CN101702698A

CN101702698A - 发送机

Info

Publication number: CN101702698A
Application number: CN200910136938A
Authority: CN
Inventors: 冈田贵史; 阿部达也
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2004-11-01
Filing date: 2005-10-26
Publication date: 2010-05-05
Anticipated expiration: 2025-10-26
Also published as: US20070201582A1; WO2006049140A1; CN101702698B; US7873116B2; JP4558741B2; JPWO2006049140A1

Abstract

本发明提供一种发送机，能有效降低发送信号中产生的峰值功率。包括：峰值检测装置，比较发送对象信号电平阈值和发送对象信号的电平来检测发送对象信号的峰值；峰值抑制比生成电路，生成与发送对象信号电平阈值和由峰值检测装置检测出的峰值电平之比相应的峰值抑制比；峰值抑制比修正装置，根据过去生成的峰值抑制系数与新生成的峰值抑制系数重合的程度来修正用峰值抑制比生成装置生成的峰值抑制比；峰值抑制系数生成装置，生成利用预定窗函数对由峰值抑制比修正装置所修正的修正后峰值抑制比进行加权后的结果作为峰值抑制系数；发送对象信号电平抑制装置，利用由峰值抑制系数生成装置所生成的1个或多个峰值抑制系数对发送对象信号的电平进行抑制。

Description

发送机

本申请是申请日为2005年10月26日、申请号为200580036666.1(国际申请号为PCT/JP2005/020048)、发明名称为“发送机”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及用于移动通信系统等的发送机，尤其涉及有效地降低在发送信号中产生的峰值功率的发送机。

背景技术

在采用例如码分多址通信(CDMA：Code Division MultipleAccess)等方式进行无线通信的移动通信系统的发送机中，通过数字调制部对作为发送对象的信号(发送信号)进行处理。

图6示出发送放大器的结构例。

在本例的数字调制部51中，多个(n个)载波信号输入到基带限幅器(BB限幅器)61，从BB限幅器61输出的各个载波信号经由各个限带滤波器F1～Fn、Up滤波器(Upfilter)G1～Gn、数字正交调制部H1～Hn之后，由加法器对它们进行加法运算并输出该加法运算结果。

在数字调制部51的后级具有D/A(Digital to Analog：数字-模拟)转换器71、频率变换部72、以及功率放大器(PA：Power Amplifier)73，来自加法器62的输出信号经由这些装置输出。这样，通过使发送信号的峰值因数(factor)变小来压缩功率放大器的可放大电平范围，谋求功率的减少，并且容易在预失真方式的失真补偿中再现失真的相反特性。

另外，公知有如下技术：对于各载波合成后的中频信号(即加法器12的输出信号)，将峰值附近乘以窗函数来抑制峰值(例如参照专利文件2)。

【专利文献1】日本特开2004-166245号公报

【专利文献2】日本特开2005-20505号公报

发明内容

但是，在图6所示的发送放大器(发送机和放大部的结合)中，对于输入信号，在基带内使峰值功率降低，但是在利用位于其后级的限带滤波器F1～Fn等进行限带(波形整形)时，存在峰值功率又将恢复这样的问题。

另外，在专利文件2的技术中，当在发送信号中多个峰值位于相互接近的位置(接近的时刻)时，存在如下问题：因一个峰值而生成的峰值抑制系数和因另一峰值而生成的峰值抑制系数重叠而导致发送信号的电平过度降低，将要发送的基带符号(symbol)从原来的位置偏移导致EVM(Error Vector Magnitude：误差矢量振幅)恶化。尤其是在采用了CDMA方式的信号发送中，存在PCDE(Peak CodeDomain Error：峰值码域误差)也发生恶化的问题。

而且还存在如下问题：由于发送信号的电平在峰值附近过度降低而导致平均功率变小的影响，使仅通过抑制峰值功率而得到的PAPR(Peak to Average Power Ratio：峰值平均功率比)的降低效果被抵消，无法有效地提高功率放大器的功效。

本发明是基于上述现有技术中存在的问题而做出的，其目的在于，提供一种既能有效地抑制发送信号的峰值电平又能有效地降低频带外漏泄功率的发送机。

为了实现上述目的，本发明的发送机如下述那样对作为发送对象的信号(发送信号)进行处理。

即，基带限幅装置，在基带对作为发送对象的多个载波的数字信号实施降低峰值处理。限带滤波装置，对由上述基带限幅装置实施了降低峰值处理的各个载波的数字信号实施频带限制处理。正交调制处理装置，对由上述限带滤波装置实施了频带限制处理的各个载波的数字信号实施正交调制处理。加法装置，将由上述正交调制处理装置实施了正交调制处理的各个载波的数字信号相加。中频限幅装置，在中频带对基于上述加法装置的加法运算结果的信号实施降低峰值处理。

因此，在基带实施降低峰值处理并且在中频带实施降低峰值处理，所以例如在通过基带中的于降低峰值处理的后级进行的频带限制处理(波形生成)导致峰值恢复时，也能够在中频带降低该峰值，由此，能够有效降低在发送信号中产生的峰值，能够良好地保持通信品质。

在此，可以使用各种信号作为发送对象信号。

另外，可以使用任意数量作为多个载波的数量。也可以使用与本发明相同的处理用1个载波对码分多路扩展后的信号进行处理。

另外，也可以分别使用各种方式的处理作为由基带限幅装置进行的降低峰值处理、由限带滤波装置进行的频带限制处理、由正交调制处理装置进行的正交调制处理、由中频限幅装置进行的降低峰值处理。

另外，也可以使用各种方式作为正交调制的方式，例如，能够使用QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：正交相移键控)等方式。

