CN101675592A - 改进a/d转换器和接收机的性能 - Google Patents

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Abstract

一种三角积分A/D转换器包括：用以连接在反馈环路的形式从A/D转换器的输出至A/D转换器的输入的反馈环路中的混频模式梳状滤波器来实现的D/A转换器。D/A转换器被配置成对反馈信号进行预失真。转换器还包括在A/D转换器的输入处的模拟滤波器。模拟滤波器被配置成消除反馈信号的预失真。

Description

改进A/D转换器和接收机的性能
技术领域
本发明涉及使用三角积分调制器实现的A/D转换器，和接收机，以及使用这样的A/D转换器的设备。
背景技术
通常，无线电收发机在存干扰的环境中操作。除了所需信号外，噪声和不期望的信号源引起干扰。例如，无线电收发机可以接收在所需信号范围外的强力的不期望的信号。在收发机的接收机路径中，必须较早地从接收信号中滤波掉这些所谓的阻断(blocker)信号。优选地，应该在模数转换前从接收信号中滤波掉阻断信号，以防止互调失真和混淆(aliasing)。
连续时间三角积分(delta-sigma)或Δ∑调制器可以用作接收机的A/D转换器。Δ∑调制器的使用放松了抗混淆滤波的需求，但是即使使用了这样的调制器，强的带外信号仍可能导致调制器不稳定或者至少产生失真。
K.Phillips等人的文献″A continuous-timeΔ∑modulator withincreased immunity to interferers″(IEEE J.of Solid-State Circuits，第39卷，2004年12月)公开了一种已知的对抗阻断信号的防范措施。在该解决方案中，用模拟滤波器对Δ∑调制器的反馈信号进行预失真。在图1中示出了这个方法。Δ∑调制器包括前向路径100、比较器102、和反馈环路104，反馈环路104包括D/A转换器106和模拟高通滤波器108。不幸的是，由于为了在A/D转换器之前节省预滤波器中的一个滤波器级，必须将两个滤波器级添加到A/D转换器，所以这个方法并不会降低电路复杂性。此外，D/A转换器输出的高通滤波毫无疑问需要具有比调制器中的其他运算放大器更高的转换速率的运算放大器，因而进一步增大了功耗。
发明内容
本发明的目的在于提供一种改进的A/D转换器。根据本发明的一个方面，提供了一种三角积分A/D转换器，包括：D/A转换器，用连接在从A/D转换器的输出至A/D转换器的输入的反馈环路中的混频模式梳状滤波器来实现，所述D/A转换器被配置成对反馈信号进行预失真；以及在A/D转换器的输入处的模拟滤波器，所述模拟滤波器被配置成消除反馈信号的预失真。
根据本发明的另一个方面，提供了一种用于提高三角积分A/D转换器的性能的方法，包括：用以混频模式梳状滤波器实现的D/A转换器来对三角积分A/D转换器的反馈环路的信号进行预失真；以及消除预失真并且用在A/D转换器的输入处的模拟滤波器来对A/D转换器的输入信号进行滤波。
根据本发明的另一个方面，提供了一种设备，具有模拟信号作为输入以及一个或多个数字1位或多位信号作为输出，其包括：串联连接的第一电路和第二电路；第一电路包括：跨导放大器，以及串联连接的切换布置和阻抗电路，第一电路的输入为模拟信号；第二电路包括：跨导放大器，以及串联连接的切换布置，第二电路的输入是第一电路的跨导放大器的输出信号；两个三角积分A/D转换器具有至少两个积分器级，并且连接至第二电路的切换布置；以及两个反馈混频模式D/A转换器，其输入连接至三角积分A/D转换器的输出以及第一电路的切换布置与阻抗电路之间的输出；第一电路的切换布置被配置成将第一电路的阻抗电路的阻抗从基带切换到本地振荡器频率，第二电路被配置成执行从本地振荡器频率到基带的正交下混频，以及第一电路的切换布置和阻抗电路被配置成将来自两个反馈混频模式D/A转换器的信号上转换至本地振荡器频率。
