CN101702017B - 一种多输入多输出雷达波形设计与处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多输入多输出雷达波形设计与处理方法，具体步骤包括：按照雷达的分辨力和零旁瓣带要求，设定波形参数，并构造多相序列矩阵；利用所述多相序列矩阵中各行依次串接形成各发射波形多相编码序列；利用所述串接多相编码序列，分别对基脉冲进行编码调制以产生发射阵列各发射阵元的发射信号；通过各发射阵元发射所产生发射信号；通过接收阵列的接收阵元接收发射信号经目标物反射后的回波信号；对回波信号进行基带转换和A/D变换；以发射信号为参考信号，对各接收阵元回波序列从频域进行脉冲压缩处理；利用设定的距离门对脉压输出回波序列按一定时间间隔进行截取，抑制旁瓣干扰。由于利用该波形处理方法能够在一定距离范围内完全消除多输入多输出雷达脉冲压缩输出信号序列中的不同发射波形互相关旁瓣干扰，因此，可实现不同观测通道目标散射信息精确分离，并进而提高后续雷达信号和数据处理的精度。

Description

一种多输入多输出雷达波形设计与处理方法

技术领域

本发明涉及雷达技术领域，尤其涉及一种多输入多输出(MIMO，Multiple-Input Multiple-Output)雷达波形设计与处理方法。

背景技术

MIMO雷达是国际上近几年发展起来的一种新概念雷达体制，由于其在目标检测、参数估计、高分辨成像、反隐身目标、反摧毁、抗干扰等方面所具有的独特优势，使得该新概念雷达受到了国内外众多学者和工程技术人员的广泛注意。不同于传统雷达，MIMO雷达发射阵列和接收阵列通常均包含多个相位中心，各接收通道回波常为所有发射信号经目标散射回波信号的矢量和，这使得各接收通道匹配滤波输出信号通常不仅包含有与匹配滤波器响应对应发射信号的自相关距离旁瓣干扰，同时还包含了大量与其他发射信号相关所产生的互相旁瓣干扰，严重制约了对目标各观测通道散射信息的分离和处理。

为了解决前述问题，目前一种有效的措施就是采用具有较好自相关和互相关特性的相位编码波形，如文献：Deng H.“Polyphase code design for orthogonalnetted radar systems″.IEEE Trans.Signal Processing.，2004，vol.52，(11)，pp.3126-3135中公开的基于模拟退火方法多相编码信号搜索方法和文献：HammadA K，Zhang Y Y，Ji C L，et al.“Optimizing polyphase sequences for orthogonal nettedradar”.IEEE signal processing letters，2006，vol.13(10)，pp.589-592中公开的基于互熵(CE)搜索的多相编码搜索方法。尽管，相比Deng提出的搜索方法，Hammad等人通过在搜索过程中同时考虑了编码信号的自相关、互相关特性以及多普勒损失，提供了一条更优的多相正交编码信号方法，但是值得注意的是，理论上，具有良好自相关和互相关特性完全正交编码波形并不存在，Deng和Hammad方法研究的编码波形实际上仅是一些满足特定约束条件的准正交编码波形，利用他们方法搜索出的码长为40的编码信号理论最大自相关旁瓣和互相关旁瓣电平分别仅为-17.7dB和-14.9dB，即使码长增加到1024，编码信号两种旁瓣理论上也仅能达到-23.6dB和-33.1dB，且随着发射阵元数的增加，不同通道自相关旁瓣和互相关旁瓣的累积将使脉冲压缩输出旁瓣电平将显著增加。

