CN111273235B - 一种正交多相编码波形获取方法、装置及电子设备 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种正交多相编码波形获取方法及电子设备。本发明提供一种正交多相编码波形获取方法，包括，确定脉冲宽度、脉冲相参积累个数、码元数目、码元相位选择值和脉冲重复周期，建立脉冲重复周期组；或，确定脉冲宽度、脉冲相参积累个数、码元数目、码元相位的选择值和脉冲重复频率范围，建立脉冲重复频率组；根据所述脉冲重复周期组/所述脉冲重复频率组，将雷达距离‑速度遮挡区域最小化函数、波形归一化自相关旁瓣峰值最小化函数和互相关峰值最小化函数的加权和作为目标函数；求解所述目标函数，得到正交多相编码波形。本发明还提供一种电子设备，包含上述正交多相编码波形获取方法。本发明解决了MPRF‑PD波形求解速度慢和重频数多的问题。

Description

一种正交多相编码波形获取方法、装置及电子设备
技术领域
本发明涉及技术领域，尤其涉及一种正交多相编码波形获取方法、装置 及电子设备。
背景技术
中重复频率(medium pulse repetition frequency,MPRF)脉冲多普勒 (pulseDoppler,PD)波形具有良好的杂波抑制效果，可有效降低地面低空 监视雷达探测性能受环境杂波影响的程度，而MPRF-PD波形存在距离和 速度二维模糊及遮挡的缺点，必须采用多重频组联合探测的方法解模糊， 从而得到正交多相编码波形。上述过程存在重频数多，节省搜索时间长的 问题。
发明内容
为解决上述技术问题，本发明提供了一种正交多相编码波形获取方法， 包括，S1，确定脉冲宽度τ、脉冲相参积累个数I、码元数目Kr、码元相位 选择值和脉冲重复周期PRT，建立脉冲重复周期组；或，确定脉冲宽度τ、 脉冲相参积累个数I、码元数目Kr、码元相位的选择值和脉冲重复频率PRF 范围，建立脉冲重复频率组；S2，根据所述脉冲重复周期组/所述脉冲重复 频率组，将雷达距离-速度遮挡区域最小化函数、波形归一化自相关旁瓣峰值最小化函数和互相关峰值最小化函数的加权和作为目标函数；S3，求解所述 目标函数，得到正交多相编码波形。
进一步的，在所述S2中，所述雷达距离-速度遮挡区域最小化函数minE1为
Figure BDA0002340497750000021
其中，N为重频数，k表示第k个距离单元，i表示第i组重频，x和y 为任意自然数，l代表第l个速度通道，距离单元个数为K(i)，i＝1,…,N，速 度通道个数为Lv(i)，Rmax为最大探测距离，Kr为发射脉冲包含的码元数，Lc为杂波占据的速度通道数；gi(k)为第i组重频对应的第k个距离单元的可见 度，为1代表所述距离单元遮挡，为0代表不遮挡；ei(l)为第i组重频对 应的第l个速度通道的遮挡程度，所述ei(l)为1代表该距离单元遮挡，为0 代表不遮挡；fi(k,l)为第i组重频探测时距离单元k和速度单元l的遮挡度； f(k,l)为所有重频联合探测时的距离-速度遮挡度，当可见的重频数之和 等于N时，所述遮挡度为1，否则不遮挡。
进一步的，所述波形归一化自相关旁瓣峰值最小化函数为
Figure BDA0002340497750000022
Figure BDA0002340497750000023
所述互相关峰值最小化函数为
Figure BDA0002340497750000031
Figure BDA0002340497750000032
在所述S2中，所述目标函数为
Figure BDA0002340497750000033
其中，τ0为子码时间宽度；φn(k)为第n个正交波形内第k个子码的 初始相位，取值为(0,2π)，Kr为发射脉冲包含的码元数，λ1,λ2,λ3为目标函 数加权系数。
进一步的，所述S3求解的过程包括，采取获取的正交码元序列基因编 码方式，通过遗传算法求解所述目标函数。
进一步的，所述获取的正交码元序列基因编码方式过程包括：S311， 根据码元长度范围
Figure BDA0002340497750000034
随机选定码元长度；S312，按照所述码 元长度选择相应的码元，为选择的每个码元随机分配所述码元相位选择值； S313，根据所述选择的相应码元的码元相位数列中，码元相位的位置序号 作为所述对应基因的数值。
