号的致能位准而导通，使得该第一电容并联于该第二电容；第四电容及第六开关串联地连接于该非反相输入端及该第二输出端，第六开关用以响应于第三控制信号的致能位准而导通，使得该第三电容并联于该第四电容。

根据本发明，提出一种电容测量方法。电容测量方法包括：(a)设定连续时间积分器输出的积分信号等于起始电压；(b)根据待测电容的第一充电时间及可调变电容的第二充电时间产生彼此互为反相的第一时脉信号及第二时脉信号；(c)输出第一时脉信号至连续时间积分器，并根据第一时脉信号输出积分信号；以及(d)当第二时脉信号的时脉个数等于默认值时，根据积分信号输出与待测电容及可调变电容的差异值相关的数字信号。

根据本发明的电容测量方法，在一种实施方式中，步骤(d)包括：(d1)当该第一时脉信号的时脉个数等于默认值时，输出第一致能信号；以及(d2)根据该第一致能信号输出第二致能信号，以控制模拟数字转换器根据该积分信号输出该数字信号。

根据本发明的电容测量方法，在一种实施方式中，步骤(b)包括：(b1)提供第一电流；(b2)根据电容设定信号提供该可调变电容；(b3)根据该第一时脉信号及该第二时脉信号的反相信号，以选择性地提供该第一电流至该待测电容或该可调变电容；以及

(b4)根据参考电压、该待测电容的第一充电电压及该可调变电容的第二充电电压产生该第一时脉信号及该第二时脉信号。

根据本发明的电容测量方法，其中，在步骤(b4)中，当该第二充电电压大于该参考电压时，该第一时脉信号正好由高电压位准转换为低电压位准，而当该第一充电电压大于该参考电压时，该第二时脉信号正好由该高电压位准转换为该低电压位准。

根据本发明的电容测量方法，在一种实施方式中，步骤(b)包括：(b1)提供第一电流及第二电流，该第二电流为该第一电流的多倍；(b2)根据电容设定信号提供该可调变电容；(b3)根据该第一时脉信号及该第二时脉信号的反相信号，以选择性地提供该第二电流至该待测电容或提供该第一电流至该可调变电容；(b4)根据该待测电容的第一充电电压及该可调变电容的第二充电电压产生该第一时脉信号及该第二时脉信号。

根据本发明的电容测量方法，在一种实施方式中，在步骤(b4)中，当该第二充电电压大于该参考电压时，该第一时脉信号正好由高电压位准转换为低电压位准，而当该第一充电电压大于该参考电压时，该第二时脉信号恰由该高电压位准转换为该低电压位准。

根据本发明的电容测量方法，进一步包括：(e)根据电容设定信号调整该可调变电容的电容值接近该待测电容的电容值。

根据本发明的电容测量方法，在步骤(a)之前，进一步包括：

(f)提供设定信号来设定电容值可调变电路，以使该电容值可调变电路根据该设定信号调变该可调变电容的等效电容值；(g)设定该连续时间积分器输出的该积分信号等于该起始电压；(h)输出该第一时脉信号至该连续时间积分器，并根据该第一时脉信号输出该积分信号；(i)当该第二时脉信号的时脉个数等于默认值时，输出第一致能信号以致能模拟数字转换器采样该积分信号；(j)根据该第一致能信号输出第二致能信号，以控制该模拟数字转换器根据采样的该积分信号输出与该待测电容及该可调变电容的差异值相关的数字信号；(k)判断该数字信号是否满足临界条件与参考数字信号是否接近，若否，执行步骤(1)，若是，执行步骤(m)；(1)调整该设定信号的数值，并重复执行步骤(g)；以及(m)以目前的该设定信号的数值决定该等效电容值。

根据本发明的电容测量方法，在一种实施方式中，在步骤(g)与(h)之间，进一步包括：(n)响应于控制信号，来降低该连续时间积分器的回授积分电容的等效电容值。

为了使本发明的上述内容能更明显易懂，下文特举优选实施例，并配合附图，作详细说明如下：

附图说明

图1示出了传统电容测量电路的电路图。

图2示出了传统电容测量电路的电路图。

图3示出了依照本发明的优选实施例的一种电容测量电路的方块图。

图4示出了电容测量电路的部份细部电路图。

图5示出了电容测量电路的部份细部电路图。

图6示出了电容值可调变电路的细部电路图。

图7示出了第一实施例的信号时序图。

图8示出了模拟数字转换器的示意图。

图9示出了第二实施例的电容测量电路的部份细部电路图。

图10示出了第二实施例的信号时序图。

图11示出了第三实施例的电容测量电路的部份细部电路图。

图12示出了晶体管阵列的细部电路图。

图13示出了第四实施例的电容测量电路的部份细部电路图。

图14示出了第四实施例的信号时序图。

图15示出了电容测量电路操作于电容值测量期间的电容测量方法流程图。

图16及图17示出了电容测量电路操作于电容值设定期间的电容测量方法流程图。

图18示出了第四实施例的模拟数字转换器。

具体实施方式

请参照图3，其示出了依照本发明优选实施例的一种电容测量电路的方块图。电容测量电路30用以测量待测电容C_Y，以输出数字信号BOUT[N:1]。电容测量电路30包括电容转时间单元310、连续时间积分器320、模拟数字转换器330、计数器340及控制逻辑350。