针对正交编码信号设计存在的上述难题，为了使得MIMO雷达技术，尤其是具有较大阵列规模MIMO雷达技术走向实用，2006年，Blunt等人在文献：Blunt，S.D.，and  Gerlach，K.Multistatic Adaptive PulseCompression.IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems，2006，Vol.42(3)：891-903和文献：Blunt，S.D.，and Gerlach，K.AdaptivePulse Compressionvia MMSE estimation.IEEE Transactions  on Aerospaceand Electronic Systems，2006，Vol.42(2)：572-584中陆续公开了一种基于估计理论的旁瓣抑制方法。他们基于最小均方误差(MMSE)准则，以目标冲击响应为估计对象，提出了一种序贯最小均方误差的自适应脉冲压缩方法。尽管Blunt等人已证明了该方法的有效性，但由于该方法对滤波器响应的估计是已编码信号完全正交为前提，对于非完全正交编码，将会造成对响应估计的误差，这就使得随着发射阵元数的增加和不同通道估计误差的累积，脉冲压缩输出旁瓣电平将显著增加。此外，需要指出的是，该方法并没有考虑脉冲压缩中噪声引起的失配损失。通常随着信噪比的降低，噪声分量作用逐渐增强，利用序惯最小二乘(RMMSE)得到的滤波器响应增益趋近于零，脉冲压缩将会失效。

因此，亟待提供一种新的有效的MIMO雷达波形设计与处理方法以克服上述缺陷。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于提供一种MIMO雷达波形设计与处理方法，使得在保证雷达工作效率的前提下，利用该波形设计和处理方法可在一定距离范围内完全消除MIMO雷达脉冲压缩输出信号中旁瓣干扰，实现不同观测通道目标散射信息精确分离，并进而提高后续雷达信号和数据处理(如目标检测、成像以及跟踪等)的精度。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种MIMO雷达波形设计与处理方法，其包括以下步骤：

设定波形参数，并根据所述波形参数构造多相序列矩阵；

利用所述多相序列矩阵中各行依次串接形成各发射波形的多相编码序列；

利用所述多相编码序列，分别对基脉冲进行编码调制以产生所述多输出多输入雷达发射阵列各发射阵元的发射信号；

通过所述发射阵元发射相应的所述发射信号；

通过所述MIMO雷达接收阵列的多个接收阵元接收所述发射信号经目标物反射后的回波信号；

对所述回波信号进行基带转换和模数变换以得到各接收阵元回波序列；

以所述发射信号为参考信号，对所述各接收阵元回波序列从频域进行匹配滤波处理以得到脉冲压缩输出回波序列；

利用所述距离门对所述脉压输出回波序列按一定时间间隔进行截取以得到零旁瓣回波序列。

与现有技术相比，本发明公开的MIMO雷达波形接收回波具有零旁瓣带特性，其经脉冲压缩处理之后得到的各滤波通道输出信号中自相关旁瓣均为零，而互相关旁瓣则以一定间隔等间距出现。同时，通过特定距离门对各滤波通道输出信号序列按一定时间间隔截取后即可得到零旁瓣回波序列，完全消除不同发射波形的互相关旁瓣干扰，实现对不同观测通道目标散射信息的精确分离，使得系统具有了优越的弱目标(或散射中心)检测能力。此外，本发明公开的MIMO雷达波形处理方法仅涉及了信号的快速傅利叶变换和零旁瓣带的截取，旁瓣抑制不会造成主瓣信噪比损失，且方法运算量与现有常规雷达脉冲压缩技术中的处理方法运算量相当，而远低于Blunt等人提出的基于最小二乘的方法，便于在线实时进行。

优选地，所述多相编码序列设计方法的步骤具体包括：

(1)按照雷达系统的分辨力和零旁瓣带要求，设定参数K和k₀，并根据设定的参数构造如下Frank矩阵

$F=\left[\begin{array}{c}{F}_0\\ F_1\\ .\\ .\\ .\\ F_{k_0}\\ .\\ .\\ .\\ F_{K-1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccc}{W}_K^0& W_K^0& W_K^0& ...& W_K^0\\ W_K^0& W_K^1& W_K^2& ...& W_K^{K-1}\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ W_K^0& W_K^{k_0}& W_K^{2k_0}& ...& W_K^{(K-1)k_0}\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ W_K^0& W_K^{K-1}& W_K^{2(K-1)}& ...& W_K^{(K-1)(K-1)}\end{array}\right]$