进一步的，在所述S3中通过所述遗传算法求解所述目标函数的过程包 括，确定所述遗传算法中的种群数量和适应度的算法参数，确定选择运算、 交叉运算和变异运算中的一种作为遗传算子操作方式。
进一步的，在所述遗传算法中，将所述目标函数作为对应染色体的适 应度值。
进一步的，在所述遗传算法中，执行以下步骤：所述选择运算使用基于 概率选择方式和确定方式，所述适应度值高于平均适应度的个体保留到下一 代；所述交叉运算使用单断点交叉法，在染色体随机配对后，随机设置一 个交叉点位置d，d表示交叉点设置在该基因座之后，再相互交换配对染色 体之间的部分基因；所述变异运算采用基本位变异算子、均匀变异算子、 边界变异算子和非均匀变异算子；在使用所述均匀变异、所述边界变异算 子和所述非均匀变异算子后再进行取整运算。
进一步的，在所述遗传算法中，还包括，选择所述非均匀变异算子，按 公式
Figure BDA0002340497750000041
进行计算，其中xi为个体x中的一个变异点，所述变 异点的基因取值范围为[ai,bi]；r3为第一随机数；Δ(t,y)表示[0,y]范围内符合 非均匀分布的一个随机数；所述随机数通过公式Δ(t,y)＝y×r×(1-t/T)b得出，其 中r是[0,1]中的第二随机数；T是最大进化代数；b是一个给定的参数；并对 新个体x′i进行取整操作。
本发明还提供一种电子设备：包含上述任一项所述的正交多相编码波 形获取方法。
本发明的有益效果：降低重频数，节省搜索时间，采用正交多相编码 波形避免目标距离模糊，以距离-速度二维遮挡区域最小化及波形归一化自 相关旁瓣峰值和互相关峰值最小为目标函数，建立重复周期组和多相编码 序列组同步优化设计模型。利用遗传算法求解模型的最优解，并给出了具 体的求解步骤。该模型在解决MPRF-PD正交多相编码波形的遮挡和低旁 瓣问题具有很好的应用性，对提高地面低空监视雷达的探测效果有一定的可行性。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种正交多相编码波形获取方法示意图；
图2为本发明实施例提供的四相编码波形示意图。
图3为本发明实施例提供的五重频目标函数优化过程示意图。
图4为本发明实施例提供的可见区域优化过程示意图。
图5为本发明实施例提供的正交波形自相关函数优化过程示意图。
图6为本发明实施例提供的正交波箱互相关函数优化过程示意图。
图7为本发明实施例提供的距离-速度二维区域可见区域示意图。
图8为本发明实施例提供的五组正交四相编码序列自相关函数示意 图。
图9为本发明实施例提供的五组正交四相编码序列互相关函数示意 图。
具体实施方式
以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、接 口、技术之类的具体细节，以便透彻理解本发明。然而，本领域的技术人员 应当清楚，在没有这些具体细节的其它实施例中也可以实现本发明。在其它 情况中，省略对众所周知的装置、电路以及方法的详细说明，以免不必要的 细节妨碍本发明的描述。
图1为本发明实施例提供的一种正交多相编码波形获取方法，包括；
S1，确定脉冲宽度τ、脉冲相参积累个数I、码元数目Kr、码元相位选 择值和脉冲重复周期PRT，建立脉冲重复周期组；或，确定脉冲宽度τ、脉 冲相参积累个数I、码元数目Kr、码元相位的选择值和脉冲重复频率PRF 范围，建立脉冲重复频率组；
S2，根据所述脉冲重复周期组/所述脉冲重复频率组，将雷达距离-速度 遮挡区域最小化函数、波形归一化自相关旁瓣峰值最小化函数和互相关峰值 最小化函数的加权和作为目标函数；
S3，求解所述目标函数，得到正交多相编码波形。
本发明实施例的有益效果：降低重频数，节省搜索时间，采用正交多 相编码波形避免目标距离模糊，以距离-速度二维遮挡区域最小化及波形归 一化自相关旁瓣峰值和互相关峰值最小为目标函数，建立重复周期组和多 相编码序列组同步优化设计模型。利用遗传算法求解模型的最优解，并给 出了具体的求解步骤。该模型在解决MPRF-PD正交多相编码波形的遮挡 和低旁瓣问题具有很好的应用性，对提高地面低空监视雷达的探测效果有一定的可行性。
在上述实施例中，所述S1中计算雷达发射脉冲宽度和脉冲积累个数， 中重脉冲多普勒雷达发射波形的参数包括：雷达发射脉冲宽度、脉冲重复 周期和脉冲相参积累个数。为了达到较好的杂波抑制效果，脉冲相参积累 个数优选值16、32、64和128，脉冲相参积累个数的上限受到搜索雷达波 位驻留时长的限制。
