CN110345981B

CN110345981B - 电阻式传感器的检测系统

Info

Publication number: CN110345981B
Application number: CN201910689127.1A
Authority: CN
Inventors: 许磊; 陈闽强; 祁伟杰; 李春领
Original assignee: University of Science and Technology of China USTC
Current assignee: Micro Nano Perception Hefei Technology Co ltd
Priority date: 2019-07-29
Filing date: 2019-07-29
Publication date: 2020-12-25
Anticipated expiration: 2039-07-29
Also published as: CN110345981A

Abstract

本发明技术方案公开了一种电阻式传感器的检测系统，该检测系统包括：传感器电阻转换频率电路、测量电路、校准电路以及电源管理电路，可以通过所述传感器电阻转换频率电路将传感器电阻转换为具有相关频率的方波信号，将电阻转换成相关的频率信号进行检测，电路结构简单、成本低、功耗小。

Description

电阻式传感器的检测系统

技术领域

本发明涉及半导体集成电路技术领域，更具体的说，涉及一种电阻式传感器的检测系统。

背景技术

传感器是实现智能化必不可少的器件，它用来代替人类的感觉器官，甚至超过人类器官的感知极限，来感知所处环境状态，并将信号反馈到控制系统，从而实现智能自动化控制，传感器在各个领域变得越来越重要。在医学、环境监测、电力工业和手机等领域都离不开传感器。在汽车自动驾驶领域，传感器用于检测汽车运行时各个系统的工作状态，实时监测车速、油量、水量、水温、压力和氧含量等数据，协助电脑系统完成汽车状态的调整。自动驾驶汽车上的主要传感器包括激光雷达、摄像头、红外传感、超声波传感器等，传感器是汽车自动驾驶领域必不可少的部分。随着工业、农业和汽车等领域中传感器的普及使用，控制系统的自动化可靠性和复杂程度不断提升，对传感器精度要求越来越高。尤其是汽车领域要保证汽车的高可靠性和安全性，这不仅对传感器精度提出更高要求，对传感器的接口电路也提出更高要求。

传感器包括电容式传感器、电阻式传感器和电感式传感器等，其中，电阻式传感器应用较为广泛。传统检测电阻式传感器的方法是利用额外的参考电阻进行串联分压的方法，然后通过ADC测量分压后的电压值从而得到传感器电阻值。当传感器处在变化环境中，此方法会导致传感器电阻两端电压处在变化之中，而传感器材料特性也会随着电压变化而发生微小变化，以至于影响传感器测量精度和传感器使用寿命。而且高精度sigma-deltaADC具有设计难度大、成本高、占用面积大、功耗大等缺点。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种电阻式传感器的检测系统，所述检测系统包括：

传感器电阻转换频率电路，用于将传感器电阻转换为具有相关频率的方波信号；不同周期中，所述方波信号的高电平持续时间不变，所述方波信号的低电平持续时间不完全相同，随所述传感器电阻变化；

