CN101669273A - 开关电源装置以及一次侧控制电路 - Google Patents

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Abstract

在设置了可控脉冲模式的同步整流型DC－DC变换器中，做到使二次侧的电流不发生逆流。在具备电压变换用的变压器(20)、与该变压器的一次侧线圈连接的开关元件(SW1)以及进行其导通、截止控制的一次侧控制电路(30)、与二次侧线圈连接的同步整流用开关元件(SW2)以及进行其导通、截止控制的二次侧控制电路(40)，并设置了在负荷变轻时将一次侧的开关元件的控制信号截止的可控脉冲模式的同步整流型DC－DC变换器中，设置了这样的脉冲宽度保证电路(FF1)，亦即，在进入可控脉冲模式时以及从可控脉冲模式脱离时，使得对与一次侧线圈连接的开关元件进行导通、截止控制的控制信号的脉冲宽度不变成PWM脉冲本来的宽度以下。

Description

开关电源装置以及一次侧控制电路
技术领域
本发明涉及产生直流电源电压的开关电源装置以及使用变压器的绝缘型DC-DC变换器，尤其涉及有效应用于通过同步整流控制来进行二次侧电路中的整流的同步整流型DC-DC变换器的技术。
背景技术
作为使用变压器对输入直流电压进行变换来输出不同电位的直流电压的电路，存在绝缘型DC-DC变换器。另外，在绝缘型DC-DC变换器中，为了对从二次侧线圈流出的电流进行整流，有的使用二极管，有的使用开关元件。其中，使用二极管进行整流的变换器电路结构简单，但存在由于二极管的正向电压Vf和流过二极管的电流I而产生整流损失Vf·I的问题。
因此，已知有将二极管替换为导通电阻小的开关元件(MOSFET等晶体管)，通过同步控制来对该开关元件进行导通、截止控制，由此进行整流的同步整流型DC-DC变换器。
另外，在绝缘型DC-DC变换器中，提出了为了在负荷变轻时降低消耗功率而使控制一次侧的开关元件的控制电路的动作停止的发明(例如专利文献1)。在开关电源电路的轻负荷时，伴随开关元件的导通、截止动作的开关损失比较大。专利文献1的发明，在减小该开关损失的同时，还使生成其导通、截止控制信号的控制电路停止，由此进一步降低了消耗功率。
专利文献1：特开2002-233146号公报
发明内容
在轻负荷时使生成一次侧的开关元件的导通、截止控制信号的控制电路停止的专利文献1的发明，具有在控制电路停止过程中输出电压下降而想要再启动控制电路时，控制电路的启动滞后的问题。
另外，在通过二次侧的开关元件的导通、截止控制来进行整流的同步整流型DC-DC变换器中，一般检测二次侧线圈中流过的电流的上升来得到使开关元件导通的时刻，但已知在使一次侧的开关元件截止时，在一次侧线圈中会产生尖峰(spike)或振铃(ringing)，该尖峰或振铃被传递到二次侧线圈，成为噪声。为使二次侧的开关元件不由于该噪声而错误截止，而控制成一旦使二次侧的开关元件导通的信号上升，则在预定时间不下降。
本发明人对以下技术进行了研究：在通过二次侧的开关元件的导通、截止控制进行整流的同步整流型DC-DC变换器中，为了在负荷变轻时降低消耗功率，如图6所示，在一次侧的电路(PWM脉冲生成电路)中附加由比较器33和AND门G1构成的可控脉冲模式(burst mode)控制电路，将提供给二次侧的开关元件的PWM控制脉冲Vpwm强制截止(固定在低电平)。