波形参数获取模块计算雷达发射脉冲宽度τ和脉冲相参积累个数I，脉 冲宽度的决定因素包括：雷达最大探测距离、波位驻留时间、带宽调制时 间和发射占空比。脉冲宽度取值应同时满足雷达最大探测距离和调制带宽 时间的限制。
雷达最大探测距离按公式(1)所示的雷达方程计算：
Figure BDA0002340497750000061
式中：τf为发射波形的有效积累时间，正比于发射脉冲宽度和脉冲相 参积累个数；Ft为发射方向图传播因子；Fr为接收方向图传播因子；其 它参数定义见表1。在雷达最大探测距离已确定的前提下，利用上述方程 计算得出发射波形的有效积累时间，结合τf＝τmin×I的关系再合理分配脉冲 宽度τmin和脉冲相参积累个数I，根据探测目标的速度范围和天线转速，I 取值范围为{16,32,64,128}。
表1雷达系统参数
Figure BDA0002340497750000071
脉冲重复周期上下限获取模块根据雷达发射脉冲重复周期(PRT)是 脉冲重复频率(PRF)的倒数对脉冲重复频率进行求解计算，即PRF＝1/PRT。
由于杂波以及地面慢速目标存在一定的多普勒频谱分量，抑制杂波时 会在低频段形成凹口，导致多普勒域出现遮挡。为了降低频率遮挡对目标 检测的影响，PRF需要大于4倍环境杂波速度谱宽度fc，即
Figure BDA0002340497750000072
其中C为光速，此时PRT对应为最大值Tmax。
脉冲发射以及近处强杂波会造成部分距离单元无法检测目标，在时域 会形成距离遮挡，同时为了保证发射机长时间稳定工作，要求发射脉冲占 空比存在上限值λ。因此当脉冲宽度τ确定的条件下，PRT下限值为τ/λ， 即PRF的上限值λ/τ。
要求雷达发射波形脉冲重复周期包含整数个采样点，即整数个距离单 元。脉冲重复周期长度用距离单元的个数d来表示，则PRT长度范围 Ω＝{dmin≤d≤dmax}。
距离单元对应时长确定后，将PRF取值范围的上下限用距离单元的个 数表示。假定脉冲宽度为20us，占空比上限为40％，PRT的下限为50us， PRF上限为杂波速度范围-30m/s～30m/s，距离单元时长0.2us，工作频率 为f＝8GHz，要求每个PRT中均包含整数个距离单元，则PRT及PRF可选 值如表2所示。
表2 PRF取值范围
Figure BDA0002340497750000081
从上表可以看出，五重频MPRF波形中每个PRF可选值有531种，选 择方式共有4.142×1013种，其中重频数根据系统需求可设计成3、5、8重 频，本实施例中选取了常用的5重频。
在上述实施例计算码元数目及相位的过程包括：码元数目由脉冲宽度 和码元宽度决定，脉冲宽度τ＝(τmin,λTmax)，码元数目取值范围可表示为
Figure BDA0002340497750000082
其中τo为单个码元宽度τo＝1/B；Tmax为PRT上限。
编码方式通常有二相和四相两类，假定采用四相编码方式，相位序列为
Figure BDA0002340497750000083
假定PRT上限为156us，占空比为40％，脉冲宽度上限为62.4us。根 据雷达方程计算脉宽下限为20us。码元时长0.2us，每个码元采用四相编 码方式，则五组码元序列可选值如表所示。
表3 PRF取值范围
Figure BDA0002340497750000084
从上表可以看出，五重频MPRF波形码元数可取值有213种，每个码 元相位可取值为4，选择方式共有
Figure BDA0002340497750000085
种。
在上述实施例的基础上，本实施例通过建立重复频率组优化设计目标 函数。中重脉冲多普勒正交相位编码波形优化设计的目的是在约束条件内， 选择可探测区域最大、自相关函数旁瓣/互相关函数峰值最小的一组中重PRF四相编码序列。因此将距离/速度可探测区域最大(也即是距离单元/ 速度通道盲区总数最小)和自相关函数旁瓣/互相关函数峰值最小作为波形 优化的目标函数。
假设雷达包含N组正交编码波形，对应N个重频和相位编码序列。每 组重频对应的距离单元个数为K(i)，i＝1,…,N，对应的速度通道个数为Lv(i)， 最大探测距离Rmax对应的距离单元个数为K，最大测量多普勒频率fmax对 应的速度通道个数为Lv，发射脉冲包含的码元数为Kr，杂波占据的速度通 道数为Lc，按照上述参数画出雷达各组重频的距离-速度遮挡图fi(k,l)和所 有重频的距离-速度遮挡图f(k,l)。