另外，限带滤波装置、正交调制处理装置例如按每个载波而配备。

另外，也可以例如在限带滤波装置和正交调制处理装置之间具有将各个载波的数字信号按预定的采样率进行上采样的上采样装置。

在本发明的发送机中，作为一个构成例，上述中频限幅装置进行如下处理。

即，峰值检测装置，检测输入信号的电平的峰值；峰值关联值生成装置，生成将由上述峰值检测装置检测出的峰值的电平与预定阈值之差除以该峰值的电平而得到的值或其修正值(作为峰值关联值)；电平降低系数生成装置，基于由上述峰值关联值生成装置所生成的值和预定的窗函数生成电平降低信号生成用的系数；峰值降低信号生成装置，生成将由上述电平降低系数生成装置所生成的系数乘以上述输入信号后得到的结果作为电平降低信号；以及电平降低信号减法装置，从上述输入信号减去由上述电平降低信号生成装置所生成的电平降低信号而将该相减后的结果作为输出信号。

因此，使用加窗式的中频限幅装置能够有效地进行峰值电平的降低。

作为限幅方式，有电平变动方式、相位变动方式、加窗方式等，可以采用各种方式，例如，若将借助于使用Kaiser窗的加窗方式的限幅器用作中频限幅装置，则可通过实验确认为可得到极为优良的峰均功率比(PAPR：Peak to Average Power Ratio)和相邻信道泄漏功率比(ACLR：Adjacent Channel Leakage power Ratio)的特性。

在此，作为信号的电平，例如可以使用功率、电压等各种电平。

另外，作为信号电平的峰值，例如使用预定范围内电平最大的峰值，另外，可以仅使用1个峰值，或者，也可以使用多个峰值。

另外，可以使用各种值作为预定的阈值。

另外，作为将峰值的电平和预定的阈值之差除以该峰值的电平而得到的值(在此称为原始值)的修正值，例如能够使用将预定的系数乘以该原始值后得到的结果值等。

在本发明的发送机中，作为一例，限幅装置具有如下装置。

峰值检测装置，比较发送对象信号电平阈值和发送对象信号的电平，检测发送对象信号的峰值；

峰值抑制比生成电路，生成与上述发送对象信号电平阈值和由上述峰值检测装置检测出的峰值的电平之比相应的峰值抑制比；

峰值抑制比修正装置，根据过去生成的峰值抑制系数与新生成的峰值抑制系数重合的程度来修正用峰值抑制比生成装置所生成的峰值抑制比；

峰值抑制系数生成装置，生成利用预定的窗函数对由上述峰值抑制比修正装置所修正的修正后峰值抑制比进行加权后的结果作为上述峰值抑制系数；以及

发送对象信号电平抑制装置(例如限幅系数运算部38和乘法器39A、39B)，利用由上述峰值抑制系数生成装置所生成的1或多个峰值抑制系数对发送对象信号的电平进行抑制。

附图说明

图1是表示本发明第一实施例的发送机的结构例的图。

图2是表示加窗式IF限幅器的结构例的图。

图3是表示互补累积分布函数的一例的图。

图4是表示本发明第二实施例的发送放大器的结构例的图。

图5是表示加窗式IF限幅器的结构例的图。

图6是表示发送放大器的结构例的图。

图7是表示本发明第三实施例的发送机结构例的图。

图8是第三实施例的峰值抑制比修正部36的一个结构例。

图9是表示第三实施例的峰值功率抑制情况的图。

图10是表示未修正峰值抑制比时的峰值功率抑制情况的图。

图11是表示从现有的发送机和第三实施例的发送机输出的信号的互补累积分布函数(CCDF)的模拟结果一例的图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的实施例。

第一实施例

对本发明的第一实施例进行说明。

图1示出本发明的第一实施例的发送机的结构例。

本例的发送机具有数字调制部1和中频(IF：IntermediateFrequency)限幅器2。

数字调制部1具有输入侧的基带(BB：BaseBand)限幅器11和输出侧的加法器12，在这两个装置之间与多个(n个)载波对应地具有n个信号处理路径。

每一个信号处理路径具有1个限带滤波器A1～An、1个Up滤波器(Upfilter)B1～Bn、以及1个数字正交调制部C1～Cn。

示出由本例的发送机进行的动作的一个例子。

在本例中，对应于具有各自不同的频率f1～fn的n个载波的基带信号，采用数字信号的形式作为发送对象信号(发送信号)以码片速率输入到BB限幅器11。

BB限幅器11，对于所输入的n个载波的基带信号，检测其突出的峰值功率使其降低，将该降低后的各个载波信号输出到各自所对应的信号处理路径的限带滤波器A1～An。

限带滤波器A1～An的每一个，对于由BB限幅器11实施峰值降低后输入的信号进行限带使得该信号的占有频带收纳在预先设定的频带内，将该限带后的信号输出到各自的Up滤波器B1～Bn。

Up滤波器B1～Bn的每一个，对通过限带滤波器A1～An的每一个实施限带之后输入的信号，进行按预定的采样率实施上采样(upsampling)的处理，并将由此得到的信号输出到数字正交调制部C1～Cn的每一个。

数字正交调制部C1～Cn的每一个，对由Up滤波器B1～Bn的每一个进行上采样之后输入的信号，按各个载波进行数字正交调制，并把分别变换为IF带之后的信号输出到加法器12。作为各IF，例如能够使用15.36MHz、20.36MHz、25.36MHz、30.36MHz。

加法器12对通过n个信号处理路径的数字正交调制部C1～Cn进行数字正交调制之后输入的各载波信号进行加法运算，并将该加法运算结果输出至IF限幅器2。

限幅器2对从数字调制部1的加法器12输入的信号检测超过了所设定的阈值(溢出)的峰值功率，降低检测出的峰值功率并输出该降低后的信号。

这样，在本例的发送机中，对发送信号进行正交调制，并将其提高到中频，之后将所有载波相加之后的信号输入至IF限幅器2的电路，对该将所有载波相加后的信号实施限幅处理。这些处理全部用复数(IQ信号)进行。