本发明提供了几个优点。例如，通过在放松信道滤波需求的同时放松运算放大器的规范以及提高对时钟抖动的灵敏度，所提出的三角积分调制器的基带实现方式可以使用多位连续时间三角积分调制器来增强现有无线电接收机的实施。它甚至有可能通过使用固有的线性1位或1.5位A/D和D/A转换器以省略多位反馈和动态元件匹配逻辑。
附图说明
以下，将参考实施例和附图更加详细地描述本发明，其中：
图1示出了用三角积分调制器实现的现有技术的A/D转换器的示例；
图2A、图2B和图2C示出了可以应用本发明的实施例的接收机的示例；
图2D示出了三角积分调制器的示例；
图3A和图3B示出了梳状滤波器和积分器电路的示例；
图4示出了梳状滤波器的仿真传递函数；
图5示出了一个实施例的滤波布置；
图6示出了图5的布置的频率响应示例；
图7示出了典型三角积分调制器的信号和噪声传递函数和嵌入的滤波器传递函数；
图8示出了使用梳状滤波器D/A转换器和嵌入的滤波器的二阶连续时间三角积分调制器的示例；
图9示出了三角积分调制器的另一个示例；
图10示出了图9的调制器的仿真输出频谱；
图11A示出了阻抗传递电路的示例；
图11B示出了本发明的一个实施例；
图11C示出了阻抗传递电路的切换布置的切换序列；
图12是示出了本发明的一个实施例的流程图；以及
图13A、图13B和图13C示出了D/A转换器的示例。
具体实施方式
参考图2A，研究可以应用本发明实施例的接收机的示例。图2A的接收机包括接收信号的天线200。天线200连接至被配置成从接收信号中对不需要的频率进行过滤的滤波器202。将滤波后的信号送至被配置成对信号进行放大的低噪声放大器204。将放大后的信号送至被配置成将放大后的模拟信号转换成数字形式的三角积分调制器206。在三角积分调制器的输出处，接收信号是数字形式。在此示例中，数字信号被分成相同相位和正交相位分量。
图2A的接收机是直接转换接收机(也称为零IF接收机)，其中，在三角积分调制器的输入处的信号是RF信号。图2B示出了可以应用本发明实施例的接收机的另一个示例。接收机包括被配置成接收射频信号的天线210。天线210连接至被配置成从接收信号中对不需要的频率进行过滤的滤波器212。将滤波后的信号送至被配置成对信号进行放大的低噪声放大器214。在混频器216中使用本地振荡器信号LO将放大后的信号向下转换成中频(IF)。可以在滤波器218中对IF信号进行滤波。模数转换器(ADC)220在滤波器218之后。数字信号被分成相同相位和正交相位分量。
图2C示出了可以应用本发明实施例的接收机的又一个示例。接收机包括被配置成接收射频信号的天线230。天线230连接至被配置成从接收信号中对不需要的频率进行过滤的滤波器232。将滤波后的信号送至被配置成对信号进行放大的低噪声放大器234。在此实施例中，模拟信号在低噪声放大器234之后被分成相同相位和正交相位分量。除了这两个相位分量都被单独处理之外，信号的进一步处理与图2B的示例类似。因而，接收机包括混频器236A、236B、滤波器238A、238B以及模数转换器240A和240B。
本发明的实施例可以应用于用三角积分调制器实现的A/D转换器和使用这样的A/D转换器的设备。
通常，三角积分转换器是能够进行噪声整形的过采样模数转换器。三角积分调制器被广泛用在无线电接收机基带模拟信号处理中。二阶连续时间三角积分调制器的典型示例在图2D中呈现。调制器包括两个积分器250和252、N位A/D转换器254、处于第一反馈环路中的第一D/A转换器256和处于第二反馈环路中的第二D/A转换器258。反馈D/A转换器256、258作为多位电流输出转换器而被实现。