电容转时间单元310根据待测电容C_Y的充电时间及可调变电容Cx的充电时间产生彼此互为反相的时脉信号Y1及时脉信号X1。连续时间积分器320接收时脉信号Y1，并根据时脉信号Y1输出积分信号Vx。计数器340用以计数时脉信号X1的时脉个数，当时脉信号X1的时脉个数等于默认值时，输出致能信号EN。控制逻辑350根据致能信号EN输出致能信号ADCEN，以控制模拟数字转换器330根据积分信号Vx输出与待测电容C_Y及可调变电容Cx的差异值相关的数字信号BOUT[N:1]。

上述电容测量电路30利用待测电容C_Y和可调变电容Cx的充电时间不同，使得时脉信号Y1产生正向周期和反向周期的时间长度不同，而造成连续时间积分器320的积分信号Vx输出随待测电容C_Y和可调变电容Cx的差值改变。模拟数字转换器330将积分信号Vx转成数字信号BOUT[N:1]输出，以供判读待测电容C_Y的电容值大小。

由于电容测量电路30使用连续时间积分器(continuous timeintegrator)而不需像旧型电路那样使用分离时间积分器(discrete-time integrator)，所以经长时间积分操作也不会累积开关噪声，大幅地改善旧型电路易受开关噪声影响的缺点。此外，如果待测电容C_Y的变化不大，例如电容式触控屏幕的X和Y方向电容经触碰后变化仅约0.1％，则此电路的时脉输出X1的频率变化也不大，可提供当作其他电路的时脉信号使用，不需另外提供振荡器电路。

前述电容转时间单元310及连续时间积分器320可以有不同的实施方式。为使本发明更为清晰易懂，下述将例举多个实施例做进一步说明。

第一实施例

请同时参照图4、5、6、7及8，图4及5分别示出了电容测量电路的部份细部电路图，图6示出了电容值可调变电路的细部电路图，图7示出了第一实施例的信号时序图，图8示出了模拟数字转换器的示意图。前述电容测量电路30能选择性地操作于电容值设定期间或电容值测量期间。电容测量电路30在电容值设定期间能优选地先行调整可调变电容Cx的等效电容值，使得电容测量电路30在电容值测量期间能较正确地测量待测电容C_Y。

电容转时间单元310包括电容值可调变电路312、电流源314、开关电路316及逻辑单元318。电容值可调变电路312用以提供前述的可调变电容Cx，且电容值可调变电路312例如为可经开关选择电容值大小的电容阵列。控制逻辑350在电容值设定期间中决定设定信号CSEL[N:0]的信号数值，以使电容值可调变电路312根据此信号数值调变可调变电容Cx的等效电容值。

电容值可调变电路312包括开关SW[0]至SW[N]及电容C_R0至C_RN。开关SW[0]至SW[N]在电容值设定期间中分别受控于信号CSEL[0]至CSEL[N]，以决定可调变电容C_x的等效电容值。

电流源314用以提供电流I2。开关电路316根据时脉信号Y1的反相信号Y及时脉信号X1的反相信号X，以选择性地提供电流I2至待测电容C_Y或可调变电容Cx。逻辑单元318根据参考电压Vref2、待测电容C_Y两端的充电电压V_A及可调变电容Cx两端的充电电压V_B产生时脉信号Y1及时脉信号X1。其中，当充电电压V_B大于参考电压Vref2时，时脉信号Y1正好由高电压位准转换为低电压位准，而当充电电压V_A大于参考电压Vref2时，时脉信号X1正好由高电压位准转换为低电压位准。

连续时间积分器320包括运算放大器OP、电阻Rc、电容C₁、电容C₂、开关sw1、开关switch2及开关switch2s。开关sW1用以选择性地电连接电阻Rc及电容转时间单元310的逻辑单元318，开关sW1用以响应于控制信号Scb的致能位准导通，以短路连接电阻Rc与电容转时间单元310的逻辑单元318。

运算放大器OP的反相输入端连接至电阻Rc，以接收时脉信号Y1。且运算放大器OP的反相输入端经电容C₁耦接至运算放大器OP的输出端。而运算放大器OP的非反相输入端接收起始电压VDD/2。运算放大器OP的输出端连接至模拟数字转换器330的输入端。

开关switch2选择性地电连接运算放大器OP的反相输入端及输出端，开关switch2响应于控制信号Sc的致能位准导通，以短路连接运算放大器OP的反相输入端与输出端，并设定运算放大器OP的反相输入端与输出端的电压等于起始电压VDD/2。

电容值测量期间

综合来说，电容测量电路30操作在电容值测量期间又可分为电压设定期间T1及电压积分期间T2。电容测量电路30先操作于电压设定期间T1。当电容测量电路30操作在电压设定期间T1时，控制逻辑350致能控制信号Sc及控制信号CALB，以驱动连续时间积分器320设定积分信号Vx等于起始电压VDD/2。计数器340并响应于控制信号Sc的致能位准进行重置，以重新计数时脉信号X1的时脉个数。控制逻辑350在电压设定期间T1非致能与控制信号Sc互为反相信号的控制信号Scb，待电压设定期间T1完成后，电压积分期间T2开始时再致能控制信号Scb，使时脉信号Y得以对连续时间积分器320进行充放电。