测量电路，用于对所述方波信号进行测量，以获取所述方波信号的频率；

校准电路，用于对所述传感器电阻转换频率电路中由于寄生效应带来的误差进行波长校准；

电源管理电路，用于为所述传感器电阻转换频率电路、所述测量电路以及所述校准电路分别提供工作电压。

优选的，在上述检测系统中，所述传感器电阻转换频率电路包括：电阻转换电流电路、CMOS电流镜电路、电荷泵积分电路以及比较器电路；

所述电阻转换电流电路用于将参考电压偏置到所述传感器电阻的两端，使得所述传感器电阻两端的电压保持不变；

所述CMOS电流镜电路用于将基于所述传感器电阻转换的电流镜像到后级的所述电荷泵积分电路；

所述电荷泵积分电路通过恒定电流源电路进行充电，基于所述电流产生三角波信号；

所述比较器电路用于基于所述三角波信号输出所述方波信号。

优选的，在上述检测系统中，所述电阻转换电流电路包括：第一运算放大器和第一NMOS管；

所述第一运算放大器的正相输入端输入所述参考电压，其负相输入端连接所述第一NMOS管的源极，其输出端连接所述第一NMOS管的栅极；

所述第一NMOS管的源极通过所述传感器电阻接地，其漏极通过第一节点与所述CMOS电流镜电路连接。

优选的，在上述检测系统中，所述CMOS电流镜电路包括：

第二运算放大器，其正相输入端连接所述第一节点；

第一PMOS管，其栅极与漏极均连接所述第一节点，其源极接入电源电压；

第二PMOS管，其栅极连接所述第一节点，其源极连接所述电源电压，其漏极连接所述第二运算放大器的负相输入端；

第三PMOS管，其栅极连接所述第二运算放大器的输出端，其源极连接所述第二PMOS管的漏极，其漏极通过第二节点与所述电荷泵积分电路连接；

第二NMOS管，其漏极以及栅极连接所述第二节，其源极通过第三节点与所述电荷泵积分电路连接；

第三NMOS管，其漏极和栅极连接所述第三节点，其源极通过一对应开关组件接地。

优选的，在上述检测系统中，所述电荷泵积分电路包括：

恒定电流源，其一端通过一对应开关组件与电源电压连接，另一端通过第四节点与所述比较器电路连接；

第四NMOS管，其栅极连接所述第二节点，其漏极连接所述第四节点；

第五NMOS管，其栅极连接所述第三节点，其漏极连接所述第四NMOS管的源极，其源极通过一对应开关组件接地；

电容，其一极板连接所述第四节点，其另一极板接地。

优选的，在上述检测系统中，所述比较器电路包括：

第一比较器，其负相输入端与所述第四节点连接，其正相输入端输入第一阈值电压；

第二比较器，其正相输入端与所述第四节点连接，其负相输入端输入第二阈值电压；

SR触发器，其第一触发端与所述第一比较器的输出端连接，其第二触发端与所述第二比较器的输出端连接，其第一输出端输出所述方波信号，其第二输出端输出所述方波信号的反相信号。

优选的，在上述检测系统中，所述校准电路包括：译码器、32通道可控制的电流镜电路以及5位的EEPROM；

所述EEPROM用于存储对误差进行校准的校准数据；

所述译码器基于所述EEPROM输出的五位数据，控制所述32通道可控制的电流镜电路中32个开关，选通32通道中的一个通道，在所述传感器电阻转换频率电路之间形成校准电流。

优选的，在上述检测系统中，所述5位的EEPROM输出的5位数据分别为A₀、A₁、A₂、A₃和A₄；

所述校准电流I_C为：

I_C=（A₀·2⁰+A₁·2¹+A₂·2²+A₃·2³+A₄·2⁴）·I₀；

其中，I₀为已知常数。

优选的，在上述检测系统中，所述测量电路包括：计数器和计时器，所述计数器用于对所述方波信号进行计数，所述计时器用于对所述方波信号进行计时。

优选的，在上述检测系统中，还包括：与所述测量电路以及所述校准电路分别连接的UART，用于和外部PC进行数据交互；

其中，所述电源管理电路还用于为所述UART提供工作电压。

通过上述描述可知，本发明技术方案提供的电阻式传感器的检测系统包括：传感器电阻转换频率电路、测量电路、校准电路以及电源管理电路，可以通过所述传感器电阻转换频率电路将传感器电阻转换为具有相关频率的方波信号，将电阻转换成相关的频率信号进行检测，无需采用高精度的度sigma-delta ADC，电路结构简单、成本低、功耗小。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的一种电阻式传感器的检测系统的结构示意图；

图2为图1所示检测电路中传感器电阻转换频率电路的结构示意图；

图3为图1所示检测系统中校准电路的结构示意图；

图4为本发明实施例所述检测系统的电路振荡输出波形。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

发明人研究发现，电阻向频率转化技术运用在电阻式传感器检测中，振荡电路将电阻转换成相关的频率信号进行检测，频率变化范围广，而且频率检测技术已经相当成熟，此方法可以实现宽范围检测传感器的阻值。传统的RC振荡电路虽然结构简单，但将整个传感器存在于振荡回路中，振荡导致电阻式传感器两端电压的不断变化，同样影响传感器精度。而且信号频率比较高的时候，电路功耗会也比较大。所以需要一种低电压，低功耗且能够保持传感器两端电压稳定不变的振荡电路来实现高精度、宽范围的电阻式传感器阻值检测。