基于三角积分原理的A/D转换器的数字后滤波通常由梳状滤波器和积分器构成，如图3A所示。该图示出了由串联连接的梳状滤波器300和无损耗积分器302实现的滤波布置。梳状滤波器300的传递函数是在fs/4的倍数处导致波谷的1-z-4，其中，fs是采样频率，因而使其成为用于将信号抽取到比采样频率低四倍的理想滤波函数。然而，在梳状滤波器传递函数中在零频率处还存在零并且因此需要无损耗积分器级302去除这个零，得到传递函数(1-z-4)/(1-z-1)。通常，在抽取滤波器中，需要几个级联的滤波器级来防止抽取中的任何混淆。
以上所描述的原则还可以用于通过用D/A转换器和模拟积分器取代数字积分器来在D/A转换器中重新构造滤波目的。然而，无损耗模拟积分器在高频率应用中尤其难以实现。梳状滤波器300实际上是无损耗微分器电路，并且，通过用有损耗微分器电路来取代它，积分器电路还可以实现为有损耗积分器，即，导致图3B中的混频模式实现的无源RC网络。图3B的滤波布置包括梳状滤波器304和RC电路312。梳状滤波器由两个电流输出D/A转换器306、308和延迟元件310来实现。在图3B的解决方案中，D/A转换后的信号在延迟元件310中被延迟了k个采样并且被从未延迟的D/A转换信号中减去。
图4示出了图3B的梳状滤波器304、RC电路312和总滤波布置的仿真传递函数。信号采样频率假定为1GHz，而(延迟元件310的)梳状滤波器延迟为4ns(k＝4)。此外，在仿真中使用三组D/A电流权重。在这个示例中，ia表示转换器306的电流而ib表示转换器308的电流。表1总结了在仿真中所使用的电流和参数。
ia ib   RC时间常数   RC滤波器f-3dB/fs   总f-3dB/fs
  2   1   5.7ns   0.0279   0.114
  4   3   14ns   0.0113   0.111
  10   9   38ns   0.00418   0.110
表1
在图4中，x轴示出了以MHz为单位的频率，以及y轴是以dB为单位的振幅。曲线400表示梳状滤波器304的频率响应，曲线402是RC滤波器的频率响应，而曲线404是滤波布置的总频率响应。
图4示出了可以将RC滤波器的拐角频率置于明显低于信号带宽的频率处。同样，由于通过图3B的滤波布置执行的数字预加重(pre-emphasis)在低频率处非常适合，所以RC电路的时间常数的变化对总频率响应并没有显著影响。应注意，RC电路可以被具有合适响应的另一个模拟滤波器取代。
可以通过将平均FIR滤波器添加到梳状滤波器上来进一步平滑滤波布置的输出波形。图5示出了这个实施例的滤波布置500。在这个实施例中，混频模式梳状滤波器的每个D/A转换器由构成两个四抽头平均FIR滤波器502、504的四个D/A转换器所取代。开头四个D/A转换器502具有相等的输出电流电平ia，并且同样，接下来四个转换器504具有相等的电流电平ib。这两组D/A转换器的电流电平以与梳状滤波器相同的方式被加权，这得到图6所示的频率响应。在图6中，滤波布置500的总频率响应被标为600以及RC滤波器的频率响应被标为602。在实施例中，第一个四抽头平均FIR滤波器的四个电流输出D/A转换器和第二个四抽头平均FIR滤波器的四个电流输出D/A转换器具有不等的电流输出电平以及相反的电流方向。
应注意，在FIR滤波器中的D/A转换器的数量并不限于四个。
如已陈述，在无线电接收机中，不期望的阻断信号必须被尽可能地滤除并且因此相对复杂的低通滤波器必须被添加到可以用三角积分调制器来实现的前端A/D转换器之前。当代替切换电容器三角积分调制器而使用连续时间三角积分调制器时，因为调制器的整个积分器链在量化之前执行低通滤波，所以可以放松抗混淆滤波。