电流源314包括运算放大器OP1、作为开关的n通道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管LN1、作为开关的p通道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管LP1、LP2和电阻Rb。电流源314根据参考电压Vref1、运算放大器OP1、n通道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管LN1、p通道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管LP1、LP2和电阻Rb形成偏压电流I1，且偏压电流 $I1=\frac{\mathrm{Vref}2}{R_b}$ 。并利用电流镜的工作原理将I1复制成I2，I2可为J倍的I1，也就是电流 $I2=\frac{\mathrm{JVref}2}{R_b}.$

当节点Y为“Low”，则作为开关的p通道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管LP4被导通，作为开关的n通道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管LN4被关闭。可调变电容Cx开始充电，其充电速率为 $\frac{{\mathrm{dV}}_B}{\mathrm{dt}}=\frac{I2}{C_X}=\frac{\mathrm{JVref}2}{R_b{C}_X}.$ 等到电压V_B大于电压Vref2时，比较器OP3输出信号CPB从“Low”转为“High”，也使时脉信号Y从“Low”转为“High”，同时时脉信号Y1从“High”转为“Low”，电压VB从0V充电到电压Vref2的时间为 $T_X=\mathrm{Vref}2/\left(\frac{I2}{C_X}\right)=\frac{R_b{C}_X}{J}.$ 此时间也就是时脉信号Y1为“High”的时间。在时间T_X内，积分信号Vx的电压变化量 $\mathrm{\&Delta;Vx}2=-\frac{V_{\mathrm{DD}}{R}_b{C}_x}{2\mathrm{RcJ}(C_1+C_2)}.$

在时脉信号Y从“Low”转为“High”之后，时脉信号X也从“High”转为“Low”，致使作为开关的p通道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管LP3被导通，作为开关的n通道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管LN3被关闭。待测电容C_Y开始充电，其充电速率为 $\frac{{\mathrm{dV}}_A}{\mathrm{dt}}=\frac{I2}{C_Y}=\frac{\mathrm{JVref}2}{R_b{C}_Y}.$

与可调变电容Cx的推导相同，待测电容C_Y从0V充电到电压Vref2的时间为 $T_Y=\mathrm{Vref}2/\left(\frac{I2}{C_Y}\right)=\frac{R_b{C}_Y}{J},$ 此时间也就是时脉信号Y1为“Low”的时间。在时间T_Y内，积分信号Vx的电压变化量 $\mathrm{\&Delta;Vx}1=\frac{V_{\mathrm{DD}}{R}_b{C}_Y}{2\mathrm{RcJ}(C_1+C_2)}.$

由以上叙述得知时脉信号Y1为“High”的时间为充电时间Tx，而时脉信号Y1为“Low”的时间为充电时间T_Y。当电容测量电路30操作在电压积分期间T2时，控制逻辑350非致能控制信号Sc及致能控制信号Scb，使得连续时间积分器320对时脉信号Y1进行积分，以输出积分信号Vx。计数器340并同步地计数时脉信号X1的时脉个数。当计数器340计数时脉信号X1的时脉个数等于默认值Nc时，发出致能信号EN至控制逻辑350。控制逻辑350并以致能信号ADCEN通知模拟数字转换器330采样连续时间积分器320输出的积分信号Vx。积分信号Vx经过Nc个时脉个数后为 $V_X\left(N_C{T}_{\mathrm{CLK}}\right)=\frac{N_C{V}_{\mathrm{DD}}{R}_b(C_Y-C_X)}{J2\mathrm{Rc}(C_1+C_2)}+\frac{\mathrm{VDD}}{2}.$

由公式中得知积分信号Vx为待测电容C_Y和可调变电容Cx的差值的线性关系式，将此线性变化的积分信号Vx输出到模拟数字转换器转成数字信号BOUT[N:1]输出，并从数字信号BOUT[N:1]判断待测电容C_Y的电容变化大小。

请参照图15，其示出了电容测量电路操作在电容值测量期间的电容测量方法流程图。简言之，当电容测量电路30操作在电容值测量期间时，包括如下步骤：首先如步骤710所示，设定连续时间积分器320输出的积分信号Vx等于起始电压VDD/2。接着如步骤720所示，根据待测电容C_Y的充电时间及可调变电容Cx的充电时间产生彼此互为反相的时脉信号Y1及时脉信号X1。跟着如步骤730所示，输出时脉信号Y1至连续时间积分器320，并根据时脉信号Y1输出积分信号Vx。最后如步骤740所示，当时脉信号X1的时脉个数等于默认值时，根据积分信号Vx输出与待测电容C_Y及可调变电容Cx的差异值相关的数字信号BOUT[N:1]。

电容值设定期间

当电容测量电路30操作在电容值设定期间时，电容值可调变电路312受控于设定信号CSEL[N:0]而使得可调变电容Cx能跟待测电容C_Y相等或尽量接近。在电容值设定期间，并不在乎连续时间积分器320的输出是否能非常线性的将待测电容C_Y和可调变电容Cx的差值大小准确地转成模拟数字转换器330可分辨的电压范围内，而是要尽可能将待测电容C_Y和可调变电容Cx的电容差值大小放大以增加分辨率。