下面，以能用作BB限幅器11和IF限幅器2的限幅器为例，对(1)电平变动方式的限幅器、(2)相位变动方式的限幅器、(3)加窗方式的限幅器进行说明。

(1)在电平变动方式的限幅器中，例如进行如下处理：将检测出的峰值电压简单降低至阈值电平为止。

(2)在相位变动方式的限幅器中，例如仅使各载波的相位发生变化，降低所有载波相加后的电平。此时，各载波信号的电平不变。相位变动方式能够仅适用于多载波的情况。

(3)在加窗方式的限幅器中，例如对检测出的峰值乘以窗函数，由此，使与峰值及其附近的窗宽度相应数值的采样数据根据窗函数值而降低。作为窗函数，存在余弦(cos)窗、Gausian窗、Kaiser窗等。

下面，说明本例中的BB限幅器11。

在本例中，作为BB限幅器11，使用电平修正方式的限幅器。

在本例的BB限幅器11中，对于所输入的n个载波的基带信号，当基带信号的全载波的功率和超过预定的阈值时，按各个样本进行将关于该功率和与该阈值之比(阈值/功率和)的值分别与各基带信号相乘后输出的处理，将该功率和的电平降低至该阈值为止。

在此，作为全载波的功率和，例如为将各载波的I相和Q相的电压值的平方全部相加后得到的值，将该值与阈值功率进行比较。并且，将取峰值功率和阈值功率之比(阈值/功率和)的平方根后得到的值(变换到电压区域后的值)按各载波乘以IQ信号的每一个。简单而言，也可以仅是将各载波的I相和Q相的电压值的绝对值全部相加，使用全部相加后的值与阈值电压的比，或者，也可以使用如日本特开2001-285377所公开那样的高精度近似。

作为BB限幅器11，也可以使用日本特开2003-46480号公报所公开的方法。

对于BB限幅器11中的基带信号，1个样本＝1码片

在本第一实施例中，使用24倍过采样的IF信号。在经过Up滤波器B 1～Bn之后成为24个样本＝1码片的关系

下面，说明本例的IF限幅器2。

在本例中，作为IF限幅器2，使用加窗方式的限幅器。

在本例的IF限幅器2中，使用FPGA(Field Programmable GateArray：现场可编程门阵列)构成，以峰值的发生点为中心乘以窗函数。

图2示出加窗式的IF限幅器2的结构例。

本例的IF限幅器2包括：延迟器21、延迟器22、功率计算部23、阈值部24、峰值检测部25、最大值检测部26、减法器27、乘法器28、除法器29、多个(在本例为4个)窗函数表D1～D4、多个(在本例为4个)乘法器E1～E4、加法器30、乘法器31、减法器32、选择电路33、乘法器34、以及削波器(slice)I1～I3。

图2例示出信号的位(bit)数，没有表示带符号的信号是没有符号的。另外，作为位数使用FPGA中的位数。这些位数只是例示，也可以使用其他各种方式。

各削波器I1、I2、I3，具有例如消除信号的低位等来削减信号的位数的功能。

示出由本例的IF限幅器2进行的动作的一例。

至IF限幅器2的输入信号经由延迟器21、延迟器22、削波器I1而输入到功率计算部23。

延迟器21使至IF限幅器2的输入信号延迟后将其输出到减法器32。由此，对由减法器32进行的减法运算进行定时调整。

延迟器22使至IF限幅器2的输入信号延迟后将其输出到乘法器31。由此，对由乘法器31进行的乘法运算进行定时调整。

功率计算部23计算至IF限幅器2的输入信号的功率(power)，将该计算结果经由削波器I2输出至峰值检测部25。

阈值部24存储着关于信号功率的预定阈值(thresh)，将该阈值输出至峰值检测部25和减法器27。

峰值检测部25，当由功率计算部23所输入的功率计算结果超过从阈值部24所输入的阈值时，检测出存在功率峰值，将该检测结果输出至最大值检测部26。

最大值检测部26基于从峰值检测部25输入的峰值检测结果，通过在峰值检测后在25个样本内检索检测出的峰值最大值来进行检测，将该检测结果输出至减法器27和除法器29。

减法器27，从由最大值检测部26输入的最大值(power)减去从阈值部24所输入的阈值(thresh)，将该减法运算结果(power-thresh)输出至乘法器28。

乘法器28对从减法器27输入的减法运算结果乘以预定的系数a，将该乘法运算结果输出至除法器29。原本需要将从1减去阈值/最大值(thresh/power)的平方根后的值提供给乘法器E1～E4，但在本例中通过算式1所示的近似省去平方根的运算，将其取代而乘以上述系数a来进行修正。

(算式1)

1 - \sqrt{\frac{thresh}{power}} < 1 - \frac{thresh}{power}

1 - \sqrt{\frac{thresh}{power}} &cong; (\frac{power - thresh}{power}) \times a

系数a是0.5～1范围的实常数，成为例如为1/1.5时的优选近似。实际上使用1024/1.5使得之后的除法运算结果为整数。

除法器29用从最大值检测部26输入的最大值(power)除以从乘法器28输入的乘法运算结果(对power-thresh乘以系数后得到的值)，并将该除法运算结果(峰值的相关值)输出至选择电路33。

选择电路33将从除法器29输入的除法运算结果持续性地输出至从4个乘法器E1～E4中巡回选择出的1个乘法器。

窗函数表D1～D4分别具有例如同样内容的101个样本的kaiser型窗函数表，并将其值分别向乘法器E1～E4输出。

各乘法器E1～E4每次从选择电路33输入新的除法运算结果时，就将该除法运算结果与从各自的窗函数表D1～D4输入的值相乘，并将该乘法运算结果经由削波器I3输出至加法器30。

加法器30将从4个乘法器E1～E4输入的值相加，并将该加法运算结果(电平降低信号生成用的系数)输出至乘法器31。

乘法器31，将从延迟器22输入的信号和从加法器30输入的加法运算结果相乘，将该乘法运算结果(电平降低信号)输出至乘法器34。

乘法器34对来自乘法器31的输入乘以系数(在本例中为对应于窗函数表D1～D4的信号宽度的[1/(1024×64)])，将该乘法运算结果输出至减法器32。乘法器34也可以用作削波装置。