图6的电路，当负荷变轻，来自二次侧的反馈电压VFB变得比Vref1高时，比较器33的输出Vcomp变为低电平，关闭AND门G1来切断PWM控制脉冲Vpwm，由此将G1的输出Vout固定在低电平。该电路在轻负荷时不使控制电路停止，因此在二次侧的电压下降而想要重新开始基于PWM输出Vout的一次侧开关元件的导通、截止控制时，通过打开门G1可以立刻使PWM控制脉冲Vpwm通过，因此PWM输出Vout的供给不会滞后。
但是，在图6所示的可控脉冲模式控制电路中，将一次侧的开关元件导通·截止的PWM输出Vout的脉冲宽度，在可控脉冲模式的开始、结束时如图7(c)中符号P1、P2所示，有时PWM输出Vout的脉冲宽度缩短。在专利文献1中记载的那样的二极管整流型的DC-DC变换器中，当二次侧线圈的电流减小时，整流用二极管自动截止，因此不会由于这样的脉冲宽度的减少而产生电流的逆流。
然而，在同步整流型DC-DC变换器中，如前所述，被控制成一旦使二次侧的开关元件导通的信号上升时，例如图7(e)所示，在预定时间T0的期间不下降。另外，在二次侧线圈中感生的电流的峰值与一次侧的PWM控制脉冲的脉冲宽度成比例，脉冲宽度越狭窄峰值越小。因此，在可控脉冲模式中，当一次侧PWM输出Vout的脉冲宽度如P1、P2那样变窄时，如图7(f)所示，显然有在二次侧的开关元件导通的期间在二次侧线圈中流过逆向电流Ir的问题。由此，也要考虑电路发生误动作的情况。
本发明是着眼于上述问题而作出的，其目的在于，在设置了可控脉冲模式的同步整流型DC-DC变换器中，使二次侧的电流不逆流。
本发明为了实现上述目的，提供一种同步整流型DC-DC变换器，其具备：电压变换用的变压器；与该变压器的一次侧线圈连接的开关元件以及进行其导通、截止控制的控制电路；与二次侧线圈连接的同步整流用开关元件以及进行其导通、截止控制的控制电路，并设置了在负荷变轻时将一次侧的开关元件的控制信号截止的可控脉冲模式，在该同步整流型DC-DC变换器中设置了脉冲宽度保证电路，该脉冲宽度保证电路在进入可控脉冲模式时以及从可控脉冲模式脱离时，使得对与一次侧线圈连接的开关元件进行导通、截止控制的控制信号的脉冲宽度不变成PWM脉冲本来的宽度以下。
更具体地说，提供一种同步整流型开关电源装置，其具备：电压变换用的变压器；使电流流过该变压器的一次侧线圈的第1开关元件；对该第1开关元件进行导通、截止控制的第1控制电路；对所述变压器的二次侧线圈的电流进行整流的第2开关元件；以及对该第2开关元件进行导通、截止控制的第2控制电路，所述第2控制电路保证使所述第2开关元件导通、截止的信号的最小导通期间，在该开关电源装置中，所述第1控制电路具备：PWM脉冲生成电路，其根据来自所述变压器的二次侧电路的反馈电压，生成用于对所述第1开关元件进行导通、截止控制的PWM控制脉冲；可控脉冲模式控制电路，其根据所述反馈电压，在轻负荷时使所述第1开关元件的控制信号为截止；以及脉冲宽度保证电路，其在进入可控脉冲模式时以及从可控脉冲模式脱离时，使得对所述第1开关元件进行导通、截止控制的控制信号的脉冲宽度不变成PWM脉冲本来的宽度以下。由此，可以防止在二次侧线圈中流过逆向电流而使二次侧控制电路误动作。
在此，理想的是，所述可控脉冲模式控制电路具备：比较所述反馈电压和预定电平的参考电压的、具有滞后特性的比较器；和根据该比较器的输出，通过或切断从所述PWM脉冲生成电路输出的PWM控制脉冲的门单元，所述脉冲宽度保证电路，具备锁存所述比较器的输出的锁存电路，根据该锁存电路的输出控制所述门单元。由此，通过追加比较简单的电路，可以保证控制信号的脉冲宽度不变成本来的宽度以下，同时可以实现抗噪声能力强的电路。
另外，所述锁存电路可由在时钟端子上接收所述PWM控制脉冲或与其同步的信号，在数据端子上接收所述比较器的输出的D型触发器构成。而且，所述PWM脉冲生成电路，可具备固定所述反馈电压的电压钳位单元，可通过由该电压钳位单元钳位所述反馈电压，使得生成的PWM控制脉冲的脉冲宽度不变成预定的宽度以下。