为了解决上述问题，本发明实施例提供了一种基于振荡电路的电阻式传感器检测系统，可以用于电阻型传感器检测，利用新型的振荡电路代替传统模数转换器检测电路以及原本振动电路，具有校准功能，可以通过UART直接和PC通信，降低工作电压和电路功耗，并提高了电阻式传感器检测电路的检测范围和检测精度，便于传感器数据采集与处理。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

参考图1，图1为本发明实施例提供的一种电阻式传感器的检测系统的结构示意图，该检测系统过包括：传感器电阻转换频率电路11，测量电路12，校准电路13以及电源管理电路14。

所述传感器电阻转换频率电路11用于将传感器电阻转换为具有相关频率的方波信号；不同周期中，所述方波信号的高电平持续时间不变，所述方波信号的低电平持续时间不完全相同，随所述传感器电阻变化。

所述测量电路12与所述传感器电阻转换频率电路11连接。

所述测量电路12用于对所述方波信号进行测量，以获取所述方波信号的频率。所述测量电路12可以通过对所述方波信号进行计数和计时，得到方波信号的频率值，基于此产生数字信号并输出该数值信号。

所述校准电路13与所述传感器电阻转换频率电路11连接。所述校准电路13用于对所述传感器电阻转换频率电路中由于寄生效应带来的误差进行波长校准，可以用于对传感器电阻转换频率电路11进行校准，从而到达预期测量结果。

所述电源管理电路14与所述传感器电阻转换频率电路11、所述测量电路12以及所述校准电路13分别连接。所述电源管理电路14用于为所述传感器电阻转换频率电路11、所述测量电路12以及所述校准电路13分别提供工作电压。

可选的，所述检测系统还包括：与所述测量电路12以及所述校准电路13分别连接的UART（通用异步收发传输器）15，所述UART15可以用于和外部PC进行数据交互，接收来自PC的校准数据并向PC发送数字转化后的频率数据；所述UART15可以用于所连接模块之间的数据传输。其中，所述电源管理电路14还用于为所述UART15提供工作电压。

本发明实施例中，所述传感器电阻转换频率电路11的结构可以如图2所示。

参考图2，图2为图1所示检测电路中传感器电阻转换频率电路的结构示意图，所述传感器电阻转换频率电路11包括：电阻转换电流电路21、CMOS电流镜电路22、电荷泵积分电路23以及比较器电路24。通过所述传感器电阻转换频率电路11实现传感器电阻S_R向频率信号的转换。

其中，所述电阻转换电流电路21用于将参考电压V_REF偏置到所述传感器电阻S_R的两端，使得所述传感器电阻S_R两端的电压保持不变。所述CMOS电流镜电路22用于将基于所述传感器电阻S_R转换的电流镜像到后级的所述电荷泵积分电路23。所述电荷泵积分电路23通过恒定电流源电路进行充电，基于所述电流产生三角波信号。所述比较器电路24用于基于所述三角波信号输出所述方波信号。

如图2所示，所述电阻转换电流电路21包括：第一运算放大器A1和第一NMOS管M1；所述第一运算放大器A1的正相输入端输入所述参考电压V_REF，其负相输入端连接所述第一NMOS管M1的源极，其输出端连接所述第一NMOS管M1的栅极；所述第一NMOS管M1的源极通过所述传感器电阻S_R接地，其漏极通过第一节点N1与所述CMOS电流镜电路22连接。