减法器32用从延迟器21输入的信号减去从乘法器31输入的信号，并将该减法运算结果的信号作为来自IF限幅器2的输出信号来进行输出。

这样，在本例的IF限幅器2中，概略来讲，检测峰值功率与阈值功率之差即超过阈值(溢出)的量的功率量，从主线系统信号减去该功率量或其修正值。在本例中，按I相和Q相分别进行减法运算，因采用电压量正确进行减法运算。或者，作为其他例子，也可以将与峰值功率和阈值功率之比的平方根相应大小的窗函数直接乘以主线系统信号，但此时无法省略平方根的运算。

在本例的IF限幅器2中，用于峰值检测的支路中产生由于运算而带来的延迟，因此，将主路径的信号加上或者减去(在本例中为减去)在该支路求得的峰值降低量时，使主路径发生延迟。

在此，在本例的加窗式的IF限幅器2中，用于最大值检索的样本数、窗宽度、窗函数值(窗函数类型)、限幅阈值、用于进行峰值降低量的微调的最优化系数，这些参数值分别作为固定值设定于FPGA中。并且，优选的是，调整这些参数值，发现能得到最佳的限幅特性的值的组合来进行确定。

例如，在按某种条件进行的模拟中，将用于最大值检索的样本数设定为20时，作为ACLR得到-59.8dB，作为PkCDE(Peak CodeDomain Error：峰值码域误差)得到-40.3dB，作为EVM(Error VectorMagnitude：误差失量幅度)得到9.4％；将用于最大值检索的样本数设定为25时，作为ACLR得到-60.0dB，作为PkCDE得到-39.8dB，作为EVM得到9.5％，成为大致相同的性能。这表示最大值检索样本数的最佳值位于20～25附近(时间上约在0.8～1码片间附近)，或者位于窗宽度的约1/4～1/5附近。

另外，在本例的最大值检测部26中，设定25作为参数即用于最大值检索的样本数，例如最开始检测出峰值后在最大值检索样本数(在本例中为25个样本，相当于约1码片)内发现取最大值的峰值。为此，最大值＝峰值。

作为设置最大值检测部26的理由，例如是因为峰值并不限于总是单独在1个样本中出现。通常，溢出采样比越大则数个样本连续被作为峰值检测出的频率越大。对全部这些峰值进行加窗时，超过需要(过度)地降低峰值，就会导致信号品质恶化。因此，通过对最大的峰值进行加窗来降低峰值，还能够同时降低附近的稍微小一点的峰值。

另外，作为设置最大值检测部26的理由，例如是因为当对所有连续峰值进行加窗时FPGA的处理负担会变大。

另外，在本例中，在窗宽度为101个样本(约相当于4码片)的情况下，当在该101个样本内存在多个成为加窗对象的峰值时，具有多个窗函数表(窗用的存储表)D1～D4和多个乘法器E1～E4，使得可以进行并行处理，在本例中，因为最大值检索样本数为25，因此具有4个窗函数表D1～D4和4个乘法器E1～E4。

作为用于乘以窗函数表和窗函数值的乘法器的数量，可以采用各种数量。

下面，示出通过本例的发送机能得到的具体效果的一例。

在本例中，将IF限幅器2设于由限带滤波器A1～An进行的频带限制之后(以及数字正交调制之后)来使用，由此能够降低峰值功率至所设定的阈值。

图3示出在(a)、(b)两种情况下互补累积分布函数(CCDF：Complementary Cumulative Distribution Function)的一例，其中(a)为例如图6所示那样仅使用BB限幅器61作为限幅器时的“现有技术”，(b)为例如图1所示那样并用BB限幅器11和IF限幅器2作为限幅器时的“本发明”。在图3的曲线图中，横轴表示峰均功率比(PAPR：Peak to Average Power Ratio)[dB]，纵轴表示峰值功率发生概率。

在此，在IF限幅器2中，作为用于判断峰值功率的阈值，PAPR被设定为7.3[dB]的电平。

在未施加基于IF限幅器2的限幅时的CCDF曲线((a)“现有技术”)中，峰值发生概率为0.0001[％]时的PAPR为9.8[dB]，与此不同，在施加基于IF限幅器2的限幅时的CCDF曲线((b)“本发明”)中，峰值发生概率为0.0001[％]时的PAPR为7.3[dB]，峰值降低到阈值电平。

由此，通过在IF频带施加限幅，能够大幅度降低PAPR。

如上所述，在本例的发送机中，当进行1个或多个通信信道的发送时，针对输入信号具备m个(m为1以上的自然数，表示载波数量)具有数字调制功能的数字调制部1，和具有检测相对于来自数字调制部1的输出(发送信号)突出的峰值功率以使其降低的峰值功率抑制功能的IF限幅器2。

因此，在本例的发送机中，能够以中频带的峰值限幅器(在本例中为IF限幅器2)对用设于基带的峰值限幅器(在本例中为BB限幅器11)的后级的限带滤波器A1～An进行的频带限制来恢复的峰值进行抑制，由此，不需要输出信号中的峰值的再现，能够得到更大的PAPR降低效果。

在此，在本例的发送机中，例如，对于BB限幅器11和IF限幅器2，作为限幅器的内部结构、利用限幅器来抑制峰值功率的方式、设于基带的限幅器的数量、设于中频(IF)带的限幅器的数量、BB限幅器和IF限幅器的组合方法等，可以采用各种方式。例如限幅器不限于用IQ信号进行处理，也可以在数字正交调制部C1～Cn之后采用实数信号进行处理。

另外，通过如本例那样设置BB限幅器11和IF限幅器2这两者能够得到大的限幅效果，但是，例如，通过设置IF限幅器即使不设置BB限幅器也能够得到由IF限幅器带来的效果。