如上所述，遵照本发明，取得了在设置了可控脉冲模式的同步整流型DC-DC变换器中，可以使二次侧的电流不逆流的效果。
附图说明
图1是表示应用了本发明的同步整流型DC-DC变换器的一个实施方式的系统结构图。
图2是表示构成图1的实施方式的DC-DC变换器的一次侧控制电路的结构例的框图。
图3是表示图2的一次侧控制电路的负荷变化时的动作的时序图。
图4是表示图2的一次侧控制电路的第一变形例的框图。
图5是表示图2的一次侧控制电路的第二变形例的框图。
图6是表示在本发明之前研究的同步整流型DC-DC变换器的一次侧控制电路的框图。
图7是表示图6的控制电路的负荷变化时的动作的时序图。
符号说明
10：直流电源；20：变压器；30：一次侧控制电路(一次侧IC)；
31：时钟生成电路；32：PWM脉冲生成电路；33：比较器；
40：二次侧控制电路(二次侧IC)；50：反馈电路；
SW1：一次侧开关MOSFET；SW2：二次侧开关MOSFET；
SWG：锯齿波生成电路；PCMP：PWM比较器；CLP：钳位单元。
具体实施方式
以下，根据附图说明本发明的优选实施方式。
图1表示应用了本发明的同步整流型DC-DC变换器的一个实施方式。
本实施方式的DC-DC变换器不是被特别限定的DC-DC变换器，具备直流电源10、电容C1和把来自所述直流电源10的直流电压Vin(DC)输入一次侧线圈L1的变压器20。该变压器20的一次侧线圈L1的另一端子经由作为开关元件的MOSFET SW1与接地点相连。变压器20的二次侧线圈L2的一个端子经由同步整流用的开关MOSFET SW2与接地点相连。另外，在二次侧线圈L2的另一端子和接地点之间连接了滤波用电容器C2、和用于检测二次侧电压的串联电阻R1、R2。与电容器C2并联连接的RL是负载。
而且，在该实施方式的DC-DC变换器中设置有：一次侧控制用半导体集成电路(以下称为一次侧IC或一次侧控制电路)30，其生成被供给到上述开关MOSFET SW1的栅极端子，对SW1进行导通、截止控制的控制信号(PWM控制脉冲)；二次侧控制用半导体集成电路(以下称为二次侧IC或二次侧控制电路)40，其生成被供给到上述开关MOSFET SW2的栅极端子，对SW2进行导通、截止控制的同步整流控制信号；以及反馈电路50，其将以上述串联电阻R1、R2的电阻比分压的电压作为反馈电压VFB提供给上述一次侧IC30。
二次侧IC40监视二次侧线圈L2的端子电压，仅在二次侧线圈L2中流过从接地点向滤波用电容器C2的电流的期间，生成使开关MOSFET SW2导通的控制信号VGS，并施加在SW2的栅极端子上。反馈电路50由光耦合器那样的绝缘型信号传递单元而构成。
图2中表示了本实施方式的DC-DC变换器中的一次侧控制电路30的结构例。
图2的一次侧控制电路30具备：生成预定频率的时钟信号CLK的时钟生成电路31；以及由根据生成的时钟信号CLK产生预定频率的锯齿波(三角波)的锯齿波生成电路SWG、和比较所生成的锯齿波和来自上述反馈电路50的反馈电压VFB来生成PWM控制脉冲Vpwm的PWM比较器PCMP等构成的PWM脉冲生成电路32。
另外，一次侧控制电路30具备可控脉冲模式控制电路，该可控脉冲模式控制电路由以下部分构成：反馈电压VFB以及预定的参考电压Vref作为输入的比较器33；将通过反相器把上述PWM脉冲生成电路32的输出反转后的信号输入时钟端子，将比较器33的输出输入数据端子，与时钟端子的输入信号的上升沿同步地取得数据来保存的D型(延迟型)触发器FF1；以及以PWM脉冲生成电路32的输出以及触发器FF1的输出作为输入的AND门G1等。