gi(k)为第i组重频对应的第k个距离单元的可见度，为1代表该距离 单元遮挡，为0代表不遮挡。ei(l)为第i组重频对应的第l个速度通道的遮 挡程度，定义与gi(k)类似。fi(k,l)为第i组重频探测时距离单元k和速度单 元l的联合遮挡度，f(k,l)为所有重频联合探测时的距离-速度遮挡度，当可 见的重频数之和等于N时，该距离单元遮挡度为1，反之不遮挡。
中重脉冲多普勒正交相位编码波形优化的目的之一是合理选择每一个 重频PRF值和码元序列长度，使得在雷达整个距离-多普勒探测范围内发 射脉冲和杂波对目标的遮挡最小，也就是使目标可见度最大。该问题可以 用数学描述为带约束的非线性优化，即公式(2)所示：
Figure BDA0002340497750000101
假定N个正交波形内(对应N组重频)包含的四相码码元个数均为 Kr，波形集合可表示为
Figure BDA0002340497750000102
其中，sn(t)为第n个正交波形表达式；τ0为子码时间宽度；φn(k)为第n 个正交波形内第k个子码的初始相位，xk(t)函数为任意时间的码元，x和 y为任意自然数，取值为(0,2π)。
对于正交波形集
Figure BDA0002340497750000103
其波形数为N，码元个数为Kr，相位编码方式为 M，则
Figure BDA0002340497750000104
内所有码元的相位值可以用下述矩阵表示
Figure BDA0002340497750000105
其中,
Figure BDA0002340497750000106
对于四相编码信号来说，
Figure BDA0002340497750000111
正交波形集
Figure BDA0002340497750000112
内各信号sn(t)的自相关函数和互相关函数计算方式如下。
Figure BDA0002340497750000113
Figure BDA0002340497750000114
其中k、l为变量，表示信号的序号。
正交相位编码波形优化准则是使波形自相关函数的旁瓣和互相关函数的 峰值最小，可采用如下方式表示。
Figure BDA0002340497750000115
综合上述分析结果，可得中重正交相位编码波形优化目标函数，公式 如下
Figure BDA0002340497750000116
其中，λ1,λ2,λ3为目标函数加权系数，改变权系数大小可以调整所设计 波形的期望性能。
在上述实施例获取脉冲重复周期和正交码元序列基因编码方式包括： 码元相位编码结果对应染色体中的基因片段1，重频数N等于片段1中的 基因个数，每个基因长度等于一组码元长度L，可用于表示一组相位编码 序列的相位值。
首先根据码元数目上下限范围
Figure BDA0002340497750000121
随机选定码元长度，然后 为N组序列内的每个码元随机分配初始相位值。M相编码信号相位集为
Figure BDA0002340497750000122
按位置序号表示成十进制整数 为{1,2,...,M}。由于每个码元只能选取1～M中的一种相位值，所以可以直接 将各码元相位在相位集的位置序号作为对应基因的数值，该基因数值范围 是1～M。对矩阵
Figure BDA0002340497750000126
中所有码元相位进行编码之后可得到一组基因值 X＝[X1,X2,...,XN]T，该基因组即为一个对应N组正交相位编码波形的染色体 片段。对于种群内第d个个体中的相位编码策略染色体片段，可记为 Xd＝[Xd1,Xd2,...,XdN]T。
对上述编码方式举例进行说明：假定正交波形个数N＝3，每个波形内 码元长度L＝5，采用四相编码方式。基因编码
Figure BDA0002340497750000123
对应的四相编码波形如图1所示。
类似码元相位编码方式，PRT重频数等于染色体片段2中的基因个数。 码元长度确定后，则PRT的下限也随之确定，其取值范围用码元数可表示 为
Figure BDA0002340497750000124
PRT每个可选值在取值范围内的序号可表示为集合
Figure BDA0002340497750000125