所以，在电容值设定期间，控制逻辑350非致能控制信号CALB，使得连续时间积分器320的回授积分电容从C₁ ⁺C₂减小为C₁，造成积分的增幅变得更大以增加分辨率。若电容值设定期间经过整数周期Ns后，则积分信号 $V_X\left(N_S{T}_{\mathrm{CLK}}\right)=\frac{N_S{V}_{\mathrm{DD}}{R}_b(C_Y-C_X)}{J2\mathrm{Rc}{C}_1}+\frac{\mathrm{VDD}}{2}.$

图8示出的模拟数字转换器330为连续渐进模拟数字转换器(逐次逼近寄存器型模拟数字转换器，Successive ApproximationRegister Analog Digital converter，SARADC)。由图8可看出，当控制逻辑350非致能控制信号CALB时，模拟数字转换器330的功能减化成1bit分辨率。也就是只比较连续时间积分器320的积分信号Vx和起始电压VDD/2的大小，再读取模拟数字转换器330中的比较器OTA输出信号CMPO。若待测电容C_Y大于可调变电容Cx，则比较器OTA输出比较信号CMPO为Low，而控制逻辑350通过设定信号CSEL[N:0]调大可调变电容Cx的等效电容值。相反地，若待测电容C_Y小于可调变电容Cx，则比较器OTA输出比较信号CMPO为High，而控制逻辑350通过设定信号CSEL[N:0]调小可调变电容Cx的等效电容值。重复以上程序，直到调整成多调升一个电容值可调变电路312中能调整的最小单位电容C_R0，则信号CMPO等于Low，减少一个最小单位电容C_R0，则信号CMPO为High时的电容值。之后，测待测电容C_Y时，此电容值即设定成为可调变电容Cx的等效电容值。

在电容值测量期间时，控制信号CAL为致能位准而控制信号CALB为非致能位准。控制逻辑350以致能信号ADCEN通知连续渐进缓存器及控制电路332使致能控制信号Set和控制信号Sample及非致能与控制信号Sample互为反相信号的控制信号Sampleb，使开关swa及开关swh导通，并使开关swd为不导通。如此一来，开关swa导通使得比较器OTA的输出端和反相输入端短路，以设定比较器OTA的反相输入端的电压V_N等于比较器OTA的非反相输入端的电压VDD/2。开关swh导通使得积分信号Vx储存于电容Cs，此时，连续渐进缓存器及控制电路332使位b_N为“High”，数字模拟转换器334据以输出电压VDD/2。经一定数量的时脉信号X1之后，连续渐进缓存器及控制电路332使控制信号Set和控制信号Sample为非致能位准，并使控制信号Sampleb为致能位准，此时，比较器OTA的反相输入端的电压 $V_N=\frac{\mathrm{VDD}}{2}+[\left(\frac{\mathrm{VDD}}{2}\right)-V_X].$

如果积分信号Vx>VDD/2，则电压V_N小于VDD/2，信号CMPO输出为“High”，则位b_N保持“High”并存于连续渐进缓存器及控制电路332。连续渐进缓存器及控制电路332再使位b_N-1为“High”，使数字模拟转换器334输出电压VDD/2+VDD/(2²)，则比较器OTA的反相输入端的电压 $V_N=\frac{\mathrm{VDD}}{2}+[(\frac{\mathrm{VDD}}{2}+\frac{\mathrm{VDD}}{2^2})-V_X].$

如果积分信号Vx<(VDD/2+VDD/(2²))，则电压V_N大于VDD/2，信号CMPO输出为“Low”，则位b2回到“Low”并存于连续渐进缓存器及控制电路332。如此反复直到位b₁也完成以上判断步骤，则完成将积分信号Vx转成数字的转换。

在电容值设定期间时，控制信号CALB和控制信号Set为非致能位准，控制信号CAL和控制信号Sample为致能位准，控制信号Sampleb为非致能位准。也就是直接将积分信号Vx送到比较器OTA的反相输入端，直接比较连续时间积分器320输出的积分信号Vx和起始电压VDD/2的大小，使模拟数字转换器330的功能减化成1bit分辨率，以利用比较器OTA输出的比较信号CMPO来调整可调变电容Cx。