其中W_K＝e^-j2π/K， $j=\sqrt{-1},$ K为序列长度，k₀为任意正整数，其取值大小由期望的零旁瓣带范围决定。

(2)利用所述矩阵中各行按以下关系构造各发射波形的多相编码序列

Φ₁＝ln(F₀оF₁оF₂о…оF_K-1)

其中“о”为串接运算符，N为发射阵列阵元个数，且与参数k₀，K满足如下关系：

K＝N×k₀+a

其中a为大于等于1的正整数。

(3)利用所述多相编码通过对基脉冲的编码调制，产生第n个发射阵列阵元发射信号为

其中T为子脉冲宽度，

为子脉冲相位编码。

优选地，相应的所述多相编码波形的回波处理方法包括以下步骤：

(1)通过接收阵列的多个接收阵元接收所述发射信号经目标物反射后的回波信号，并对接收阵列各接收阵元接收回波信号进行基带转换和A/D变换；

(2)分别沿距离向各接收通道回波序列进行快速傅利叶变换；

(3)利用所述发射信号为参考函数，从频域对各接收阵元滤波器组中相应通道接收信号序列分别进行匹配滤波，得到不同接收阵元各通道脉冲压缩输出基带信号序列；

(4)利用如下时间间隔对各匹配滤波器输出基带信号序列进行截取以得到零旁瓣干扰输出波形

其中

为取整运算，R₀为目标中心至阵列中心的斜距，c为光速。

为了进一步对本发明作详细描述，下面结合附图和实施例，对本发明的实施步骤进行解释。

附图说明

图1为典型MIMO雷达观测模型示意图；

图2为图1所示MIMO雷达的接收阵列各阵元的数据结构示意图

图3为本发明MIMO雷达波形设计与处理方法一个实施例的流程图；

图4为图3所示MIMO雷达波形处理方法中发射波形调制过程示意图；

图5为图3的MIMO雷达波形处理方法中回波信号的处理过程示意图；

图6为本实现例所用目标模型示意图；

图7a为本实施例21个接收阵元441个通道匹配滤波输出时域回波序列的等值线图；

图7b为本实施例中第1个接收阵元第1个滤波器输出回波序列的波形图；

图8为本实施例中所有接收通道距离门截取后输出回波序列等值线图。

具体实施方式

现在参考附图描述本发明的实施例，附图中类似的元件标号代表类似的元件。如上所述，本发明提供了一种多输入多输出雷达波形设计与处理方法，利用该方法可以在保证雷达工作效率的前提下，在一定距离范围内完全消除MIMO雷达回波序列中的旁瓣干扰，即脉冲压缩输出信号中的自相关旁瓣和互相关旁瓣干扰，实现不同观测通道目标散射信息精确分离，进而提高后续信号处理和数据处理(如目标检测、成像以及跟踪等)的精度。

为了更好的介绍本发明公开的MIMO雷达波形设计和处理方法，先对MIMO雷达观测模型进行介绍。图1展示了典型MIMO雷达的观测模型，如图1所示，该MIMO雷达的发射阵列10包含N个发射阵元10a，各阵元发射的发射信号记为s_n(t)(n＝1，2，…，N)，其接收阵列12包含M个接收阵元12a。发射阵列10发射的信号经目标物14反射后形成回波信号，并由接收阵列12的M个接收阵元12a接收。每个接收阵元12a接收机的信号处理均由基带转换和匹配滤波器组组成，所有M个接收阵元12a的匹配滤波器接收回波数据结构如图2所示，即通过与匹配于所有发射信号s_n(t)的匹配滤波器组中各滤波器滤波处理后可形成M×N个独立接收通道。

