CN101710851A - 利用相关网络编码实现非相关接收的收发方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线多跳网络技术。具体讲，利用相关网络编码实现非相关接收的收发方法。为提高无线多跳通信传输效率，降低技术复杂度，降低通信误码率，本发明采用的技术方案是：在源端物理层进行相关网络PCNC编码；中继利用信道衰减系数，检测并利用唯一性映射关系将检测到的信号映射成去噪后的混合信号，并对混合信号进行差分调制发送给两个相互通信的源端；源端接收时，利用混合信号所反映前后时刻的信号的差分关系，实现不需要知道任何信道特性情况下的非相关接收，以恢复出所述的两个连续时隙的信号和，并减去本端的信号得到对端的信号。本发明主要用于需要中继的无线协作通信中的传输、没有直线传播线路的基站和移动终端之间的传输。

Description

利用相关网络编码实现非相关接收的收发方法

技术领域

本发明涉及可以应用于需要中继的无线协作通信中的传输、没有直线传播线路的基站和移动终端之间的传输，无线多跳网络技术。具体讲，涉及利用相关网络编码提高中继信号质量的非相关接收方法。

技术背景

在无线网络中，如果发送端和接收端之间的距离过大，或是在其信道很恶劣的情况下，误码率就会增加。协同中继就是为了解决这两个问题，在发射端和接收端之间增加一个中继节点，从而提高信号质量，降低误码率。采用物理层网络编码在中继节点利用多个源端的信号混合，而不是分别对每个源端的信号分别解码，可以在多跳无线网络中提高网络的吞吐性能，同时避免了在无线信道中多个源端信号同步发送造成的接收干扰。

目前在无线双向中继协作通信网络中，针对单天线系统，目前的方案有在中继利用发送信号与接收信号之间的关系，将估计后的信号映射为接收端所需要的信号，从而提高了信号质量。但是其中继和接收端需要通过信道估计得到完整的信道信息，这样降低了传输效率，增加了复杂度，尤其是无线多跳中继环境下。还有的方案是在中继对估计信号进行差分编码，接收端可以不用信道估计，中继只需知道噪声方差，就可以恢复原信号。但是在信噪比很高的情况下，误码率依然很高。

发明内容

为克服现有技术的不足，本发明的目的在于提高无线多跳通信传输效率，降低技术复杂度，实现在信噪比很高的情况下通信误码率较低。

本发明采用的技术方案是：一种利用相关网络编码提高中继信号质量的非相关接收方法，包括下列步骤：

在源端物理层进行相关网络PCNC编码，即将两个连续时隙的信号求和，并发送该和；

中继利用信道衰减系数，检测所需要的信号，然后利用唯一性映射关系将检测到的信号映射成去噪后的混合信号，唯一性映射关系是指源端调制后的信号、源端物理层相关网络PCNC编码后发出信号、中继反映前后时刻的信号的差分关系混合信号三者间相互唯一对应的关系；

中继进行对混合信号进行差分调制，并将差分调制后的信号发送给两个相互通信的源端；

源端接收时，利用混合信号所反映前后时刻的信号的差分关系，实现不需要知道任何信道特性情况下的非相关接收，以恢复出所述的两个连续时隙的信号和；

源端接收时在所述的两个连续时隙的信号和中减去本端的信号得到对端的信号。

所述的中继利用信道衰减系数，检测所需要的信号，检测方法是，源端调制后的信号映射到星座图上为：b_0，i，b_1，i，b_2，i…，b_n-1，i，b_n，i，…b_n，i＝exp(j2πl/M)∈B，l＝0，1，…，M-1，B是M-PSK调制信号集合，i＝1或2，代表双向中继信道的两个源端，n表示时隙，源端输出信号为：x_n，i＝b_n，i+b_n-1，i(1)，

其中x_n，i∈Ω，Ω是包含有限个相反数对的集合，假定信道带有高斯噪声的准静态信道，在时隙n，中继接收的信号可以表示为：y_n＝h₁x_n，1+h₂x_n，2+w_n，1+w_n，2(2)，

其中h_i为源S_i与中间的信道衰减系数，w_n，i表示中继和S_i之间的加性高斯白噪声AWGN，假定中继与接收端已知信道衰减系数，同时为了简便，假定信道衰减系数双向是一样的，在时隙n-1，中继接收信号为：

y_n-1＝h₁x_n-1，1+h₂x_n-1，2+w_n-1，1+w_n-1，2(3)，(2)-(3)得到：

y_n＝y_n-1+h₁(x_n，1-x_n-1，1)+h₂(x_n，2-x_n-1，2)+w′(4)