然后对序号κ∈(1,κmax)进行二进制转换后即可得 到对应一个PRT值的基因yn，yn的位数应大于所能表示的序号数。对N 个重频进行编码之后可得到基因2的编码结果Y＝[y1,y2,...,yN]T。该基因 组即为一个对应一种特定干扰样式选取策略的染色体片段。对于第d个个 体中的干扰对象分配策略染色体片段，可记为Yd＝[yd1,yd2,...,ydN]T。
对上述编码方式举例进行说明：假定重频数量为3，按照系统指标要 求计算出PRT时长对应的码元数范围为35～332，序号为1～298。基因二 进制位数10，编码b1b2b3＝{001111000，011001010，100000111}，转换为十进制 编码为b1＝120，b2＝202，b3＝263，即意味着重频1包含的距离单元个数为 35+120-1＝154，时长PRT为77us，PRF为12.99kHz；重频2包含的距离 单元个数为35+202-1＝236，时长PRT为118us，PRF为8.47kHz；重频3 包含的距离单元个数为35+263-1＝297，时长PRT为148.5us，PRF为 6.73kHz。
在上述实施例中，通过遗传算法求解波形优化目标函数的过程包括：
利用遗传算法求解最优的波形重频组时，首先要确定算法参数值及遗 传算子操作方式，算法参数包括：种群数量和适应度，遗传算子包括：选 择、交叉和变异。
每个染色体包含N组重频的参数值，即对应一种PD波形的选择方式。 初始种群应当包含的染色体数量为20～100。
适应度值作为评价染色体优劣的标准，决定了父代基因遗传到子代的概 率。染色体的选择、交叉、变异运算均是在适应度值的基础上进行的，选择 中重正交相位编码波形优化目标函数作为对应染色体的适应度值。
选择操作使用基于概率选择方式和确定方式，确保适应度比平均适应 度大的个体一定能保留到下一代，降低选择误差。
交叉操作使用单断点交叉法：染色体随机配对后，随机设置一个交叉 点位置d，d表示交叉点设置在该基因座之后，再相互交换配对染色体之间 的部分基因。
变异操作采用基本位变异、均匀变异、边界变异和非均匀变异算子。 在使用均匀变异、边界变异和非均匀变异算子的时候,最后要附加上取整 运算。计算重频组时，优先选择非均匀变异算子,按公式(12)进行：
Figure BDA0002340497750000141
式中xi为个体x中的一个变异点，该处的基因取值范围为[ai,bi]；r3 为第一随机数；Δ(t,y)表示[0,y]范围内符合非均匀分布的一个随机数，Δ(t, y)＝y×r×(1-t/T)b。其中，其中r是[0,1]中的第二随机数；T是最大进化代数； b是一个给定的参数。最后，对新个体xi’实施取整操作。
利用遗传算法对多脉冲重复频率进行优化求解的具体步骤依次如下：
设置代计数器gen＝1；
编码：确定码元相位和PRT的编码方式后，分别随机产生N组码元相 位对应的基因片段Xd＝[Xd1,Xd2,...,XdN]T和PRT时长对应的基因片段 Yd＝[yd1,yd2,...,ydN]T。
产生初始种群：随机产生J个二进制编码的染色体，作为波形选择策 略初始种群，记为{B1,B2,...,BJ}。J为种群大小，一般在20～100之间取值；
遗传算子运算：直接取目标函数为适应度FIT(Bi)，然后执行染色体的 选择、交叉与变异运算。选择操作使用基于概率选择方法和确定方式的选 择方法，确保适应度比平均适应度大的个体一定能保留到下一代，降低选 择误差。交叉操作使用单断点交叉法，变异操作使用允许范围内的随机值， 其中交叉、变异概率根据群体适应度的集中程度自适应的进行改变；
译码，判断最优解：根据编码规则解译后得到基因bm对应的重频参数。
将译码得到的J个染色体代入目标函数，求解目标函数值 F(si),i＝1～J。取目标函数为适应度值，当连续若干代的目标函数值没有 增加时，则认为使得F(s*)＝Fmax的s*即为所求最优重频组，算法结束； 当若干代以内的目标函数值有增加现象时，继续进行遗传算子运算；
判断gen，当gen<终止步数，则gen＝gen+1，重新返回进行遗传算子 运算；当gen＝终止步数，则终止运算。
按照上述方法，给定雷达系统参数，仿真计算五重频MPRF波形的最 优重频组和正交编码序列，并计算雷达距离-速度遮挡区域。
表4波形设计仿真参数
Figure BDA0002340497750000151