在本例的发送机中，利用BB限幅器11的功能构成基带限幅装置，利用按各载波设置的n个限带滤波器A1～An的功能构成限带滤波装置，利用按各载波设置的n个Up滤波器B1～Bn的功能构成上采样装置，利用按各载波设置的n个数字正交调制部C1～Cn的功能构成正交调制处理装置，利用加法器12的功能构成加法装置，利用IF限幅器2的功能构成中频限幅装置。

另外，在本例的IF限幅器2中，利用由功率计算部23、阈值部24、峰值检测部25、最大值检测部26检测峰值(在本例中为预定范围内的最大值)的功能来构成峰值检测装置，利用由减法器27、乘法器28、除法器29计算生成关于预定的峰值的值(峰值的关联值)的功能构成峰值关联值生成装置，利用由窗函数表D1～D4、乘法器E1～E4、加法器30计算生成电平降低信号生成用的系数的功能构成电平降低系数生成装置，利用由延迟器22乘法器31计算生成电平降低信号的功能构成电平降低信号生成装置，利用由延迟器21和减法器32从输入信号减去电平降低信号后生成输出信号的功能构成电平降低信号减法装置。

第二实施例

对本发明的第二实施例加以说明。

图4示出本发明一实施例的发送放大器的结构例。

本例的发送放大器具有与图1所示的同样的由数字调制部1和IF限幅器2构成的发送机的结构，在IF限幅器2的后级具有DPD(DigitalPre-Distortion：数字预失真)部44、D/A转换部41、频率变换部42、以及功率放大器(PA)43。

在本例中，由数字调制部1和IF限幅器2构成的发送机的结构部分与图1相同，因此使用相同的标号而省略其说明。

示出由本例的发送放大器进行的动作的一例。

DPD部44接收由数字调制部1和IF限幅器2进行处理后从IF限幅器2输出的IF信号，并对其施加在功率放大器43产生的失真的相反特性，输出至D/A转换器41。D/A转换器41接收从DPD部44输出的数字信号，将该输入信号从数字信号转换为模拟信号，输出至频率转换部42。

频率变换部42，将从D/A转换器41输入的模拟信号例如使用模拟正交调制器从中频带的复数信号变换至无线频带(RF：RadioFrequency：射频)的信号，输出至功率放大器43。

功率放大器43，放大输出从频率变换部42所输入的RF带的信号。该放大信号从天线(未图示)通过无线方式进行发送。

如上所述，在本例的发送放大器中，具有将图1所示那样的发送机安装在包含功率放大器43的装置上的结构，由此，与该发送机同样，能够降低在发送信号中产生的峰值功率，使发送信号的品质提高。

图5主要示出与图2所示的结构不同的部分的结构例，作为本例的IF限幅器2的结构例。

图5所示的IF限幅器2的结构，为了能够适于安装而将窗函数表的大小节约至原来的1/4。

具体而言，取代图2所示的选择电路33、窗函数表D1～D4、乘法器E1～E4的部分，而具有4个寄存器J1～J4、4个计数器K1～K4、构成窗函数表的4个表L1～L4、4个乘法器M1～M4。

在本例中，最大峰值的检测隔开26个样本以上的间隔进行。因此，将由101(或100)个样本构成的1个窗函数按25个样本而1分为4，分别存储在4个表L1～L4，由此对1个窗函数表的访问没有重叠，可以并行访问4个窗函数。

寄存器J1～J4是输入时钟信号CLK时存储数据的10位宽度的寄存器。在寄存器J1中，最大值检测部26判断最大值(从峰值检测起至25个样本后)，进而在经过从峰值检测开始到检测出最大值为止的时间(从27到29的运算时间长时取为该时间)后的定时输入时钟信号CLK，并存储与最大值对应的除法器输出(自除法器29的输出)。

计数器K1～K4是25进制计数器，其从输入了开始(start)脉冲的时刻开始以采样率进行计数，计数值达到25(或24)时输出载波(carry)脉冲停止计数。

示出通过本例的寄存器J1～J4、计数器K1～K4、表L1～L4、乘法器M1～M4进行的动作的一例。

作为寄存器J1的时钟信号CLK和计数器K1的开始脉冲，使用由最大值检测部26检测出最大值的定时的信号。

寄存器J1，根据时钟信号CLK，存储来自除法器29的输出，该存储信息被按照后续的寄存器J2、寄存器J3、寄存器J4的顺序传送。另外，来自寄存器J1的输出被输入到乘法器M1。

计数器K1响应开始脉冲的输入而开始计数，当计数值达到25时将载波脉冲作为寄存器J2的时钟信号CLK和计数器K2的开始脉冲输出。另外，计数器K1将计数值输出到表L1。

表L1响应来自计数器K1的输入而将表值依次输出至乘法器M1。

乘法器M1，将来自寄存器J1的输入和来自表L1的输入相乘，将该乘法运算结果经由削波器I3输出到加法器30。

另外，第二级以后的寄存器J2～J4、计数器K2～K4、表L2～L4、乘法器M2～M4都进行与上述第一级相同的处理。在本例中，对于第四级的计数器K4而言，不存在下一级的寄存器和计数器，因此没有对这两个装置的输出。

在这种结构中，对于来自除法器29的输出，在开始的25计数中，存储在第一级的表L1中的表值被依次相乘，在下一25计数中，存储在第二级的表L2中的表值被依次相乘，在下一25计数中，存储在第三级的表L3中的表值被依次相乘，在下一25计数中，存储在第四级的表L4中的表值被依次相乘，这些乘法运算结果经由削波器I3和加法器30输出，由此能够得到来自除法器29的输出与4个表L1～L4的表值依次相乘后的结果。即，能够得到与汇总4个表L1～L4的表值而存储在1个窗函数表中的情况相同的结果。

第三实施例

本实施例是将本发明应用于设置在采用CDMA方式的无线通信系统的基站设备等的发送机的实施例。在这样的发送装置中，一般通过放大器进行大功率的信号放大。另外，还可能存在峰值电平的抑制量被限制的情况，但是例如也能够将本发明应用于OFDM等调制方式。