其中，w′＝w_n，1+w_n，2-(w_n-1，1+w_n-1，2)是高斯噪声，

假定：d_n，i＝x_n，i-x_n-1，i(5)

d_n＝h₁d_n，1+h₂d_n，2(6)

源端x_n＝x_n，1+x_n，2(7)

源端b_n＝b_n，1+b_n，2(8)

其中d_n∈D，b_n∈B，D和是包含有限相反数对的集合，d_n为检测到的信号，由检测到的信号生成所述混合信号，d_n反映前后时刻的信号的差分关系，唯一性映射关系是指d_n与x_n，b_n的关系。

所述利用唯一性映射关系将检测到的信号映射成去噪后的混合信号是指：中继检测到的信号d_n的估计值表示为： ${d_n}^{\′}=\underset{d_n\∈D}{\arg \min }{\left|\right|y_n-(y_{n-1}+d_n)\left|\right|}^2$

$=\underset{d_n\∈D}{\arg }\min \left\{{[y_n-y_{n-1}-d_n]}^{*}\right[y_n-y_{n-1}-d_n\left]\right\}---\left(10\right)$

其中，arg表示变化范围，||·||²表示Frobenius范数，Re(.)表示实数部分，(.)^*表示共轭，根据唯一性映射关系，得到中继在时隙n接收的信号和中继x_n的估计值，中继x_n为所述混合信号。

所述的利用d_n与b_n的一一映射关系，得到b_n＝b_n，1+b_n，2的估计值

在中继采用差分编码，发送的信号为：

s_r，n表示中继在时隙n广播的信号，s_r，n-1表示在时隙n-1广播的信号；

在接收端S_i，接收到的采用差分编码后的信号可以表示为：

$y_{n,i}^d=h_i{s}_{r,n}+w_{n,i}^d---\left(12\right)$

因为已假定信道为准静态的，且衰减系数非时变。那么在时隙n-1，信号可以为：

$y_{n-1,i}^d=h_i{s}_{r,n-1}+w_{n-1,i}^d---\left(13\right)$

根据(11)和(13)，上式可以变为：

是高斯噪声。因此b_n的估计值可以通过下面的方法获得：

$\widetilde{b_n}=\underset{b_n\∈B}{\arg \min }{\left|\right|y_{n,i}^d-\left(y_{n-1,i}^d\widetilde{b_n}\right)\left|\right|}^2$

$=\underset{b_n\∈B}{\arg \min }\{{\left(y_{n,i}^d\right)}^{*}{y}_{n,i}^d-{\left(y_{n,i}^d\right)}^{*}\widehat{b_n}{y}_{n-1,i}^d$

$-{\left(\widehat{b_n}{y}_{n,i}^d\right)}^{*}{y}_{n,i}^d+{\left(\widehat{b_n}{y}_{n-1,i}^d\right)}^{*}\left(\widehat{b_n}{y}_{n-1,i}^d\right)$

$=\underset{b_n\∈B}{\arg \max }\mathrm{Re}\left[{\left(y_{n,i}^d\right)}^{*}\left(b_n{y}_{n-1,i}^d\right)\right]---\left(15\right),$ 上标d表示差分，

这样在两个源端得到了两个信号的和，因而另一端信号可以得到：

b_n，w＝b_n-b_n，i(16)(w＝2，1；i＝1，2 w，i分别表示两个不同源端)。

本发明具有如下技术效果：

利用相关编码的线性特性，使得“混合后的编码等于编码后的混合”，使得中继信号反映的是前后时刻的信号的差分关系，所以可采用非相干检测方法，同时采用混合信号的映射处理，达到去噪的目的，进一步增大了信号间的欧式距离，提高了混合信号在中继转发时的信号质量。

附图说明

图1物理层网络编码与差分物理层编码的基本实施方案。

图2本发明系统模型。

图3二进制相移键控BPSK中d_n与b_n的映射关系。

图4PCNC系统传输框图。

具体实施方式

本方案在源端物理层进行相关网络PCNC编码，即将两个连续时隙的信号求和，并将其发送。中继只需利用信道衰减系数，检测所需要的信号，同时利用唯一性映射关系将其映射成去噪后的混合信号，从而实现中继信号质量的提高。接着中继对此信号进行差分调制，并将此处理后的信号发送给两个源端。在接收端，利用差分关系和相关信息，可以实现不需要知道任何信道特性情况下的非相关接收，以恢复出原始信号的信号和。由于在双向信道已知本端的信号，因而可以通过相减的方式得到对端的信号。