通过一个高增益运放（第一运算放大器A1）和一个MOS管（第一NMOS管M1）组成电阻转换电流电路21，将恒定电压（参考电压V_REF）偏置到传感器电阻S_R的两端，产生与传感器电阻S_R相关的电流。该方式中，即使传感器电阻S_R的阻值变化，偏置在传感器电阻S_R两端的电压也会保持恒定，消除了电压变化对传感器测量精度的影响，产生的电流流向CMOS电流镜电路22，被镜像到电荷泵积分电路23。如果直接在传感器电阻S_R的两端施加恒定电压，会产生支路分流，使得转换的电流不能完全流向后级的电荷泵积分电路23。该方式中，通过第一运算放大器A1作为一个电压跟随器将参考电压V_REF施加在传感器电阻S_R的两端，故传感器电阻S_R两端的电压保持恒定不变，会产生和传感器电阻S_R成反比例关系的电流，该电流流向所述CMOS电流镜电路22。

如图2所示，所述CMOS电流镜电路22包括：第二运算放大器A2、第一PMOS管M2、第二PMOS管M3、第三PMOS管M4、第二NMOS管M5和第三NMOS管M6。

其中，第二运算放大器A2的正相输入端连接所述第一节点N1。第一PMOS管M2的栅极与漏极均连接所述第一节点N1，其源极接入电源电压VCC。第二PMOS管M3的栅极连接所述第一节点N1，其源极连接所述电源电压VCC，其漏极连接所述第二运算放大器A2的负相输入端。第三PMOS管M4的栅极连接所述第二运算放大器A2的输出端，其源极连接所述第二PMOS管M3的漏极，其漏极通过第二节点N2与所述电荷泵积分电路23连接。第二NMOS管M5的漏极以及栅极连接所述第二节N2，其源极通过第三节点N3与所述电荷泵积分电路23连接。第三NMOS管M6的漏极和栅极连接所述第三节点N3，其源极通过一对应开关组件K3接地。可选的，开关组件K3为一对NMOS管和PMOS管组成的传输门，该开关组件K3中，NMOS管的漏极和PMOS管的源极连接，且与第三NMOS管M6的源极连接，NMOS管的源极和PMOS管的漏极均接地，NMOS管的栅极接入电源电压VCC，PMOS管的栅极接地。

所述CMOS电流镜电路22中，第二运算放大器A2、第一PMOS管M2、第二PMOS管M3和第三PMOS管M4构成PMOS电流镜电路，使用高增益的第二运算放大器A2将第一PMOS管M2的源极电压跟随到第二PMOS管M3的源极，使得第一PMOS管M2和第二PMOS管M3的栅极和源极电压相等，从而实现传感器电阻S_R转换成的电流精确镜像到后级电路。该方式利用运放的虚短特性，使得两个PMOS管的栅极和源极电压相等。电阻转换电流电路部分的镜像电流管只有一个第一PMOS管M2，相比于共源共栅电流镜少了一个MOS管的栅源电压，增大了电压余度，可增大电流变换范围，进而增大电阻的检测范围。由于传感器电阻S_R两端消耗了较大部分电压，相对于共源共栅电流镜，本方式电流镜结构可以实现低电压供电，降低电路功耗，并且提高了电流镜精度。第二PMOS管M3和第三PMOS管M4的电流进一步通过电流镜镜像到后级电路。

故，本发明实施例中，所述CMOS电流镜电路22使用运放反馈方式，将镜像电路MOS管的源极保持相等，减少沟道调制效应的影响，提高电流复制的精度，并对前级产生的电流进行比例缩小，实现较低功耗，可以将传感器电阻S_R转换的电流镜像到后级电路。

如图2所示，所述电荷泵积分电路23包括：恒定电流源I_DC、第四NMOS管M8、第五NMOS管M7和电容C。

其中，恒定电流源I_DC的一端通过一对应开关组件K1与电源电压VCC连接，另一端通过第四节点N4与所述比较器电路24连接。第四NMOS管M8的栅极连接所述第二节点N2，其漏极连接所述第四节点N4。第五NMOS管M7的栅极连接所述第三节点N3，其漏极连接所述第四NMOS管M8的源极，其源极通过一对应开关组件K2接地。电容C的一极板连接所述第四节点N4，其另一极板接地。