下面结合附图详细阐述本发明MIMO雷达波形设计与处理方法的具体步骤。

图3为本发明公开的MIMO雷达波形设计与处理方法一个实施例的流程图。如图3所示，本实施例的MIMO雷达波形设计方法包括以下步骤：

S301：按照雷达系统的分辨力和零旁瓣带要求，设定波形参数，并构造Frank多相编码序列矩阵

$F=\left[\begin{array}{c}{F}_0\\ F_1\\ .\\ .\\ .\\ F_{k_0}\\ .\\ .\\ .\\ F_{K-1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccc}{W}_K^0& W_K^0& W_K^0& ...& W_K^0\\ W_K^0& W_K^1& W_K^2& ...& W_K^{K-1}\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ W_K^0& W_K^{k_0}& W_K^{2k_0}& ...& W_K^{(K-1)k_0}\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ W_K^0& W_K^{K-1}& W_K^{2(K-1)}& ...& W_K^{(K-1)(K-1)}\end{array}\right]$

其中W_K＝e^-j2π/K， $j=\sqrt{-1},$ K为序列长度，k₀为任意正整数，其取值大小由期望的零旁瓣带范围决定。

S302：利用所述多相序列矩阵中各行依次串接形成多相编码序列。具体地，该步骤如下：

Φ₁＝ln(F₀оF₁оF₂о…оF_K-1)

其中“о”为串接运算符。本实施例中，k₀与参数N，K满足如下关系：

K＝N×k₀+a

其中a为大于等于1的正整数，可根据实际需要设置。

S303：利用生成的多相编码序列，分别对发射波形进行调制以产生发射阵列10中各发射阵元10a的发射信号。

结合图4，详细介绍对本实施例中对发射波形的调制过程。如图4所示，首先利用前述多相编码序列对基脉冲进行调相得到发射波形序列，然后用载频信号对该发射波形序列进行调频，以得到不同发射阵元10a的雷达发射信号

其中T为子脉冲宽度，ω_c为载频对应的角频率，

为子脉冲相位编码。

S304：通过图1中雷达观测模型发射阵列10的N个发射阵元10a发射前述发射信号。

S305：通过接收阵列12的M个接收阵元12a接收所述发射信号经目标物反射后的回波信号。

S306：分别对接收阵列12各接收阵元12a接收到的回波信号进行基带转换和A/D变换得到各接收阵元回波序列。

在高频段，当入射波波长远小于目标电尺寸时，目标通常可被建模为由多个理想点散射中心组成，因此，若假设雷达各发射阵元初相稳定，且不考虑系统噪声和天线辐射模式的影响，则基带转换和A/D变换后接收阵列第m个接收阵元匹配滤波器组中各滤波器接收的基带回波序列可表示为

$y_m\left(i\right)=\underset{q}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\σ}}_q\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{s}_n(i-{\mathrm{\τ}}_{m,n}^{\left(q\right)})\exp (-j{\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_{m,n}^{\left(q\right)}),i=\mathrm{0,1,2},...,I-1$

其中σ_q和τ_m，n ^(q)分别为发射阵列中第n个阵元至第q个散射中心再到接收阵列第m个阵元传输通道的目标雷达反射截面积和时间延迟。

S307：以所述发射信号为参考信号，对各接收阵元回波序列从频域进行脉冲压缩处理以得到脉压输出回波序列。

下面结合图5，详细阐述频域脉冲压缩处理的过程。如图5所示，该步骤包括：

a)分别沿距离向对各接收通道的回波序列进行快速傅利叶变换(FFT)。

b)利用预存发射波形序列的复共轭频谱与基带信号的频谱相乘，从频域对各接收阵元滤波器组中相应接收通道的回波信号进行匹配滤波。

c)分别对各通道滤波输出序列进行逆傅利叶变换(IFFT)，则可得到不同接收阵元各通道脉冲压缩输出的回波序列为

.                    .

.                    .

.                    .

可以看出，通过匹配滤波脉冲压缩后，IFFT输出的基带信号中自相关旁瓣均为零，而互相关旁瓣则以k₀K为间隔等间距出现。

S308：利用距离门，对前述各通道回波序列按一定时间间隔进行截取抑制等间隔出现的旁瓣干扰，以得到零旁瓣回波序列。在本实施例中，距离门截取所用的时间间隔为

其中

为取整运算，c为光速，R₀为目标中心至阵列中心的斜距。进而得到的零旁瓣回波序列为

.                    .