下面结合附图和实施例说明本发明。

1.系统模型

考虑一个TWBC(双向中继信道)网络，包括两个源端S_i(i＝1，2)和一个中继。这里两个源端要通过这个中继来交换信息。假定这个系统只有一个天线，在源端信号进行了物理层相关网络编码PCNC编码。同时我们假定，这是个半双工系统，两个源端同时工作，同时S₁和S₂之间没有之间不能互相传递信息。

如图2，描述的系统，在时隙n-1，S_i向中继发送信号。在时隙n，R将编码后的信号广播出去。在接收端，S_i从接收端的信号中恢复想要的信号。

2.源端的物理层相关网络编码PCNC编码过程

物理层相关网络编码PCNC中，编码过程如下：检测方法是，源端调制后的信号映射到星座图上为：b_0，i，b_1，i，b_2，i，…b_n，i＝exp(j2πl/M)∈B，l＝0，1，…，M-1，B是M-PSK调制信号集合，i＝1或2，代表双向中继信道的两个源端，n表示时隙，源端输出信号为：x_n，i＝b_n，i+b_n-1，i(1)，

其中x_n，i∈Ω，Ω是包含有限个相反数对的集合，假定信道带有高斯噪声的准静态信道，在时隙n，中继接收的信号可以表示为：y_n＝h₁x_n，1+h₂x_n，2+w_n，1+w_n，2(2)，

其中h_i为源S_i与中间的信道衰减系数，w_n，i表示中继和S_i之间的加性高斯白噪声AWGN，假定中继与接收端已知信道衰减系数，同时为了简便，假定信道衰减系数双向是一样的，在时隙n-1，中继接收信号为：

y_n-1＝h₁x_n-1，1+h₂x_n-1，2+w_n-1，1+w_n-1，2(3)，(2)-(3)得到：

y_n＝y_n-1+h₁(x_n，1-x_n-1，1)+h₂(x_n，2-x_n-1，2)+w′(4)

其中，w′＝w_n，1+w_n，2-(w_n-1，1+w_n-1，2)是高斯噪声，

假定：d_n，i＝x_n，i-x_n-1，i(5)

d_n＝h₁d_n，1+h₂d_n，2(6)

源端x_n＝x_n，1+x_n，2(7)

源端b_n＝b_n，1+b_n，2(8)

d_n∈D，

b_n∈B，D和是包含有限相反数对的集合，d_n为检测到的信号，由检测到的信号生成所述混合信号，d_n反映前后时刻的信号的差分关系，唯一性映射关系是指d_n与x_n，b_n的关系。

中继利用唯一性映射关系将检测到的信号映射成去噪后的混合信号，检测到的信号d_n的估计值表示为： $\widetilde{d_n}=\underset{d_n\∈D}{\arg \min }{\left|\right|y_n-(y_{n-1}+d_n)\left|\right|}^2$

$=\underset{d_n\∈D}{\arg }\min \left\{{[y_n-y_{n-1}-d_n]}^{*}\right[y_n-y_{n-1}-d_n\left]\right\}---\left(10\right)$

其中，arg表示变化范围，||·||²表示Frobenius范数，Re(.)表示实数部分，(.)^*表示共轭，根据唯一性映射关系，得到中继在时隙n接收的信号为b_n的估计值

利用d_n与b_n的一一映射关系，可以得到b_n＝b_n，1+d_n，2的估计值

采用差分编码，中继发送的信号为：

s_r，n表示中继在时隙n广播的信号，s_r，n-1表示在时隙n-1广播的信号；

在接收端S_i，采用差分编码后接收到的信号可以表示为：

$y_{n,i}^d=h_i{s}_{r,n}+w_{n,i}^d---\left(12\right)$

因为已假定信道为准静态的，且衰减系数非时变。那么在时隙n-1，信号可以为：

$y_{n-1,i}^d=h_i{s}_{r,n-1}+w_{n-1,i}^d---\left(13\right)$

根据(11)和(13)，，上式可以变为：

其中

是高斯噪声。因此b_n的估计值

可以通过下面的方法获得：

${\widetilde{b_n}}^d=\underset{b_n\∈B}{\arg \min }{\left|\right|y_{n,i}^d-\left(y_{n-1,i}^d\widetilde{b_n}\right)\left|\right|}^2$