图7示出了典型三角积分调制器的信号和噪声传递函数。信号传递函数700是低通传递函数，而噪声传递函数702是高通函数。然而，所需信号频带的上拐角(图8中的f0)与调制器的信号传递函数拐角频率fm之间存在很宽的空隙，使得宽范围的未衰减的阻断信号可以进入调制器中，从而产生失真或者甚至致使调制器不稳定。曲线704示出了图3B和图5的滤波布置的RC滤波器的典型传递函数。在图7的示例中，采样频率被标为fs。
在本发明的实施例中，三角积分调制器的外反馈D/A转换器(图2D中的转换器258)被图3B的混频模式梳状滤波器滤波布置取代。图8示出了这个实施例的A/D转换器的示例。
图8的调制器是二阶连续时间三角积分调制器。该调制器包括在第一反馈环路中的两个积分器800和802、N位A/D转换器804、以及多位电流输出D/A转换器806。在第二个外反馈环路中，调制器包括：混合模式梳状滤波器808，其包括两个电流输出D/A转换器810、812以及延迟元件814。此外，RC电路816被添加到调制器输入。如果将这个实施例与图2的调制器进行比较，可注意到，在调制器的输入处的电阻器值被分成两个相等的二等分，添加了电容器并且混频模式梳状滤波器808连接至所创建的节点。
具有适合的梳状滤波器延迟，k＝2...4，梳状滤波器808和附加的RC电路816并不影响三角积分调制器的稳定性。添加到信号路径上的RC电路有效改进了调制器的抗混淆滤波能力，而不会使在所需输入信号范围内的频率响应失真，如图7所述。同样，调制器对高频阻断信号不太敏感，从而放松了基带信道滤波器规定。
使用调制器输入中的这个衍生的D/A转换器808并不会增加第一积分器800的运算放大器的转换速率需求，这是因为在输入中添加了无源RC电路816。事实上，混频模式滤波函数实际上放松了第一积分器的运算放大器的转换速率需求。
这个技术的小缺陷在于梳状滤波器D/A转换器的电流消耗增加。例如，具有梳状滤波器系数4和-3，所提出的D/A转换器的电流消耗是现有技术D/A转换器的7倍，并且由于在调制器处的无源极的实施使反馈信号衰减了6dB，所以电流消耗进一步被加倍。
然而，在反馈环路中的D/A转换器通常并不会支配调制器的电流消耗，尤其是当调制器阶高于二时。在一个实施例中，梳状滤波器808被图5中所示的平均梳状滤波器所取代。添加对梳状滤波器D/A转换器求平均只增加了三个数字域单元延迟的电流消耗，即，在1位情况下的三个D触发器。求平均额外地放松了对调制器的时钟抖动以及第一积分器的运算放大器的第一运算放大器转换速率的需求，这有助于节省了系统级的电流。此外，放松的信道滤波需求节省了电流并且有助于将接收机噪声图最小化。
图9示出了图5的平均混频模式梳状滤波器在反馈环路中用作D/A转换器的情况下的三角积分A/D转换器的示例。图9的解决方案是四阶连续时间1位三角积分调制器。图9的设备包括四个积分器900、902、904、906。该设备进一步包括在第一反馈环路中的比较器908和D/A转换器910。图5的平均梳状滤波器912处于第二反馈环路中。该设备进一步包括在设备的输入处的滤波器布置914。滤波器布置是无损耗积分器并且其对应于之前实施例的RC电路。
在以下示例中，调制器采样频率被假定为1GHz并且信号传递函数的-3dB拐角频率近似为20MHz。由于用四进行求平均以及4ns的梳状滤波器延迟，在输入处的附加滤波器布置914(RC滤波器)具有11.5MHz的-3dB拐角频率，而整个平均梳状滤波器的-3dB拐角频率是81.7MHz。由于平均梳状滤波器D/A转换器的带宽是调制器信号传递函数的带宽的四倍，所以调制器操作并不显著变化(尤其是在剩余的D/A转换器不变化时)并且最后的积分器级的反馈对于调制器的稳定性来说最重要。