可选的，开关组件K1为一对NMOS管和PMOS管组成的传输门，该开关组件K1中，NMOS管的漏极和PMOS管的源极均与电源电压VCC连接，NMOS管的源极和PMOS管的漏极连接，且通过所述恒定电流源I_DC与所述第四节点N4连接，NMOS管的栅极输入反相控制信号

，PMOS管的栅极输入控制信号

。

可选的，开关组件K2为一对NMOS管和PMOS管组成的传输门，该开关组件K2中，NMOS管的漏极和PMOS管的源极均与所述第五NMOS管M7的源极连接，NMOS管的源极和PMOS管的漏极均接地，NMOS管的栅极输入控制信号

，PMOS管的栅极输入反相控制信号

。

所述电荷泵积分电路23中，恒定电流源I_DC用于对电荷泵积分电路23进行充电。所述电荷泵积分电路23包括两个工作状态：第一个工作状态，恒定电流源I_DC对电荷泵积分电路23进行充电；第二个工作状态，传感器电阻S_R转换成的电流对电荷泵积分电路23进行放电，产生下降的斜坡信号，最终产生连续的三角波信号。

所述电荷泵积分电路23包括：开关组件K1、开关组件K2和电容C。开关组件K1和开关组件K2为控制开关，均为传输门，以减小导通时电阻，并增强电路的线性度。开关组件K1和开关组件K2设置在远离积分电容C的一端，以消除开关沟道电荷注入和时钟馈通对电荷泵积分电路23的影响。开关组件K1和开关组件K2同时只有一个导通，另一个关断，当开关组件K1导通，开关组件K2关断时，恒定电流源I_DC向电容C充电，当开关组件K1关断，开关组件K2导通时，电容C经过第四NMOS管M8和第五NMOS管M7放电。

开关组件K3减小了电流镜的失配，开关组件K1和开关组件K2受到后级电路产生的信号控制，二者同时只能一个导通。当开关组件K1导通时，恒定电流源向电容C充电，此时关闭开关组件K2，产生上升的斜坡信号；当开关组件K2导通时，由镜像电流对电荷泵积分电路23放电，此时开关组件K1关闭，产生下降的斜坡信号，从而电荷泵积分电路23产生连续的三角波信号V_C。

通过电源管理电路14为传感器电阻转换频率电路11提供电源电压VCC和参考电压V_REF。

如图2所示，所述比较器电路24包括：第一比较器C1、第二比较器C2和SR触发器。

其中，第一比较器C1的负相输入端与所述第四节点N4连接，其正相输入端输入第一阈值电压VH。第二比较器C2的正相输入端与所述第四节点N4连接，其负相输入端输入第二阈值电压VL。SR触发器的第一触发端S与所述第一比较器C1的输出端连接，其第二触发端R与所述第二比较器C2的输出端连接，其第一输出端Q输出所述方波信号

（作为反相控制信号

），其第二输出端QN输出所述方波信号

的反相信号

（作为控制信号

）。第一输出端Q连接测量电路12。第一阈值电压VH和第二阈值电压VL均为恒定电压信号，且第一阈值电压VH大于第二阈值电压VL。

所述比较器电路24为两个比较器和一个SR触发器组成的迟滞比较器，其利用两个阈值电压，与电荷泵积分电路23产生的三角波信号V_C进行比较，输出相应频率的方波信号

和反相方波信号

，并可以用于分别作为电路的反相控制信号

和控制信号

。

本发明实施例中，所述校准电路13可以如图3所示。

参考图3，图3为图1所示检测系统中校准电路的结构示意图，所示校准电路13包括：译码器31、32通道可控制的电流镜电路32以及5位的EEPROM（带电可擦可编程只读存储器）33。译码器31和32通道可控制的电流镜电路32共同组成电流型的DAC，DAC的输入数据从EEPROM33读取。所述EEPROM33用于存储对误差进行校准的校准数据，这样，该检测系统只需要一次校准后，可以直接从EEPROM33中读取校准数据；所述译码器31基于所述EEPROM33输出的五位数据A0-A4，其32个输出端连接到32通道可控制的电流镜的32个开关，控制所述32通道可控制的电流镜电路32中32个开关，选通32通道中的一个通道，在所述传感器电阻转换频率电路11之间形成校准电流I_C。所述校准电路13输出校准电流I_C，连接到第四节点N4。32通道可控制的电流镜的输入端连接CMOS电流镜电路22，从第一PMOS管M2复制电流，其输出端连接传感器电阻转换频率电路11的电荷泵积分电路23。