雷达相参处理积累点数为16，波形脉冲宽度取值22us。脉冲发射完毕 后的保护时长为5us。脉冲重复周期内前遮挡时长下限值27us，后遮挡时 长下限值16us。
PRT取值上限为156us，PRT取值范围{τ/0.4,156us}。脉冲宽度取值上限 对应为62.4us，取值范围τ＝{22us,62.4us}，码元长度取值范围{110,312}。
设定遗传算法的初始种群为50个，进化代数200次。根据遗传算法的 流程计算得到五重频的最优PRF和四相编码序列。图2为目标函数值的优 化过程，图3为可见区域优化过程，图4和图5分别为四相编码自相关函 数旁瓣和互相关函数峰值优化过程。可以看出，经过若干代优化目标函数 值收敛到最优值。
利用遗传算法得到五重频正交四相编码序列的最优解后，计算重频组 在距离0～150km，速度0～1000m/s范围内的遮挡情况，同时计算各编码 序列的自相关函数和互相关函数。
五重频在探测范围内所有距离单元-速度通道二维区域中可实现目标 探测的重频数，由于正交波形不存在距离模糊，当任一重频数在该区域无 遮挡，那么该区域即能被探测，否则为探测盲区。图7中白色区域为雷达 可探测区域，黑色部分为探测盲区，盲区范围较小，占总面积的2％，且 分布零散，不会对目标航迹产生持续性的遮蔽影响。
在上述实施例的基础上，图8为优化得到的五组正交四相编码序列自 相关函数，主旁瓣比约为-19dB～-21dB之间；图9为五组正交四相编码序 列之间的互相关函数，峰值归一化幅度约为-17dB～-20dB之间。
至此，实现了中重脉冲多普勒正交多相编码波形设计。
本方法适用于中重脉冲多普勒正交多相编码波形设计，采用中重脉冲 多普勒正交相位编码工作波形，与低重脉冲波形相比，具有较好的杂波抑 制性能，同时不会产生距离模糊问题。中重脉冲多普勒正交多相编码波形 设计问题是多组脉冲重复频率和正交多相码元序列优化选择的过程，可以 看作在解空间内寻找多个变量最优值的问题。如果按照穷举法在解空间内 搜索脉冲重复频率值和码元序列，计算量非常大，往往得不到可用解，有 效方法是设计优化目标函数和约束条件，采用智能优化算法计算最优解。
读者应理解，在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一 些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结 合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的 至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必 针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不 相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施 例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实 施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在 本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims (10)

1.一种正交多相编码波形获取方法，其特征在于：包括，
S1，确定脉冲宽度τ、脉冲相参积累个数I、码元数目Kr、码元相位选择值和脉冲重复周期PRT，建立脉冲重复周期组；
或，确定脉冲宽度τ、脉冲相参积累个数I、码元数目Kr、码元相位的选择值和脉冲重复频率PRF范围，建立脉冲重复频率组；
S2，根据所述脉冲重复周期组/所述脉冲重复频率组，将雷达距离-速度遮挡区域最小化函数、波形归一化自相关旁瓣峰值最小化函数和互相关峰值最小化函数的加权和作为目标函数；
S3，求解所述目标函数，得到正交多相编码波形。
2.根据权利要求1所述的一种正交多相编码波形获取方法，其特征在于：在所述S2中，所述雷达距离-速度遮挡区域最小化函数minE1为
Figure FDA0003297276300000011