$=\underset{b_n\∈B}{\arg \min }\{{\left(y_{n,i}^d\right)}^{*}{y}_{n,i}^d-{\left(y_{n,i}^d\right)}^{*}\widehat{b_n}{y}_{n-1,i}^d$

$-{\left(\widehat{b_n}{y}_{n,i}^d\right)}^{*}{y}_{n,i}^d+{\left(\widehat{b_n}{y}_{n-1,i}^d\right)}^{*}\left(\widehat{b_n}{y}_{n-1,i}^d\right)$

$=\underset{b_n\∈B}{\arg \max }\mathrm{Re}\left[{\left(y_{n,i}^d\right)}^{*}\left(\widetilde{b_n}{y}_{n-1,i}^d\right)\right]---\left(15\right),$ 上标d表示差分，

这样在两个源端得到了两个信号的和，从而得到对端信号的估计值为：

(w＝2，1；i＝1，2，w，i分别表示两个不同源端)。

下面结合具体实例进一步说明本发明。

以二进制相移键控BPSK为例。经过调制后，S₁在0相位偏移量下产生的信号为1和-1。物理层相关网络编码PCNC编码后，发送信号变为：2，0和-2。这里，我们选择把0映射为1，是为了保证欧式距离最大化以及解码过程的简便。因而，S₁发送的信号包含在集合{2，1，-2}中。对于S₂，选择相位偏移量为π/2，因而S₂发送信号包含在集合{2j，j，-2j}中，j表示复数中的虚部。

在理想情况下，不考虑所有的衰减和噪声。假定在时隙n-1，S₁发送信号为1，S₂发送信号-2j。在时隙n，S₁发送2，S₂发送j。这时，由于无线信道特性，中继在时隙n-1收到信号为1-2j，在时隙n收到2+j。可以得到d_n为1+3j，x_n为2+j.这样得到d_n是1+3j，b_n是1+j。当在时隙n，S₁发送信号为-2时，d_n则变为-3+3j，x_n变为-2+j，b_n变为-1+j。可以看出当源端发送信号发生变化时，d_n也变化了。也就是说d_n与x_n、b_n是一一对应的。d_n和b_n的映射关系可以用表1来描述：

表1.d_n映射到b_n的规则

从而我们可以通过相位以及与d_n的映射关系检测b_n。如果d_n的相位是从0-π/2，那么b_n＝1+j，如果d_n的相位是从3π/2到2π，b_n＝1-j。d_n和b_n的对应关系可以由表2表示：

表2理想信道情况下b_n和d_n的对应关系

d_n和b_n的映射关系可以用表1来描述。

如图3所示，不同象限的不同点表示D中不同的d_n，不同的形状表示不同的b_n。可以看出，在相同象限的形状都是一样的，将这个相位分成四部分：0-π/2，π/2-π，π-3π/2，3π/2-2π。

可以看到根据表1的映射关系以及d_n的相位分布，我们同样也能求出d_n的估计值，同样可以在中继或是源端根据d_n与b_n的唯一映射关系来求解b_n的值。从而求出另一端的信号。具体的检测算法与前面一致，不再赘述。

Claims (4)

1.一种利用相关网络编码实现非相关接收的收发方法，其特征是，包括下列步骤：

在源端物理层进行相关网络PCNC编码，即将两个连续时隙的信号求和，并发送该和；

中继利用信道衰减系数，检测所需要的信号，然后利用唯一性映射关系将检测到的信号映射成去噪后的混合信号，唯一性映射关系是指源端调制后的信号、源端物理层相关网络PCNC编码后发出信号、中继反映前后时刻的信号的差分关系混合信号三者间相互唯一对应的关系；

中继进行对混合信号进行差分调制，并将差分调制后的信号发送给两个相互通信的源端；

源端接收时，利用混合信号所反映前后时刻的信号的差分关系，实现不需要知道任何信道特性情况下的非相关接收，以恢复出所述的两个连续时隙的信号和；

源端接收时在所述的两个连续时隙的信号和中减去本端的信号得到对端的信号。

2.根据权利要求1所述的利用相关网络编码实现非相关接收的收发方法，其特征是，所述的中继利用信道衰减系数，检测所需要的信号，检测方法是，源端调制后的信号映射到星座图上为：b_0，i，b_1，i，b_2，i…，b_n-1，i，b_n，i，…b_n，i＝exp(j2πl/M)∈B，l＝0，1，…，M-1，B是M-PSK调制信号集合，i＝1或2，代表双向中继信道的两个源端，n表示时隙，源端输出信号为：x_n，i＝b_n，i+b_n-1，i(1)，