在上述PWM脉冲生成电路32中，设置使反馈电压VFB不上升到预定值以上的钳位电路CLP，保证PWM控制脉冲Vpwm的脉冲宽度不变成预定的宽度以下。在二次侧控制电路中，在保证了同步整流控制信号VGS的脉冲宽度的情况下，当PWM控制脉冲Vpwm的脉冲宽度变得比由二次侧电感值、输出电压等决定的预定的VGS的脉冲宽度狭窄时，在二次侧的开关MOSFET
SW2导通的期间，有可能在二次侧线圈中流过逆流Ir，因此，在一次侧的控制电路30中也保证PWM控制脉冲Vpwm的脉冲宽度不比预定的宽度狭窄。而且，有时进行钳位以使VFB不变成预定值以下，保证PWM控制脉冲Vpwm的脉冲宽度不比预定的宽度宽。
另外，在上述比较器33中使用了以两个电压Vref1、Vref2(Vref1＞Vref2)作为阈值的具有滞后特性的电路。通过使用具有滞后特性的电路，即使反馈电压VFB中载有噪声，也可以不对其敏感地反应。
图2的一次侧控制电路30，在负荷变轻、来自二次侧的反馈电压VFB变得比Vref1高时，比较器33的输出Vcomp变为低电平，该低电平与PWM控制脉冲Vpwm的下降沿同步地被取入触发器FF1(图3的时刻t1)。并且，当触发器FF1的输出变为低电平时，关闭AND门G1来切断PWM控制脉冲Vpwm，由此将开关MOSFET SW1的栅极电压固定在低电平，强制地成为截止状态(时刻t2)。
另外，当来自二次侧的反馈电压VFB下降，变得比Vref2低时(时刻t3)，比较器33的输出Vcomp变为高电平，该高电平与PWM控制脉冲Vpwm的下降沿同步地被取入触发器FF1(时刻t4)。并且，当触发器FF1的输出变为高电平时，打开AND门G1以使PWM控制脉冲Vpwm通过，因此，PWM控制脉冲Vpwm作为控制信号(PWM输出)Vout被提供给一次侧开关MOSFETSW1的栅极端子来进行导通、截止控制(时刻t5)。该实施方式的电路，在轻负荷时不使控制电路停止，因此在二次侧的电压下降而想要重新开始一次侧开关MOSFET SW1的导通、截止控制时，PWM输出Vout的供给不会滞后，二次侧的电压的恢复不会滞后。
而且，在本发明之前研究的图6所示的控制电路，将一次侧的开关元件导通、截止的PWM输出Vout的脉冲宽度，在可控脉冲模式的开始、结束时有时如图7(c)中符号P1、P2所示那样变短，但在图2所示的本发明的控制电路中，如图3(d)所示，PWM输出Vout的脉冲宽度在可控脉冲模式的开始、结束时不变窄。由此，即使如图7(e)所示，控制成一旦使二次侧的开关元件(SW2)导通的信号上升，则在预定时间T0的期间不降低，也可以避免在二次侧的开关元件导通的期间，在二次侧线圈中流过逆向电流Ir的情况。
图4和图5表示上述实施方式的DC-DC变换器的变形例。其中，图4的变形例，作为输入触发器FF1的时钟端子的信号，代替PWM控制脉冲Vpwm而使用由时钟发生电路31生成的时钟信号CLK来提供锁存定时。
另外，图5的变形例，作为输入触发器FF1的时钟端子的信号，代替PWM控制脉冲Vpwm而使用与提供给PWM脉冲生成电路32的时钟信号CLK1不同的另一时钟信号CLK2。该时钟信号CLK2，若与CLK1同步则也可以从外部提供。
以上，说明了本发明的一个实施方式，但本发明不限定于上述实施方式，根据本发明的技术思想可以进行各种变更。例如，在所述实施方式中说明了在变压器20的二次侧的线圈为1个的半波整流型DC-DC变换器中应用的技术，但也可以应用于在变压器20的二次侧具有两个线圈，设置有与各线圈对应的两个开关元件的两波同步整流型DC-DC变换器。