其中，N为重频数，k表示第k个距离单元，i表示第i组重频，x和y为任意自然数，l代表第l个速度通道，距离单元个数为K(i)，i＝1,…,N，速度通道个数为Lv(i)，Rmax为最大探测距离，Kr为发射脉冲包含的码元数，Lc为杂波占据的速度通道数；gi(k)为第i组重频对应的第k个距离单元的可见度，为1代表所述距离单元遮挡，为0代表不遮挡；ei(l)为第i组重频对应的第l个速度通道的遮挡程度，所述ei(l)为1代表该距离单元遮挡，为0代表不遮挡；fi(k,l)为第i组重频探测时距离单元k和速度单元l的遮挡度；f(k,l)为所有重频联合探测时的距离-速度遮挡度，当可见的重频数之和等于N时，所述遮挡度为1，否则不遮挡。
3.根据权利要求2所述的一种正交多相编码波形获取方法，其特征在于：所述波形归一化自相关旁瓣峰值最小化函数为
Figure FDA0003297276300000021
Figure FDA0003297276300000022
所述互相关峰值最小化函数为
Figure FDA0003297276300000023
Figure FDA0003297276300000024
在所述S2中，所述目标函数为
Figure FDA0003297276300000025
其中，τ0为子码时间宽度；φn(k)为第n个正交波形内第k个子码的初始相位，取值为(0,2π)，Kr为发射脉冲包含的码元数，λ1,λ2,λ3为目标函数加权系数。
4.根据权利要求3所述的一种正交多相编码波形获取方法，其特征在于：所述S3求解的过程包括，
采取获取的正交码元序列基因编码方式，通过遗传算法求解所述目标函数。
5.根据权利要求4述的一种正交多相编码波形获取方法，其特征在于：所述获取的正交码元序列基因编码方式过程包括：
S311，根据码元长度范围
Figure FDA0003297276300000031
随机选定码元长度；
S312，按照所述码元长度选择相应的码元，为选择的每个码元随机分配所述码元相位选择值；
S313，根据所述选择的相应码元的码元相位数列中，码元相位的位置序号作为所述对应基因的数值；
其中，Tmax为PRT上限；λ为脉冲占空比的上限值；τmin为脉冲宽度。
6.根据权利要求4或5所述的一种正交多相编码波形获取方法，其特征在于：在所述S3中通过所述遗传算法求解所述目标函数的过程包括，
确定所述遗传算法中的种群数量和适应度的算法参数，确定选择运算、交叉运算和变异运算中的一种作为遗传算子操作方式。
7.根据权利要求6所述的一种正交多相编码波形获取方法，其特征在于：在所述遗传算法中，将所述目标函数作为对应染色体的适应度值。
8.根据权利要求7所述的一种正交多相编码波形获取方法，其特征在于：在所述遗传算法中，执行以下步骤：
所述选择运算使用基于概率选择方式和确定方式，所述适应度值高于平均适应度的个体保留到下一代；
所述交叉运算使用单断点交叉法，在染色体随机配对后，随机设置一个交叉点位置d，d表示交叉点设置在该基因座之后，再相互交换配对染色体之间的部分基因；
所述变异运算采用基本位变异算子、均匀变异算子、边界变异算子和非均匀变异算子；
在使用所述均匀变异、所述边界变异算子和所述非均匀变异算子后再进行取整运算。
9.根据权利要求8所述的一种正交多相编码波形获取方法，其特征在于：在所述遗传算法中，还包括，
选择所述非均匀变异算子，按公式
Figure FDA0003297276300000041
进行计算，
其中xi为个体x中的一个变异点，所述变异点的基因取值范围为[ai,bi]；r3为第一随机数；Δ(t,y)表示[0,y]范围内符合非均匀分布的一个随机数；
所述随机数通过公式Δ(t,y)＝y×r×(1-t/T)b得出，其中r是[0,1]中的第二随机数；T是最大进化代数；b是一个给定的参数；
并对新个体x′i进行取整操作。
10.一种电子设备，其特征在于：包含权利要求1-9中任一项所述的正交多相编码波形获取方法。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112346019B (zh) * 2020-09-11 2023-05-16 中国人民解放军国防科技大学 噪声雷达脉冲波形和低旁瓣脉冲压缩相参积累处理方法
CN112986989B (zh) * 2021-02-01 2023-02-24 西安电子科技大学 基于遗传算法的正交相位编码信号抑制距离模糊的方法
CN112965034B (zh) * 2021-04-13 2023-11-17 哈尔滨工业大学 一种改善天波雷达慢时间相位编码信号多普勒容限的方法