请参照图16及17，其示出了电容测量电路操作在电容值设定期间的电容测量方法流程图。简言之，当电容测量电路30操作在电容值设定期间时，包括如下步骤：首先如步骤810所示，提供设定信号CSEL[N:0]来设定电容值可调变电路312，以使电容值可调变电路312根据设定信号CSEL[N:0]调变可调变电容Cx的等效电容值。接着如步骤820所示，设定连续时间积分器320输出的积分信号Vx等于起始电压VDD/2。跟着如步骤830所示响应于控制信号CALB，来降低连续时间积分器320的回授积分电容的等效电容值。然后如步骤840所示，输出时脉信号Y1至连续时间积分器320，并根据时脉信号Y1输出积分信号Vx。接着如步骤850所示，当时脉信号X1的时脉个数等于默认值时，输出致能信号EN以致能模拟数字转换器330采样积分信号Vx。跟着如步骤860所示，根据致能信号EN输出致能信号ADCEN，以控制模拟数字转换器330的比较器OTA比较采样的积分信号Vx和起始电压VDD/2的大小并输出比较信号CMPO。然后如步骤870所示，判断比较信号CMPO是否满足临界条件，即多调升一个电容值可调变电路312中能调整的最小单位电容C_R0，则信号CMPO等于Low，减少一个最小单位电容C_R0，则信号CMPO为High的临界条件，若否，执行步骤880，调整设定信号CSEL[N:0]的数值，并重复执行步骤820。若达到临界条件，则执行步骤890，以目前的设定信号CSEL[N:0]的数值决定可调变电容Cx的等效电容值。

第二实施例

请同时参照图9及图10，图9示出了第二实施例的电容测量电路的部份细部电路图，图10示出了第二实施例的信号时序图。第二实施例与第一实施例的不同之处在于：第二实施例的电流源414的设计与第一实施例的电流源314不同。电流源414除运算放大器OP1、作为开关的n通道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管LN1、作为开关的p通道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管LP1、LP2和电阻Rb之外，还包括做为开关的p通道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管LP2A。电流源414使流经待测电容C_Y与可调变电容Cx的电流相差K倍。如此一来，可调变电容Cx只需为待测电容C_Y的1/K倍大小。大幅地减少可调变电容Cx的电容面积，进而增加整合于单一芯片的可能性。此外，第二实施例的信号时序如图10所示，其中，当I2和I1之比值J为1时，时间 $T_Y=\frac{R_b{C}_Y}{K},$ 时间T_X＝R_bC_X。在时间TX内，积分信号Vx的电压变化量 $\mathrm{\&Delta;Vx}2=-\frac{V_{\mathrm{DD}}{R}_b{C}_x}{2\mathrm{Rc}(C_1+C_2)}.$ 在时间T_Y内，积分信号Vx的电压变化量 $\mathrm{\&Delta;Vx}1=\frac{V_{\mathrm{DD}}{R}_b{C}_Y}{2\mathrm{KRc}(C_1+C_2)}.$ 积分信号Vx经过Nc个时脉个数后为 $V_X\left(N_C{T}_{\mathrm{CLK}}\right)=\frac{N_C{V}_{\mathrm{DD}}{R}_b(\frac{C_Y}{K}-C_X)}{J2\mathrm{Rc}(C_1+C_2)}+\frac{\mathrm{VDD}}{2}.$

第三实施例

请同时参照图11，其示出了第三实施例的电容测量电路的部份细部电路图。第三实施例与第一实施例的不同之处在于：第三实施例的电流源514的设计与第一实施例的电流源314不同。电流源514除运算放大器OP1、作为开关的n通道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管LN1、作为开关的p通道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管LP1、作为开关的p通道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管LP2和电阻Rb之外，还包括晶体管阵列5142。晶体管阵列5142受控于电流设定信号ISEL[N:0]，以提供K倍的电流I2。

请参照图12，其示出了晶体管阵列的细部电路图。晶体管阵列5142包括晶体管LP2[0]至LP2[N]、开关SW[0]至SW[N]、开关XSW[0]至XSW[N]、反相器51422(0)至51422(N)。反相器51422(0)至51422(N)分别用以反相信号ISEL[0]至ISEL[N]，以控制开关XSW[0]至XSW[N]。开关SW[0]至SW[N]分别受控于信号ISEL[0]至ISEL[N]，以控制晶体管LP2[0]至LP2[N]的导通与截止。当导通的晶体管个数为K时，晶体管阵列5142即提供K倍的电流I2。

第四实施例

请同时参照图13、14及18，图13示出了第四实施例的电容测量电路的部份细部电路图，图14示出了第四实施例的信号时序图，图18示出了第四实施例的模拟数字转换器。第四实施例与第一实施例的不同之处在于：第四实施例的连续时间积分器620、逻辑单元618及模拟数字转换器630的设计与第一实施例的连续时间积分器320不同。连续时间积分器620采用差动输入。而逻辑单元618输出的时脉信号X2(此时脉信号为与时脉信号X1相同相位和频率的时脉信号)与及Y1还分别作为连续时间积分器620的差动输入，模拟数字转换器630并接收连续时间积分器620的差动输出后，转换为数字信号BOUT[N:1]输出。

连续时间积分器620包括运算放大器OP、电阻Rc(1)、电阻Rc(2)、电容C₁(1)、电容C₁(2)、电容C₂(1)、电容C₂(2)、开关swip、开关swin、开关switch2p、开关switch2n、开关switch2sp及开关switch2sn。开关swip及开关swin分别选择性地电连接电阻Rc(1)及电阻Rc(2)至逻辑单元618，开关swip及开关swin分别响应于控制信号Scb的致能位准导通，以短路连接电阻Rc(1)及电阻Rc(2)至逻辑单元618。