本实施例与第一实施例和第二实施例的不同之处在于，根据与过去生成的峰值抑制系数的重合程度缩小新生成的峰值抑制系数。

图7是表示本例的发送机的结构例的图。

在本例的发送机上对应于多个(n个)载波A～N，连接着n个码分多路信号生成部5A～5N。

在本例的发送机上具有数字调制部1、峰值功率抑制部2’、D/A转换器41A和41B、以及频率变换部42。

数字调制部1对应于n个载波A～N而具有n个波形整形滤波器13A～13N和n个数字正交调制部14A～14N，对应于I相成分(I成分)和Q相成分(Q成分)而具有2个加法器12A和12B。

波形整形滤波器13A～13N对应于第一实施例的限带滤波器A1～An与Up滤波器B1～Bn的结合，数字正交调制部14A～14N与第一实施例的数字正交调整部C1～Cn等效，加法器12A和12B的结合与第一实施例的加法器12相同。

峰值功率抑制部2’具有功率计算部23、阈值部24’、峰值检测部25’、峰值抑制比运算部35、峰值抑制比修正部36、限幅系数运算部38，另外具有能够独立于同一时刻进行驱动的m个峰值抑制系数生成部37A～37M，另外，对应于I成分和Q成分而具有2个延迟部21A和21B、2个乘法器39A和39B。

D/A转换器41A和41B的结合与第二实施例的D/A转换器41相同，频率变换部42也由与第二实施例2相同的正交调制器构成。

示出由本例的发送机进行的动作的一例。

t表示信号的采样时刻。

各波形整形滤波器13A～13N分别按I成分和Q成分输入由各码分多路信号生成部5A～5N进行了扩展调制和合成的各载波，进行频谱整形使得该输入信号的占有频带收纳于预先设定的值，将该频谱整形结果的I成分和Q成分输出到各数字正交调制部14A～14N。

各数字正交调制部14A～14N对从各波形整形滤波器13A～13N输入的各个载波的信号进行数字正交调制，将该数字正交调制结果的I成分输出至一个加法器12A，将该数字正交调制结果的Q成分输出至另一加法器12B。

一个加法器12A对于I成分，将从n个数字正交调制部14A～14N输入的数字正交调制结果进行加法运算(合成)，并将该加法运算结果的信号i(t)输出至功率计算部23和一个延迟部21A。

另一个加法器12B对于Q成分，对从n个数字正交调制部14A～14N输入的数字正交调制结果进行加法运算(合成)，并将该加法运算结果的信号q(t)输出至功率计算部23和另一延迟部21B。

功率计算部23基于从2个加法器12A、12B输入的加法运算结果信号的I成分i(t)和Q成分q(t)来计算该加法运算结果信号的瞬态功率P(t)，并将该计算结果输出至阈值部24’和峰值检测部25’。在此，作为一例，瞬态功率P(t)表示为算式2。

算式2

P(t)＝i²(t)+q²(t)

阈值部24’基于由功率计算部23计算出的瞬态功率P(t)生成用于进行峰值抑制的阈值功率P_thresh，将该设定结果输出至峰值检测部25’和峰值抑制比运算部35。在此，作为一例，将(平均功率+6dB)设定为阈值功率P_thresh时，阈值功率P_thresh表示为算式3。其中，T表示进行平均化的信号的数量，可以采用任意数量。

算式3

P_{thresh} = \frac{10^{(6 / 10)}}{T} Σ_{t}^{T} P (t)

峰值检测部25’，比较从功率计算部23输入的瞬态功率P(t)和从阈值部24’输入的阈值功率P_thresh，当检测出瞬态功率P(t)超过阈值功率P_thresh的极大点时，将该极大点的极大点功率P_max输出至峰值抑制比运算部35，另外，将该极大点的极大点采样时刻t_max输出至峰值抑制比修正部36和m个峰值抑制系数生成部37A～37M。

峰值抑制比运算部35，在检测出超过阈值功率P_thresh的极大点时进行动作，基于从阈值部24’输入的阈值功率P_thresh和从峰值检测部25’输入的极大点功率P_max，计算预定的峰值抑制比r，将该计算结果输出至峰值抑制比修正部36。

在此，作为一例，峰值抑制比r表示为算式4。

在本例中，用极大点功率P_max和阈值功率P_thresh以功率的量纲表示，因此为了在电压区域进行峰值电平的抑制而进行平方根(sqrt)的运算。

算式4

r = 1 - \sqrt{\frac{P_{thresh}}{P_{\max}}}

峰值抑制比修正部36，在检测出超过阈值功率P_thresh的极大点时进行动作，基于从峰值检测部25’输入的极大点采样时刻t_max、从峰值抑制比运算部35输入的峰值抑制比r、从峰值检测部25’过去输入的单一或多个极大点采样时刻、以及在该峰值抑制比修正部36中过去生成的单一或多个修正后峰值抑制比，从峰值抑制比r减去以过去生成的单一或多个极大点采样时刻为中心的各峰值抑制系数的该极大点采样时刻t_max中的值，计算修正后峰值抑制比R，将该计算结果输出至m个峰值抑制系数生成部37A～37M，进而将开始信号输出至m个峰值抑制系数生成部37A～37M中处于动作停止状态的任一个。

图8示出基于过去检测出的最新的1个极大点采样时刻t’_max和过去计算出的最新的1个修正后峰值抑制比R’的峰值抑制比修正部36的一个结构例。

本例的峰值抑制比修正部36具有加法器361、触发器(FF)362、窗函数表363、乘法器364、加法器365、控制器366、触发器367，在检测出超过阈值功率P_thresh的极大点时进行动作。

加法器361将从峰值检测部25’输入的极大点采样时刻t_max减去从触发器362输入的过去的极大点采样时刻t’_max，计算出相邻的2个极大点采样时刻的差量Δt，将该计算结果输出至窗函数表363。差量Δt表示为算式5。