CN113791405B (zh) * 2021-09-15 2024-05-07 电子科技大学长三角研究院(衢州) 一种基于正交二相编码信号的雷达解模糊及遮挡的方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101702017A (zh) * 2009-11-30 2010-05-05 中国人民解放军空军雷达学院 一种多输入多输出雷达波形设计与处理方法
CN104376363A (zh) * 2014-11-17 2015-02-25 电子科技大学 一种基于改进的免疫遗传算法的多相正交码生成方法
EP3128344A1 (en) * 2015-08-05 2017-02-08 Airbus DS Electronics and Border Security GmbH Method for suppressing windmill returns and rain clutter in a ground based pulse doppler radar
CN106597386A (zh) * 2016-08-01 2017-04-26 哈尔滨工业大学（威海） 一种离散频率调频斜率的正交编码波形及其设计方法
WO2018098234A1 (en) * 2016-11-22 2018-05-31 Massachusetts Institute Of Technology System and technique for mitigation of clutter in radar
CN109946656A (zh) * 2019-03-18 2019-06-28 西安电子科技大学 基于改进侦察模型的mimo雷达盲源分离技术研究
CN109991577A (zh) * 2019-04-15 2019-07-09 西安电子科技大学 基于fda-ofdm的低截获发射信号设计方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101702017A (zh) * 2009-11-30 2010-05-05 中国人民解放军空军雷达学院 一种多输入多输出雷达波形设计与处理方法
CN104376363A (zh) * 2014-11-17 2015-02-25 电子科技大学 一种基于改进的免疫遗传算法的多相正交码生成方法
EP3128344A1 (en) * 2015-08-05 2017-02-08 Airbus DS Electronics and Border Security GmbH Method for suppressing windmill returns and rain clutter in a ground based pulse doppler radar
CN106597386A (zh) * 2016-08-01 2017-04-26 哈尔滨工业大学（威海） 一种离散频率调频斜率的正交编码波形及其设计方法
WO2018098234A1 (en) * 2016-11-22 2018-05-31 Massachusetts Institute Of Technology System and technique for mitigation of clutter in radar
CN109946656A (zh) * 2019-03-18 2019-06-28 西安电子科技大学 基于改进侦察模型的mimo雷达盲源分离技术研究
CN109991577A (zh) * 2019-04-15 2019-07-09 西安电子科技大学 基于fda-ofdm的低截获发射信号设计方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Orthogonal Complementary Codes with Doppler offset for MIMO Radar Waveforms;Hidekuni Yomo等;《IEEE》;20151231;全文 *
机载预警雷达MPRF优化方法研究;马杰等;《空军预警学院学报》;20181031;第32卷(第5期);全文 *

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