图10示出了具有1000平均梳状滤波器D/A转换器912以及没有1002平均梳状滤波器D/A转换器912的图9的四阶调制器的仿真输出频谱。对于两次仿真而言，输入信号都是具有-6dBFS振幅的正弦曲线形的2MHz和30MHz信号。在信号路径中的附加RC滤波器914会使30MHz信号相对于2MHz信号衰减9dB，并且仿真清楚地验证了这个特性。
在一个实施例中，可以使用图11A的阻抗传递电路来设计三角积分A/D转换器。图11A的阻抗传递电路包括跨导放大器1100、以及串联连接的切换布置1102和阻抗电路1104。切换布置1102被配置成将积分器的阻抗电路1104的阻抗从基带切换到输入信号的频率。阻抗传递电路在切换布置和阻抗电路之间还包括基带输入和输出端口。
图11A中的跨导放大器1100包括微分输入(inp和inm)和微分输出(outp和outm)并且具有切换布置1102和作为负载的阻抗电路1104。阻抗传递电路充当从微分输入(inp和inm)到微分输出(outp和outm)的带通滤波器。此外，阻抗传递电路包括四个端口，bbip、bbim、bbqp和bbqm，充当输入和输出。因此，将微分同相电流信号送入节点bbip和bbim以及将微分正交电流信号送入节点bbqp和bbqm，对节点outp和outm处的微分电压输出信号进行正交频率上转换。而且，在上转换之前对该信号进行积分，导致更清楚的上转换信号。备选地，来自输入inp和inm的电压信号在跨导放大器中被转换成电流并且在基带输出bbip和bbim处被视为经过频率下转换和积分后的同相微分电压信号以及在基带输出bbqp和bbqm处被视为经过频率下转换和积分后的正交微分电压信号。
图11B示出了本发明的这个实施例。图11B示出了使用两个阻抗传递电路1106、1108的正交下转换三角积分调制器。电路包括与第一阻抗传递电路的电容器并联连接的电阻器1122和1124。该设备进一步包括对应地用于I和Q分支的第一积分器1110和1112以及第二积分器1114和1116。该设备包括反馈环路中的两个混频模式梳状滤波器1118、1120。
参考图2和图8，代替通过将输入电阻器二等分来重新排列第一积分器输入，通过将电容器添加到所创建的节点并且将修改后的D/A转换器输出移到这个节点，反馈信号可以首先被上转换到射频。可以用第一阻抗传递电路在射频来执行输入信号求和以及窄带RC滤波并且信号可以被下转换回到基带频率进入第一积分器1110、1112求和节点。
因而，与图8的三角积分调制器的解决方案相比，可以修改两个这样的调制器，以使得从第一积分器中移除输入电阻器和反馈D/A转换器。修改的反馈信号通过微分电流输出平均梳状滤波器D/A转换器1118、1120馈送给第一阻抗传递电路1106的电容器C1...C4。第一阻抗传递电路1106的切换序列(图11C中所述)使反馈信号被混频到达到第一传递阻抗电路1106的跨导放大器Gm1的输出的本地振荡器频率。第二阻抗传递电路1108将输入信号和反馈信号从本地振荡器频率混频回到基带。
图11B的解决方案由于第一阻抗传递电路的性能而在输入处不需要单独的RC电路。阻抗传递电路在基带中执行可与RC网络低通滤波相比的带通滤波。
图11C示出了阻抗传递电路和时钟信号(即，用于图11A中的同相分支的上转换信号loip和loim以及同样在正交路径loqp、loqm中的信号)的切换布置的切换序列。
图12是示出了本发明实施例的流程图。
在步骤1200中，三角积分A/D转换器在其输入接收模拟信号。A/D转换器包括反馈环路。
在步骤1202中，开始模拟信号到数字形式的转换。
在步骤1204中，用以混频模式梳状滤波器实现的D/A转换器来对三角积分A/D转换器的反馈环路信号的信号进行预失真。