算式5

Δt＝t_max-t′_max

触发器362，同步于从后述的控制器366输入的时钟信号，将从峰值检测部25’输入的极大点采样时刻t_max保持为过去检测出的最新的极大点采样时刻t’_max，输出至加法器361。

窗函数表363将从加法器361输入的差量Δt作为参考地址，选择从窗函数的中心偏离了Δt的采样位置的窗函数值w(Δt)，将该选择结果输出至乘法器364。

在使用汉明(Hamming)窗作为一例的情况下，窗函数值w(Δt)表示为算式6。其中，L为样本数，例如表示2以上的2的倍数。Δt取0～(+L/2)之间的值(0≤Δt≤+L/2)。

算式6

w(Δt)＝0.54+0.46cos(2πΔt/L)

乘法器364，将从窗函数表363输入的窗函数值w(Δt)乘以从触发器367输入的过去的修正后峰值抑制比R’，计算峰值抑制比修正值r_adj，将该计算结果输出至加法器365。即，表示为r_adj＝R’×w(Δt)。

其中，峰值抑制比修正值r_adj是与后述的以极大点采样时刻t’_max为中心的峰值抑制系数的极大点采样时刻t_max中的峰值抑制系数相同的值。

加法器365将从峰值抑制比运算部35输入的峰值抑制比r减去从乘法器364输入的峰值抑制比修正值r_adj，计算修正后峰值抑制比R，将该计算结果输出至控制器366和触发器367。修正后峰值抑制比R最后表示为算式7。

算式7

R = r - r_{adj} = (1 - \sqrt{\frac{P_{thresh}}{P_{\max}}}) - R^{'} \times w (t_{\max} - {t^{'}}_{\max})

控制器366判断从加法器365输入的修正后峰值抑制比R的大小，如果修正后峰值抑制比R为正值，则将时钟信号输出至触发器362和触发器367，将修正后峰值抑制比R输出至m个峰值抑制系数生成部37A～37M，进而，将开始信号sA～sM输出至在m个峰值抑制系数生成部37A～37M中处于动作停止状态的任一个。

当修正后峰值抑制比R为0或负值时，利用以极大点采样时刻t’_max为中心的峰值抑制系数，使极大点采样时刻t_max的极大点功率P_max被抑制在阈值功率P_thresh以下，所以这表明无需生成以极大点采样时刻t_max为中心的峰值抑制系数。

触发器367，同步于从控制器366输入的时钟信号，将从加法器365输入的修正后峰值抑制比R保持为过去计算出的最新的修正后峰值抑制比R’，输出至乘法器364。

这样，在峰值抑制比修正部36的一例中，将以极大点采样时刻t’_max为中心的峰值抑制系数的极大点采样时刻t_max中的峰值抑制系数和以极大点采样时刻t_max为中心的峰值抑制系数的极大点采样时刻t_max中的峰值抑制系数在后述的限幅系数运算部38中合成而生成峰值抑制系数，因此该峰值抑制系数能够使极大点采样时刻t_max的极大点功率P_max被抑制为阈值功率P_thresh。

峰值抑制系数生成部37A～37M，对应于成为抑制的对象的最大为m个的峰值而分别独立动作，例如从峰值抑制比修正部36输入开始信号时，基于从峰值检测部25’输入的极大点采样时刻t_max和从峰值抑制比修正部36输入的修正后峰值抑制比R，在时刻(t_max-L/2)～时刻(t_max+L/2)的区间，通过窗函数w(t)对修正后峰值抑制比R加权，将该加权后的结果作为各峰值抑制系数g_A(t)～g_M(t)输出到峰值抑制系数合成部(限幅系数运算部38)。

在此，作为一例，使用了与算式6相同的汉明窗w(t)的峰值抑制系数g_A(t)表示为算式8。

算式8

其中，峰值抑制系数g_B(t)～g_M(t)也与算式8同样表示。

限幅系数运算部38，例如将从峰值抑制系数生成部37A～37M输入的m个峰值抑制系数g_A(t)～g_M(t)全部相加，进而从1减去该全部加法运算结果计算出限幅系数l(t)，将该计算结果输出至乘法器39A和39B。即，l(t)＝1-[g_A(t)+g_B(t)+...+g_M(t)]。

各延迟部21A、21B，当对应于L/2的时间、或者从用功率计算部23计算瞬态功率P(t)的处理到用限幅系数运算部38计算限幅系数的处理为止所需要的时间较长时，使从各加法器12A和12B输入的加法运算结果信号i(t)、q(t)延迟，将进行了该延迟调整后的信号输出至各乘法器39A、39B。

各乘法器39A、39B，将从各延迟部21A、21B输入的加法运算结果信号i(t)、q(t)和从限幅系数运算部38输入的限幅系数l(t)相乘，由此抑制峰值及其附近的信号电平，将该乘法运算结果i’(t)、q’(t)输出到各D/A转换器41A、41B。即，表示为i’(t)＝l(t)×i(t)，q’(t)＝l(t)×q(t)。

各D/A转换器41A、41B，将从各乘法器39A、39B输入的数字信号转换为模拟信号，将该D/A转换结果输出至频率变换部42。

频率变换部42，对从2个D/A转换器41A、41B输入的I成分和Q成分构成的模拟信号进行模拟正交调制，由此将该信号变换为无线频带的信号后输出。

图9是表示本例中峰值功率抑制的情况的图。示出相对于时刻(采样时间t)的瞬态功率P(t)、阈值功率P_thresh、限幅系数l(t)、以及峰值抑制系数g(t)的一例。

如图9所示，峰值a和峰值b是相同的瞬态功率，然而，根据峰值b计算出的峰值抑制系数小于根据峰值a计算出的峰值抑制系数，利用根据这两个峰值抑制系数计算出的限幅系数使峰值b的瞬态功率抑制到阈值功率。