如图3所示，所述EEPROM33连接UART15，所述译码器31基于所述EEPROM33输出的五位数据A0-A4，输出开关信号a1-a32依次控制32通道中的32个开关，使得一个通道和电荷泵积分电路23之间形成通路，产生校准电流I_C。

如图3所示，所述5位的EEPROM33输出的5位数据分别为A₀、A₁、A₂、A₃和A₄，所述校准电流I_C为：

I_C=（A₀·2⁰+A₁·2¹+A₂·2²+A₃·2³+A₄·2⁴）·I₀；

其中，I₀为已知常数，其是基准电流，为设计的最小单位电流，也就是可镜像的最小电流32个通道的电流都是由该基准电流复制而来，I_C为I₀的整数倍，设计电路时，根据计生效应的影响大小确定I₀的大小。通过设置A0-A4这五位数据选通32通道电流镜中的一个通道，获取上述校准电流I_C，通过改变A0-A4这五位数据可以更改对电路的校准程度，从而使得电路获得更精确的测量结果。

所述校准电路13包括一个由译码器31和32通道可控制的电流镜电路32构成的5位DAC，通过设置5位输入端改变校准电流I_C的大小，消除电荷泵积分电路23中的非理想因素对预期效果产生的影响，其中，包括一个EEPROM33用于存储校准数据，每次上电后，DAC从EEPROM33中读取校准数据。通过电源管理电路14为DAC提供电源电压。

可选的，所述检测系统中，所述测量电路12包括：计数器和计时器，所述计数器用于对所述方波信号

进行计数，所述计时器用于对所述方波信号

进行计时。可以采用8位计数器，当计数器溢出时，根据计时器得到的计时时间即可求得方波频率大小，将方波频率直接转换为数字信号。具体的，当计数器溢出时，计时器停止计时，从而得到256个周期时间T，可以基于此进一步计算获得频率值。

本发明实施例中，所述UART15是一个可调波特率的通信接口，将计测量电路得到的频率值通过UART15传送给PC端进行处理并使用，而且PC可以通过UART15发送校准数据，进行数据校准。可见，所述UART15具有如下两个作用：第一，将测量电路12获得的频率值数据通过串行总线传输到PC端，提供给PC采集的数据，并进行处理与利用；第二，接收PC端的校准数据，传送给校准电路13，存储到EEPROM33中。该检测系统，极大的简化了采集难度，方便电路校准。

所述电源管理电路14可以用于为各个电路模块提供工作所需的基准电压。所述电源管理电路14使用低噪声和高电源抑制比的LDO电路，至少用于输出电路的电源电压VCC、电阻转换电流电路21的参考电压V_REF和比较器的两个阈值电压VH和VL。

通过上述描述可知，本发明实施例所述检测系统解决了传感器电阻S_R两端电压值不恒定的问题，提高了电流镜复制的精度，通过电流镜像比例缩小减小了功耗，并扩大了电路检测范围和精度。所述检测系统使用一个恒定电流源I_DC对电荷泵积分电路23进行充电，用传感器电阻S_R转换的电流对电荷泵积分电路23进行放电，从而实现脉宽调制；并且检测系统直接输出传感器电阻S_R对应的方波频率，可以直接与PC端进行通信，便于数据的采集处理和使用，使用校准电路13对电荷泵积分电路23进行校准，使得测量结果更加精确，只需要一次校准即可，校准过程简单。