其中x_n，i∈Ω，Ω是包含有限个相反数对的集合，假定信道带有高斯噪声的准静态信道，在时隙n，中继接收的信号可以表示为：y_n＝h₁x_n，1+h₂x_n，2+w_n，1+w_n，2  (2)，

其中h_i为源S_i与中间的信道衰减系数，w_n，i表示中继和S_i之间的加性高斯白噪声AWGN，假定中继与接收端已知信道衰减系数，同时为了简便，假定信道衰减系数双向是一样的，在时隙n-1，中继接收信号为：

y_n-1＝h₁x_n-1，1+h₂x_n-1，2+w_n-1，1+w_n-1，2(3)，(2)-(3)得到：

y_n＝y_n-1+h₁(x_n，1-x_n-1，1)+h₂(x_n，2-x_n-1，2)+w′(4)

其中，w′＝w_n，1+w_n，2-(w_n-1，1+w_n-1，2)是高斯噪声，

假定：d_n，i＝x_n，i-x_n-1，i    (5)

d_n＝h₁d_n，1+h₂d_n，2 (6)

源端x_n＝x_n，1+x_n，2 (7)

源端b_n＝b_n，1+b_n，2 (8)

d_n∈D，b_n∈B，D和

是包含有限相反数对的集合，d_n为检测到的信号，由检测到的信号生成所述混合信号，d_n反映前后时刻的信号的差分关系，唯一性映射关系是指d_n与x_n，b_n的关系。

3.根据权利要求1所述的利用相关网络编码实现非相关接收的收发方法，其特征是，所述利用唯一性映射关系将检测到的信号映射成去噪后的混合信号是指：中继检测到的信号d_n的估计值表示为： ${d_n}^{\′}=\underset{d_n\∈D}{\arg \min }{\left|\right|y_n-(y_{n-1}+d_n)\left|\right|}^2$

$=\underset{d_n\∈D}{\arg }\min \left\{\right[y_n-y_{n-1}-d_n{]}^{*}[y_n-y_{n-1}-d_n]\}---\left(10\right)$

其中，arg表示变化范围，||·||²表示Frobenius范数，Re(.)表示实数部分，(.)^*表示共轭，根据唯一性映射关系，得到中继在时隙n接收的信号和中继x_n的估计值，中继x_n为所述混合信号。

4.根据权利要求1所述的利用相关网络编码实现非相关接收的收发方法，其特征是，所述的利用d_n与b_n的一一映射关系，得到b_n＝b_n，1+b_n，2的估计值

在中继采用差分编码，发送的信号为：

s_r，n表示中继在时隙n广播的信号，s_r，n-1表示在时隙n-1广播的信号；

在接收端S_i，接收到的采用差分编码后的信号可以表示为：

$y_{n,i}^d=h_i{s}_{r,n}+w_{n,i}^d---\left(12\right)$

因为已假定信道为准静态的，且衰减系数非时变。那么在时隙n-1，信号可以为：

$y_{n-1,i}^d=h_i{s}_{r,n-1}+w_{n-1,i}^d---\left(13\right)$

根据(11)和(13)，上式可以变为：

是高斯噪声。因此b_n的估计值

可以通过下面的方法获得：

$\widetilde{b_n}=\underset{b_n\∈B}{\arg \min }{\left|\right|y_{n,i}^d-\left(y_{n-1,i}^d\widetilde{b_n}\right)\left|\right|}^2$

$=\underset{b_n\∈B}{\arg \min }\{{\left(y_{n,i}^d\right)}^{*}{y}_{n,i}^d-{\left(y_{n,i}^d\right)}^{*}\widehat{b_n}{y}_{n-1,i}^d$

$-{\left(\widehat{b_n}{y}_{n,i}^d\right)}^{*}{y}_{n,i}^d+{\left(\widehat{b_n}{y}_{n-1,i}^d\right)}^{*}\left(\widehat{b_n}{y}_{n-1,i}^d\right)$

$=\underset{b_n\∈B}{\arg \max }\mathrm{Re}\left[{\left(y_{n,i}^d\right)}^{*}\left(b_n{y}_{n-1,i}^d\right)\right]---\left(15\right),$ 上标d表示差分，

这样在两个源端得到了两个信号的和，因而另一端信号可以得到：b_n，w＝b_n-b_n，i(16)(w＝2，1；i＝1，2w，i分别表示两个不同源端)。

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