在步骤1206中，消除预失真并且用在A/D转换器的输入处的模拟滤波器来滤波A/D转换器的输入信号。在一个实施例中，模拟滤波器用RC电路实现。在一个实施例中，混频模式梳状滤波器和模拟滤波器的传递函数在低于三角积分A/D转换器的信号传递函数的拐角频率的频率处彼此抵消。
在一个实施例中，混频模式梳状滤波器的电流输出D/A转换器被电压输出D/A转换器取代。图13A、图13B和图13C示出了可能的D/A转换器的示例。图13A示出了简单微分电流导引转换器。图13B示出了pus-pull微分电流导引转换器。图13C示出了微分阻抗D/A转换器。图13C的电压输出D/A转换器包括执行模拟求和的电阻器1300。当电压输出D/A转换器用在梳状滤波器中时，转换器的输出电压被反相。例如，这可以通过交叉连接微分输出来执行。同样，如本领域技术人员所知，还可以使用其他方法。
尽管以上已根据附图参考示例描述了本发明，但应该清楚本发明并不限于此，而是可以在附加权利要求的范围内以许多方式来进行修改。

Claims (19)

1.一种设备，包括：
数模转换器，用连接在从模数转换器的输出至所述模数转换器的输入的反馈环路中的混频模式梳状滤波器来实现，其中，所述数模转换器被配置成对反馈信号进行预失真；以及
在所述模数转换器的输入处的模拟滤波器，其中，所述模拟滤波器被配置成消除所述反馈信号的所述预失真。
2.根据权利要求1所述的设备，其中，所述混频模式梳状滤波器和所述模拟滤波器的传递函数在比所述模数转换器的信号传递函数的拐角频率低的频率处彼此抵消。
3.根据权利要求1所述的设备，其中，所述混频模式梳状滤波器包括第一电流输出数模转换器，其与延迟元件和第二电流输出数模转换器并联。
4.根据权利要求1所述的设备，其中，所述混频模式梳状滤波器包括：具有模拟求和的第一电压输出数模转换器，其与延迟元件和具有相反输出极性和模拟求和的第二电压输出数模转换器并联。
5.根据权利要求1所述的设备，其中，所述混频模式梳状滤波器包括：用于构造第一N抽头平均有限脉冲响应滤波器的、连接起来的N个具有模拟求和的数模转换器，该滤波器与延迟元件以及用于构造第二N抽头平均有限脉冲响应滤波器的、连接起来的N个具有模拟求和的数模转换器并联，其中，N是大于一的整数。
6.根据权利要求5所述的设备，其中，所述第一N抽头平均有限脉冲响应滤波器的所述N个数模转换器具有相等的电流输出电平并且所述第二N抽头平均有限脉冲响应滤波器的所述N个数模转换器具有相等的电流输出电平。
7.根据权利要求5所述的设备，其中，所述第一N抽头平均有限脉冲响应滤波器的所述N个电流输出数模转换器和所述第二N抽头平均有限脉冲响应滤波器的所述N个电流输出数模转换器具有不等的电流输出电平和相反的电流方向。
8.根据权利要求1所述的设备，其中，所述模拟滤波器是电阻器-电容器电路。
9.一种方法，包括：
以用混频模式梳状滤波器实现的数模转换器来对三角积分模数转换器的反馈环路的信号进行预失真；以及
消除预失真并且用在所述模数转换器的输入处的模拟滤波器来对所述模数转换器的输入信号进行滤波。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述混频模式梳状滤波器和所述模拟滤波器的传递函数在比所述三角积分模数转换器的信号传递函数的拐角频率低的频率处彼此抵消。
11.根据权利要求9所述的方法，进一步包括：
用第一电流输出数模转换器来对所述反馈环路的信号进行预失真，该第一电流输出数模转换器与延迟元件和第二电流输出数模转换器并联。
12.根据权利要求9所述的方法，进一步包括：
用具有模拟求和的第一电压输出数模转换器来对所述反馈环路的信号进行预失真，该第一电压输出数模转换器与延迟元件和具有相反的输出极性和模拟求和的第二电压输出数模转换器并联。