运算放大器OP4包括共模电压(common mode voltage)输入端(未示出)、反相输入端、非反相输入端、第一输出端及第二输出端。共模电压输入端连接至起始电压，以控制运算放大器OP4的第一输出端及第二输出端的平均电压为起始电压。反相输入端及非反相输入端分别连接至电阻Rc(1)及Rc(2)，以接收时脉信号Y1及X2。第一输出端及第二输出端分别连接至模拟数字转换器630的正输入端及负输入端。反相输入端经电容C₁(1)耦接至第一输出端，而非反相输入端经电容C₁(2)耦接至第二输出端。

开关switch2p选择性地电连接反相输入端及第一输出端，开关switch2p响应于控制信号Sc的致能位准导通，以短路连接反相输入端与第一输出端，并设定运算放大器OP4的反相输入端与第一输出端的电压为起始电压。同样地，开关switch2n选择性地电连接非反相输入端及第二输出端，开关switch2n响应于控制信号Sc的致能位准导通，以短路连接非反相输入端与第二输出端，并设定运算放大器OP4的非反相输入端与第二输出端的电压为起始电压。

电容C₂(1)及开关switch2sp串联地连接于运算放大器OP4的反相输入端及第一输出端，开关switch2sp响应于控制信号CALB的致能位准而导通，使得电容C₂(1)并联于电容C₁(1)。同样地，电容C₂(2)及开关switch2sn串联地连接于运算放大器OP4的非反相输入端及第二输出端，开关switch2sn响应于控制信号CALB的致能位准而导通，使得电容C₂(2)并联于电容C₁(2)。

在时间T_X内，电压Vxp的电压变化量 $\mathrm{\&Delta;Vxp}=-\frac{V_{\mathrm{DD}}{R}_b{C}_x}{2\mathrm{Rc}(C_1+C_2)},$ 电压V_XN的电压变化量 $\mathrm{\&Delta;}{V}_{\mathrm{XN}}=\frac{V_{\mathrm{DD}}{R}_b{C}_x}{2\mathrm{Rc}(C_1+C_2)}.$ 在时间T_Y内，积分信号Vx的电压变化量 $\mathrm{\&Delta;}\mathrm{Vx}=\frac{V_{\mathrm{DD}}{R}_b{C}_Y}{\mathrm{Rc}(C_1+C_2)}.$ 积分信号Vx经过Nc个时脉个数后为 $V_X\left(N_C{T}_{\mathrm{CLK}}\right)=V_{\mathrm{XP}}\left(N_C{T}_{\mathrm{CLK}}\right)-V_{\mathrm{XN}}\left(N_C{T}_{\mathrm{CLK}}\right)=\frac{N_C{V}_{\mathrm{DD}}{R}_b(C_Y-C_X)}{\mathrm{Rc}(C_1+C_2)}.$

由于连续时间积分器620差动输出至模拟数字转换器630，因此，模拟数字转换器630需如图18所示改为差动输入，以接收连续时间积分器620的差动输出。

本发明上述实施例所披露的电容测量电路及其电容测量方法，大幅地改善旧型电路易受开关噪声影响的缺点。此外，充电过程中所产生的时脉信号可提供当作其它电路的时脉信号使用，不需另外提供振荡器电路，大幅地降低生产成本。

综上所述，虽然本发明已以优选实施例披露如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中具有普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种变更与修改。因此，本发明的保护范围当视后附的权利要求所界定者为准。

主要组件符号说明

10、20：传统电容测量电路

30：依照本优选实施例的电容测量电路

110、350：控制逻辑               120、340：计数器

130：振荡器                      140：锁存器

150：电容阵列               160：数字滤波器

310：电容转时间单元         312：电容值可调变电路

314、414、514：电流源       316：开关电路

318、618：逻辑单元          320、620：连续时间积分器

330、630：模拟数字转换器

332：连续渐进缓存器及控制电路

334：数字模拟转换器

5142：晶体管阵列

C₁、C₂、C₁(1)、C₁(2)、C₂(1)、C₂(2)、Cc、Cs、C_SP、C_SN、C_R0～C_RN：电容

LN1、LN3、LN4、LP1、LP2、LP2A、LP3、LP4、swi、switch2、switch2s、switch2sp、switch2p、switch2n、switch2sn、swa、swc、swd、swh、swip、swin、swhp、swcp、swcn、swap、swan、swan、swdp、swdn、SW[0]～SW[N]、LP[0]～LP[N]、XSW[0]～XSW[N]：开关

Rb、Rc、Rc(1)、Rc(2)：电阻

OP、OP1、OP4：运算放大器

CMP、OTA、OP2、OP3：比较器

Cz、C_Y：待测电容

Cx：可调变电容。

Claims (21)