.                    .

.                    .

下面进一步通过实验数据来说明本实施例MIMO雷达波形设计与处理方法的有效性。本实施例中MIMO雷达的发射阵列10和接收阵列12分别由具有不同阵元间距的均匀线阵组成，各阵元10a和12a均位于坐标轴x轴上，且中心位于坐标系原点。对于发射阵列10，其半尺寸长度为21米，阵元数M为21，阵列间距为2米，记第n个阵列阵元空间坐标表示为(x_n，0，0)，x_n∈[-21，21]。而对于接收阵列12，其阵列半尺寸长度为420米，阵元数N为21，阵元间距为42米，第m个阵元的空间坐标表示为(x_m，0，0)，x_m∈[-420，420]。本实施例的观测目标中心空间坐标为(35.355km，35.355km，86.603km)，在x、y和z方向的最大横向尺寸分别为14m、14m和20m，且其由具有不同目标雷达发射截面积RCS的11个理想散射中心组成，其中散射中心最大RCS为1，最小RCS为0.1(各散射中心空间位置分布如图7所示)。系统载频为11.8GHz，带宽为75MHz，相应的距离分辨力为2m。若设定本实施例中发射波形的零旁瓣带为4.5332ns，对应径向距离为1.36km，则本发明提出的雷达波形设计与处理方法的完整步骤如下：

1)按照系统的分辨力和零旁瓣带要求，设定k₀＝4和K＝85，并产生Frank多相编码矩阵F；

2)利用矩阵F中各行依次串接形成多相编码序列Φ₁，Φ₂，…，Φ₂₁；

3)利用构造的多相编码序列Φ₁，Φ₂，…，Φ₂₁按照图4的调制流程对发射波形进行编码和调制，并产生MIMO雷达第n个发射阵元的发射信号

若假系统各发射阵元初相稳定，且不考虑系统噪声和天线辐射模式的影响，则经过基带转换和A/D变换后接收阵列第m个接收阵元匹配滤波器组中各滤波器接收回波序列可表示为

$y_m\left(i\right)=\underset{q=1}{\overset{11}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_q\underset{n=1}{\overset{21}{\mathrm{\Σ}}}{s}_n(i-{\mathrm{\τ}}_{m,n}^{\left(q\right)})\exp (-j{\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{\τ}}_{m,n}^{\left(q\right)}),i=\mathrm{0,1,2},...,I-1$

其中σ_q和τ_m，n ^(q)分别为发射阵列中第n个阵元至第q个散射中心再到接收阵列第m个阵元传输通道的目标雷达反射截面积和时间延迟，且

${\mathrm{\τ}}_{m,n}^{\left(q\right)}=\frac{2}{c}[R_0+\mathrm{\Δ}{R}_{m,n}^{\left(q\right)}]$

其中R₀＝100km。

按照图5提出的处理流程，其回波处理完整步骤如下：

1)分别沿距离向对441个接收通道回波序列进行7225点快速傅利叶变换；

2)利用发射波形作为参考函数，从频域分别对21个接收阵元滤波器组中441个通道接收回波序列进行匹配滤波，获得的21个接收阵元441个通道匹配滤波输出时域回波序列的等值线图如图7a所示，其中第1个接收阵元第1个滤波器输出时域回波序列如图7b所示。

3)按照本发明提出的回波距离门设置方法，对441个通道的回波序列进行截取，抑制等间隔出现的旁瓣干扰，处理结果如图8所示。

由图7a和7b给出的结果可以看到，对于本发明提供方法产生的多相编码发射波形，其各通道匹配滤波输出回波在距离向上存在明显的零旁瓣区域，在目标中心位置前后169个距离单元上，各通道脉冲压缩输出的自相关旁瓣和不同发射波形的互相关旁瓣均为零。同时，由图7b的结果可以看到，由于零旁瓣带的存在，使得目标体上弱散射中心完全被精确观测。此外，由图8所示的距离门截取回波结果可以看出，通过本发明提供的回波处理方法可完全消除零旁瓣带外不同发射波形的互相关旁瓣。