13.根据权利要求9所述的方法，进一步包括：
使用连接起来的N个电流输出数模转换器所构造的第一N抽头平均有限脉冲响应滤波器来对所述反馈环路的信号进行预失真，所述滤波器与延迟元件和连接起来的N个电流输出数模转换器所构造的第二N抽头平均有限脉冲响应滤波器并联，N是大于一的整数。
14.根据权利要求9所述的方法，进一步包括：
使用连接起来的N个具有模拟求和的电压输出数模转换器所构造的第一N抽头平均有限脉冲响应滤波器来对所述反馈环路的信号进行预失真，所述滤波器与延迟元件和连接起来的N个具有相反输出极性以及具有模拟求和的电压输出数模转换器所构造的第二N抽头平均有限脉冲响应滤波器并联，N是大于一的整数。
15.一种设备，包括：
数模转换器，用连接在从模数转换器的输出至所述模数转换器的输入的反馈环路中的混频模式梳状滤波器来实现，其中，所述数模转换器被配置成对反馈信号进行预失真；以及
在所述模数转换器的输入处的模拟滤波器，其中，所述模拟滤波器被配置成消除所述反馈信号的所述预失真。
16.一种设备，包括：
串联连接的第一电路和第二电路，其中
第一电路包括跨导放大器、以及串联连接的切换电路和阻抗电路，其中，所述第一电路的输入是模拟信号，以及
第二电路包括跨导放大器、以及串联连接的切换电路，其中，所述第二电路的输入是所述第一电路的所述跨导放大器的输出信号；
两个三角积分模数转换器，包括至少两个积分器级，连接至所述第二电路的所述切换电路；以及
两个反馈混频模式数模转换器，其输入连接至所述三角积分模数转换器的输出以及在所述第一电路的所述切换电路与所述阻抗电路之间的输出，其中
所述第一电路的所述切换电路被配置成将所述第一电路的所述阻抗电路的阻抗从基带切换到本地振荡器频率，
所述第二电路被配置成执行从所述本地振荡器频率到所述基带的正交向下混频，以及
所述第一电路的所述切换电路和所述阻抗电路被配置成将来自所述两个反馈混频模式数模转换器的信号上转换到所述本地振荡器频率。
17.一种设备，包括：
数模转换装置，用连接在从模数转换装置的输出至所述模数转换装置的输入的反馈环路中的混频模式梳状滤波器来实现，其中，所述数模转换装置用于对反馈信号进行预失真；以及
在所述模数转换装置的输入处的模拟滤波装置，其中，所述模拟滤波装置用于消除所述反馈信号的所述预失真。
18.一种设备，包括：
数模转换装置，用连接在从模数转换装置的输出至所述模数转换装置的输入的反馈环路中的混频模式梳状滤波器来实现，其中，所述数模转换装置用于对反馈信号进行预失真；以及
在所述模数转换装置的输入处的模拟滤波装置，其中，所述模拟滤波装置用于消除所述反馈信号的所述预失真。
19.一种设备，包括：
串联连接的第一电路装置和第二电路装置，其中
第一电路装置包括跨导放大装置、以及串联连接的切换装置和阻抗装置，其中，所述第一电路装置的输入是模拟信号，以及
第二电路装置包括跨导放大装置、以及串联连接的切换装置，其中，所述第二电路装置的输入是所述第一电路装置的所述跨导放大装置的输出信号；
两个三角积分模数转换装置，包括至少两个积分器级，连接至所述第二电路装置的所述切换装置；以及
两个反馈混频模式数模转换装置，其输入连接至所述三角积分模数转换装置的输出以及在所述第一电路装置的所述切换装置与所述阻抗装置之间的输出，其中
所述第一电路装置的所述切换装置被配置成将所述第一电路装置的所述阻抗装置的阻抗从基带切换到本地振荡器频率，
所述第二电路装置被配置成执行从所述本地振荡器频率到所述基带的正交下混频，以及
所述第一电路装置的所述切换装置和所述阻抗装置被配置成将来自所述两个反馈混频模式数模转换装置的信号上转换到所述本地振荡器频率。
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