图10为了与图9比较，示出未用本例的发送机修正峰值抑制比时的峰值功率抑制的情况。这实际上与专利文件2公开的发送机相同。

如图10所示，在比较例中，峰值a和峰值b是相同的瞬态功率，与此对应，根据峰值b计算出的峰值抑制系数的大小等于根据峰值a计算出的峰值抑制系数的大小，利用根据这两个峰值抑制系数计算出的限幅系数使峰值a和峰值b的瞬态功率抑制到较大程度地低于阈值功率的值。

图11是表示1载波发送时从采用W-CDMA通信方式的发送机输出的信号的互补累积分布函数(CCDF)的模拟结果的一例的图，示出(a)关于不具有抑制峰值功率的功能的发送机的特性例、(b)关于相当于对比文件2的比较例的发送机的特性例、(c)关于图1所示那样的本实施例的发送机1的特性例。图11的曲线图的横轴表示超过抑制峰值功率之后的平均功率的部分的功率[dB]，纵轴表示累积的概率[％]。模拟条件(a)～(c)完全相同，使用相同的信号序列，作为阈值功率设定(平均功率+7dB)的值。图11不限于与图3相同的条件。

如图11所示，对于曲线(b)而言，在多个峰值抑制系数重合的采样时刻中发送对象信号过度降低导致平均功率变小，在这种影响下，峰值功率的降低结果与平均功率相比相对变大。另外，峰值抑制系数在时间轴上重合时，重合程度越大，则由于受到峰值功率被降低至较大程度地低于阈值功率的功率的影响，峰值功率的降低结果的离差越大，CCDF将愈发急剧下降。

对于曲线(c)而言，考虑到峰值抑制系数重合而计算限幅系数，因此将峰值功率降低至大致与所设定阈值功率相同那样的一定的功率。

如上所述，本第三实施例中，峰值抑制比生成装置为了降低作为发送对象的信号的峰值，而生成与发送对象信号电平阈值(用于判断作为发送对象的信号的峰值的发送对象信号电平阈值)和作为发送对象的信号的峰值电平之比相应的峰值抑制比。峰值抑制比修正装置，根据过去生成的峰值抑制系数与新生成的峰值抑制系数重合的程度，用峰值抑制比生成装置修正所生成的峰值抑制系数。峰值抑制系数生成装置，生成利用预定的窗函数对通过峰值抑制比修正装置所修正的修正后峰值抑制比进行加权后的结果作为峰值抑制系数。发送对象信号电平抑制装置利用由峰值抑制系数生成装置所生成的峰值抑制系数对作为发送对象的信号的电平进行抑制。

由此，当新生成的峰值抑制系数与过去生成的峰值抑制系数在时间轴上重合时，根据与过去生成的峰值抑制系数的重合程度减小新生成的峰值抑制系数，因此重合的多个峰值抑制系数的总和成为适当的值，作为发送对象的信号的电平被过度抑制，具体而言能够抑制EVM和PCDE的恶化。进而，通过抑制平均功率的降低能够使PAPR得到改善，使放大器的效率提高。因此，与以往相比，能够有效地进行峰值电平的抑制，具体而言，能够得到峰值电平的抑制和频带外漏泄功率的降低这两方面效果。

本实施例不限于与BB限幅器一起使用，也并不限于应用于IF限幅器。另外，载波数不限于多个也可以是1个载波。

在此，作为本发明的发送机和发送放大器等的结构，并不限于以上所示的内容，也可以采用各种结构。另外，本发明也可以作为例如执行本发明的处理的方法或方式、用于实现这样的方法或方式的程序、以及记录该程序的记录介质等来提供，另外，也可以作为例如通信机、无线通信装置、无线通信系统等那样的各种装置、系统来提供。

另外，本发明的适用领域并不限于以上所示的内容，本发明可以适用于各种领域。

另外，作为在本发明的发送机或发送放大器等中进行的各种处理，也可以采用在例如具有处理器或存储器等的硬件资源中使处理器执行存储在ROM(Read Only Memory：只读存储器)中的控制程序来进行控制的结构，也可以构成为例如用于执行该处理的各功能部件相互独立的硬件电路。

另外，本发明也能够作为存储了上述控制程序的floppy(注册商标)盘或CD(Compact Disc：光盘)-ROM等计算机可读记录介质或该程序(本身)来掌控，能够通过将该控制程序从上述记录介质输入到计算机中使处理器执行来使本发明的处理实现。

工业上的可利用性

如上所述，利用本发明的发送机，对作为发送对象的多个载波数字信号在基带上实施降低峰值处理，对实施了该降低峰值处理的各个载波数字信号实施频带限制处理，对实施了该频带限制处理的各个载波数字信号实施正交调制处理，对实施了该正交调制处理的各个载波数字信号进行加法运算，对该加法运算结果的信号在中频带实施降低峰值处理，因此，例如，即使由于在基带上的降低峰值处理的后级进行的频带限制而产生新的峰值，也能够在中频带降低该峰值，由此能够有效降低在发送信号中产生的峰值，能够保持良好的通信品质。

Claims

1.一种发送机，发送成为发送对象的信号，其特征在于，包括：

峰值检测装置，其比较发送对象信号电平阈值和发送对象信号的电平来检测发送对象信号的峰值；

峰值抑制比生成电路，其生成与上述发送对象信号电平阈值和由上述峰值检测装置检测出的峰值电平之比相应的峰值抑制比；

峰值抑制比修正装置，其根据过去生成的峰值抑制系数与新生成的峰值抑制系数重合的程度来修正用峰值抑制比生成装置生成的峰值抑制比；

峰值抑制系数生成装置，其生成利用预定的窗函数对由上述峰值抑制比修正装置所修正的修正后峰值抑制比进行加权后的结果作为上述峰值抑制系数；以及

发送对象信号电平抑制装置，其利用由上述峰值抑制系数生成装置所生成的1个或多个峰值抑制系数对发送对象信号的电平进行抑制。