1.一种电容测量电路，用以测量待测电容，包括：

电容转时间单元，用以根据该待测电容的第一充电时间及可调变电容的第二充电时间产生彼此互为反相的第一时脉信号及第二时脉信号；

连续时间积分器，用以接收所述第一时脉信号，并根据所述第一时脉信号输出积分信号；以及

模拟数字转换器，当所述第二时脉信号的时脉个数等于默认值时，根据所述积分信号输出与所述待测电容及所述可调变电容的差异值相关的数字信号；

所述电容测量电路进一步包括：

计数器，用以计数所述第二时脉信号的时脉个数，当所述第二时脉信号的时脉个数等于所述默认值时，输出第一致能信号；以及

控制逻辑，用以根据所述第一致能信号输出第二致能信号，以控制所述模拟数字转换器根据所述积分信号输出所述数字信号。

2.根据权利要求1所述的电容测量电路，其中，所述控制逻辑进一步用以在电压设定期间，致能第一控制信号，以驱动所述连续时间积分器设定所述积分信号等于起始电压，及非致能第二控制信号，所述第二控制信号为所述第一控制信号的反相信号，待所述电压设定期间完成后再致能所述第二控制信号，以连接所述电容转时间单元及所述连续时间积分器，使所述第一时脉信号得以对所述连续时间积分器进行充放电；

其中，所述计数器还用以响应于所述第一控制信号的致能位准进行重置，以重新计数所述第二时脉信号的时脉个数。

3.根据权利要求1所述的电容测量电路，其中，所述电容转时间单元进一步包括：

电容值可调变电路，用以提供所述可调变电容，所述控制逻辑进一步用以在电容值设定期间决定设定信号的信号数值，以使所述电容值可调变电路根据所述信号数值调变所述可调变电容的等效电容值；

其中，所述控制逻辑进一步用以在电容值设定期间非致能第三控制信号。

4.根据权利要求3所述的电容测量电路，其中，所述电容转时间单元，进一步包括：

电流源，用以提供第一电流；

开关电路，用以根据所述第一时脉信号及所述第二时脉信号的反相信号，选择性地提供所述第一电流至所述待测电容或所述可调变电容；以及

逻辑单元，用以根据参考电压、所述待测电容的第一充电电压及所述可调变电容的第二充电电压产生所述第一时脉信号及所述第二时脉信号。

5.根据权利要求4所述的电容测量电路，其中当所述第二充电电压大于所述参考电压时，所述第一时脉信号正好由高电压位准转换为低电压位准，而当所述第一充电电压大于所述参考电压时，所述第二时脉信号正好由所述高电压位准转换为所述低电压位准。

6.根据权利要求3所述的电容测量电路，其中所述电容转时间单元，进一步包括：

电流源，用以提供第一电流及第二电流，所述第二电流为所述第一电流的多倍；

开关电路，用以根据所述第一时脉信号及所述第二时脉信号的反相信号，选择性地提供所述第二电流至所述待测电容或提供所述第一电流至所述可调变电容；及

逻辑单元，用以根据参考电压、所述待测电容的第一充电电压及所述可调变电容的第二充电电压产生所述第一时脉信号及所述第二时脉信号。

7.根据权利要求6所述的电容测量电路，其中当所述第二充电电压大于所述参考电压时，所述第一时脉信号正好由高电压位准转换为低电压位准，而当所述第一充电电压大于所述参考电压时，所述第二时脉信号恰由所述高电压位准转换为所述低电压位准。

8.根据权利要求6所述的电容测量电路，其中所述电流源包括：晶体管阵列，受控于电流设定信号，以提供所述第二电流。

9.根据权利要求1所述的电容测量电路，其中，所述连续时间积分器包括：

第一电阻；

第一开关，用以选择性地电连接所述第一电阻及所述电容转时间单元，所述第一开关用以响应于第二控制信号的致能位准导通，以短路连接所述第一电阻与所述电容转时间单元；运算放大器，包括：

反相输入端，连接至所述第一电阻，以接收所述第一时脉信号；

非反相输入端，用以接收起始电压；及

输出端，所述输出端连接至所述模拟数字转换器的输入端；

第一电容，所述反相输入端经所述第一电容耦接至所述输出端；

第二开关，用以选择性地电连接所述反相输入端及所述输出端，所述第二开关用以响应于第一控制信号的致能位准导通，以短路连接所述反相输入端与所述输出端，并设定所述反相输入端与所述输出端的电压等于所述起始电压。

10.根据权利要求9所述的电容测量电路，其中，所述连续时间积分器进一步包括第二电容及第三开关，所述第二电容及所述第三开关串联地连接于所述反相输入端及所述输出端，所述第三开关用以响应于第三控制信号的致能位准而导通，使得所述第一电容并联于所述第二电容。

11.根据权利要求1所述的电容测量电路，其中，所述连续时间积分器包括：

第一电阻；

第一开关，用以选择性地电连接所述第一电阻及所述电容转时间单元，所述第一开关用以响应于第二控制信号的致能位准导通，以短路连接所述第一电阻与所述电容转时间单元；

运算放大器，包括：

共模电压输入端，连接至起始电压，以控制运算放大器的第一输出端及第二输出端的平均电压为所述起始电压；

反相输入端，连接至所述第一电阻，以接收所述第一时脉信号；

非反相输入端；

第一输出端，所述第一输出端连接至所述模拟数字转换器的正输入端；及

第二输出端，所述第二输出端连接至所述模拟数字转换器的负输入端；

第一电容，所述反相输入端经所述第一电容耦接至所述第一输出端；

第二开关，用以选择性地电连接所述反相输入端及所述第一输出端，所述第二开关用以响应于第一控制信号的致能位准导通，以短路连接所述反相输入端与所述第一输出端，并设定该运算放大器的反相输入端与所述第一输出端的电压为所述起始电压；