综上所述，本发明的MIMO雷达波形设计与处理方法具有以下优点：

1)就其采用的编码产生方式而言，本发明提出的MIMO雷达波形具有精确的表达式，避免了现有技术中涉及的高维非线性搜索问题。

2)就回波处理方式而言，本发明提出的零旁瓣带MIMO雷达波形处理方法中仅涉及信号的快速傅利叶变换和零旁瓣带的截取，方法运算量与现有常规雷达脉冲压缩技术中的处理方法运算量相当，而远低于Blunt等人提出的基于最小二乘的方法，便于在线实时进行。

3)就信号处理效果而言，由于本发明提出的MIMO雷达波形具有零旁瓣带特性，截取的脉冲压缩输出回波序列中不存在发射编码信号本身的自相关旁瓣和不同发射信号间的互相关旁瓣干扰，因此，相比现有技术产生的多相编码波形，本发明提供的MIMO雷达波形具有更为优越的“弱”散射中心检测能力。

以上所揭露的仅为本发明较为典型实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，因此依本发明权利要求所作的等同变化，仍属本发明所涵盖的范围。

Claims (3)

1.一种多输入多输出雷达波形设计与处理方法，其特征在于，包括以下步骤：

按照雷达的分辨力和零旁瓣带要求，设定波形参数，并根据所述波形参数构造多相序列矩阵；

利用所述多相序列矩阵中各行依次串接形成各发射波形的多相编码序列；

利用所述多相编码序列，分别对基脉冲进行编码调制以产生所述多输入多输出雷达发射阵列各发射阵元的发射信号；

通过所述发射阵元发射相应的所述发射信号；

通过所述多输入多输出雷达的接收阵列的多个接收阵元接收所述发射信号经目标物反射后的回波信号；

对所述回波信号进行基带转换和模数变换以得到各接收阵元回波序列；

以所述发射信号为参考信号，对所述各接收阵元回波序列从频域进行匹配滤波处理得到脉冲压缩输出回波序列；

利用设定距离门对所述脉冲压缩输出回波序列按一定时间间隔进行截取，以得到零旁瓣回波序列。

2.根据权利要求1所述的多输入多输出雷达波形设计与处理方法，其特征在于发射波形多相编码的设计方法，步骤具体包括：

按照雷达的分辨力和零旁瓣带要求，设定波形参数K和k₀，并根据所述波形参数构造多相序列矩阵

$F=\left[\begin{array}{c}{F}_0\\ F_1\\ .\\ .\\ .\\ F_{k_0}\\ .\\ .\\ .\\ F_{K-1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccc}{W}_K^0& W_K^0& W_K^0& ...& W_K^0\\ W_K^0& W_K^1& W_K^2& ...& W_K^{K-1}\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ W_K^0& W_K^{k_0}& W_K^{2k_0}& ...& W_K^{(K-1)k_0}\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .\\ W_K^0& W_K^{K-1}& W_K^{2(K-1)}& ...& W_K^{(K-1)(K-1)}\end{array}\right]$

其中W_K＝e^-j2π/K，

K为矩阵行数，k₀为任意正整数，其取值大小由期望的零旁瓣带范围决定；

则利用所述多相序列矩阵中各行依次串接形成的发射波形多相编码序列为

其中“ο”为串接运算符，且与参数k₀，N，K满足如下关系：

K＝N×k₀+a；

其中a大于等于1的正整数。

3.根据权利要求2所述的多输入多输出雷达波形设计与处理方法，其特征在于所述利用设定距离门对所述脉冲压缩输出回波序列按一定时间间隔进行截取，以得到零旁瓣回波序列的步骤中，距离门时间宽度为：

其中

为取整运算，T为子脉冲宽度，R₀为目标中心至阵列中心的斜距，c为光速。

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