本发明实施例所述检测系统中，波形时序图如图4所示。

参考图4，图4为本发明实施例所述检测系统的电路振荡输出波形，上述电荷泵积分电路23输出三角波信号V_C，第一比较器C1输出端的输出信号为V_HO，第二比较器C2输出端的输出信号为V_LO，最终输出的方波信号为

，其反相信号

。

如图4所示，电荷泵积分电路23输出的三角波信号V_C电压大于第一阈值电压VH时，迟滞比较器通过第一输出端Q输出低电平，开关组件K1和开关组件K2导通和关断状态进行切换，电荷泵积分电路23开始输出下降的斜坡信号，当电荷泵积分电路23输出的三角波信号V_C电压小于第二阈值电压VL时，迟滞比较器第二输出端QN输出高电平，开关组件K1和开关组件K2导通和关断状态再次进行切换。通过迟滞比较器将三角波信号V_C转换为相应频率的方波信号

。由方波信号

可知，其高电平时间是不变的，低电平时间是随传感器电阻S_R 电阻值变化。

本发明实施例所述检测系统至少具有如下有益效果：

保持了传感器电阻S_R两端电压稳定，减小了电压变化对传感器精度的影响；

可实现低电压供电，减小了功耗，提高了电流镜精度，并扩展了电阻检测范围；

实现硬件电路校准，只需要一次校准即可，并提高电路精度，增强采集的便利性；

电路系统直接输出转换好的频率值，可直接与PC端通信，便于采集。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括上述要素的物品或者设备中还存在另外的相同要素。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims

1.一种电阻式传感器的检测系统，其特征在于，所述检测系统包括：

电源管理电路，用于为所述传感器电阻转换频率电路、所述测量电路以及所述校准电路分别提供工作电压；

所述传感器电阻转换频率电路包括：电阻转换电流电路、CMOS电流镜电路、电荷泵积分电路以及比较器电路；所述电阻转换电流电路用于将参考电压偏置到所述传感器电阻的两端，使得所述传感器电阻两端的电压保持不变；所述CMOS电流镜电路用于将基于所述传感器电阻转换的电流镜像到后级的所述电荷泵积分电路；所述电荷泵积分电路通过恒定电流源电路进行充电，基于所述电流产生三角波信号；所述比较器电路用于基于所述三角波信号输出所述方波信号；

所述电阻转换电流电路包括：第一运算放大器和第一NMOS管；所述第一运算放大器的正相输入端输入所述参考电压，其负相输入端连接所述第一NMOS管的源极，其输出端连接所述第一NMOS管的栅极；所述第一NMOS管的源极通过所述传感器电阻接地，其漏极通过第一节点与所述CMOS电流镜电路连接。

2.根据权利要求1所述的检测系统，其特征在于，所述CMOS电流镜电路包括：

第二运算放大器，其正相输入端连接所述第一节点；

3.根据权利要求2所述的检测系统，其特征在于，所述电荷泵积分电路包括：

电容，其一极板连接所述第四节点，其另一极板接地。

4.根据权利要求3所述的检测系统，其特征在于，所述比较器电路包括：

5.根据权利要求1所述的检测系统，其特征在于，所述校准电路包括：译码器、32通道可控制的电流镜电路以及5位的EEPROM；

所述EEPROM用于存储对误差进行校准的校准数据；

6.根据权利要求5所述的检测系统，其特征在于，所述5位的EEPROM输出的5位数据分别为A₀、A₁、A₂、A₃和A₄；

所述校准电流I_C为：

I_C=（A₀·2⁰+A₁·2¹+A₂·2²+A₃·2³+A₄·2⁴）·I₀；

其中，I₀为已知常数。

7.根据权利要求1所述的检测系统，其特征在于，所述测量电路包括：计数器和计时器，所述计数器用于对所述方波信号进行计数，所述计时器用于对所述方波信号进行计时。

8.根据权利要求1-7任一项所述的检测系统，其特征在于，还包括：与所述测量电路以及所述校准电路分别连接的UART，用于和外部PC进行数据交互；

其中，所述电源管理电路还用于为所述UART提供工作电压。