第二电阻；

第四开关，用以选择性地电连接所述第二电阻及所述电容转时间单元，所述第四开关用以响应于第二控制信号的致能位准导通，以短路连接第二电阻与所述电容转时间单元；

第三电容，所述非反相输入端经所述第三电容耦接至所述第二输出端；

第五开关，用以选择性地电连接所述非反相输入端及所述第二输出端，所述第五开关用以响应于第一控制信号的致能位准导通，以短路连接所述运算放大器的非反相输入端与所述第二输出端，并设定所述运算放大器的非反相输入端与所述第二输出端的电压为所述起始电压。

12.根据权利要求11所述的电容测量电路，其中，所述连续时间积分器电路进一步包括：

第二电容；

第三开关，所述第二电容及所述第三开关串联地连接于所述运算放大器的反相输入端及所述第一输出端，所述第三开关用以响应于第三控制信号的致能位准而导通，使得所述第一电容并联于所述第二电容；

第四电容；以及

第六开关，所述第四电容及所述第六开关串联地连接于所述非反相输入端及所述第二输出端，所述第六开关用以响应于第三控制信号的致能位准而导通，使得所述第三电容并联于所述第四电容。

13.一种电容测量方法，用以测量待测电容，所述电容测量方法包括：

(a)设定连续时间积分器输出的积分信号等于起始电压；

(b)根据所述待测电容的第一充电时间及可调变电容的第二充电时间产生彼此互为反相的第一时脉信号及第二时脉信号；

(c)输出所述第一时脉信号至所述连续时间积分器，并根据所述第一时脉信号输出所述积分信号；以及

(d)当所述第二时脉信号的时脉个数等于默认值时，根据所述积分信号输出与所述待测电容及所述可调变电容的差异值相关的数字信号。

14.根据权利要求13所述的电容测量方法，其中，所述步骤(d)包括：

(d1)当所述第二时脉信号的时脉个数等于默认值时，输出第一致能信号；以及

(d2)根据所述第一致能信号输出第二致能信号，以控制模拟数字转换器根据所述积分信号输出所述数字信号。

15.根据权利要求13所述的电容测量方法，其中，所述步骤(b)包括：

(b1)提供第一电流；

(b2)根据电容设定信号提供所述可调变电容；

(b3)根据所述第一时脉信号及所述第二时脉信号的反相信号，选择性地提供所述第一电流至所述待测电容或所述可调变电容；以及

(b4)根据参考电压、所述待测电容的第一充电电压及所述可调变电容的第二充电电压产生所述第一时脉信号及所述第二时脉信号。

16.根据权利要求15所述的电容测量方法，其中，在所述步骤(b4)中，当所述第二充电电压大于所述参考电压时，所述第一时脉信号正好由高电压位准转换为低电压位准，而当所述第一充电电压大于所述参考电压时，所述第二时脉信号正好由所述高电压位准转换为所述低电压位准。

17.根据权利要求13所述的电容测量方法，其中，所述步骤(b)包括：

(b1)提供第一电流及第二电流，所述第二电流为所述第一电流的多倍；

(b2)根据电容设定信号提供所述可调变电容；

(b3)根据所述第一时脉信号及所述第二时脉信号的反相信号，选择性地提供所述第二电流至所述待测电容或提供所述第一电流至所述可调变电容；

(b4)根据参考电压、所述待测电容的第一充电电压及所述可调变电容的第二充电电压产生所述第一时脉信号及所述第二时脉信号。

18.根据权利要求17所述的电容测量方法，其中，在所述步骤(b4)中，当所述第二充电电压大于所述参考电压时，所述第一时脉信号正好由高电压位准转换为低电压位准，而当所述第一充电电压大于所述参考电压时，所述第二时脉信号恰由所述高电压位准转换为所述低电压位准。

19.根据权利要求13所述的电容测量方法，进一步包括：

(e)根据电容设定信号调整所述可调变电容的电容值接近所述待测电容的电容值。

20.根据权利要求13所述的电容测量方法，在步骤(a)之前，进一步包括：

(f)提供设定信号来设定电容值可调变电路，以使所述电容值可调变电路根据所述设定信号调变所述可调变电容的等效电容值；

(g)设定所述连续时间积分器输出的所述积分信号等于所述起始电压；

(h)输出所述第一时脉信号至所述连续时间积分器，并根据所述第一时脉信号输出所述积分信号；

(i)当所述第二时脉信号的时脉个数等于默认值时，输出第一致能信号以致能模拟数字转换器采样所述积分信号；

(j)根据所述第一致能信号输出第二致能信号，以控制所述模拟数字转换器根据采样的所述积分信号输出与所述待测电容及所述可调变电容的差异值相关的数字信号；

(k)判断所述数字信号是否满足临界条件，若否，执行步骤(l)，若是，执行步骤(m)；

(l)调整所述设定信号的数值，并重复执行步骤(g)；以及

(m)以目前的所述设定信号的数值决定所述等效电容值。

21.根据权利要求20所述的电容测量方法，其中，在步骤(g)与(h)之间，进一步包括：

(n)响应于控制信号，来降低所述连续时间积分器的回授积分电容的等效电容值。

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