另外，在所述实施方式中，作为开关元件而使用了MOSFET，但也可以使用双极性晶体管等其他种类的晶体管。而且，在一次侧控制电路的输出电路中使用了通过触发器FF1的输出来控制的AND门G1，但也可以使用NOR门等其他种类的逻辑门或由MOSFET构成的传输门。
产业上的可利用性
以上说明了将本发明应用于DC-DC变换器的例子，但本发明不限定于此，也可以应用于在图1的一次侧电路的前级设置由二极管桥电路等构成的整流电路，把对交流电压整流而得的直流输入一次侧线圈的AC-DC变换器。本发明可以广泛应用于在一次侧的线圈和二次侧的线圈上分别连接了开关元件的开关电源装置。

Claims (8)

1.一种同步整流型开关电源装置，其具备：电压变换用的变压器；使电流流过该变压器的一次侧线圈的第1开关元件；对该第1开关元件进行导通、截止控制的第1控制电路；对所述变压器的二次侧线圈的电流进行整流的第2开关元件；以及对该第2开关元件进行导通、截止控制的第2控制电路，所述第2控制电路保证使所述第2开关元件导通、截止的信号的最小导通期间，该开关电源装置的特征在于，
所述第1控制电路具备：
PWM脉冲生成电路，其根据来自所述变压器的二次侧电路的反馈电压，生成用于对所述第1开关元件进行导通、截止控制的PWM控制脉冲；
可控脉冲模式控制电路，其根据所述反馈电压，在轻负荷时使所述第1开关元件的控制信号为截止；以及
脉冲宽度保证电路，其在进入可控脉冲模式时以及从可控脉冲模式脱离时，使得对所述第1开关元件进行导通、截止控制的控制信号的脉冲宽度不变成PWM脉冲本来的宽度以下。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述可控脉冲模式控制电路具备：比较所述反馈电压和预定电平的参考电压的、具有滞后特性的比较器；和根据该比较器的输出，通过或切断从所述PWM脉冲生成电路输出的PWM控制脉冲的门单元，
所述脉冲宽度保证电路，具备锁存所述比较器的输出的锁存电路，由该锁存电路的输出控制所述门单元。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，
所述锁存电路，是在时钟端子上接收所述PWM控制脉冲或与其同步的信号、在数据端子上接收所述比较器的输出的D型触发器。
4.根据权利要求1～3中任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，
所述PWM脉冲生成电路，具备对所述反馈电压进行钳位的电压钳位单元，通过由该电压钳位单元钳位所述反馈电压，使得生成的PWM控制脉冲的脉冲宽度不变成预定的宽度以下。
5.一种构成同步整流型开关电源装置的一次侧控制电路，所述同步整流型开关电源装置，通过第1开关元件在变压器的一次侧线圈中间歇地流过电流，对于由此在所述变压器的二次侧线圈中感生的电流，通过第2开关元件的导通、截止控制进行整流，来生成二次侧电压，该一次侧控制电路的特征在于，
具备：
PWM脉冲生成电路，其根据来自所述变压器的二次侧电路的反馈电压，生成用于对所述第1开关元件进行导通、截止控制的PWM控制脉冲；
可控脉冲模式控制电路，其根据所述反馈电压，在轻负荷时使所述第1开关元件的控制信号为截止；以及
脉冲宽度保证电路，其在进入可控脉冲模式时以及从可控脉冲模式脱离时，使得对所述第1开关元件进行导通、截止控制的控制信号的脉冲宽度不变成PWM脉冲本来的宽度以下。
6.根据权利要求5所述的开关电源装置的一次侧控制电路，其特征在于，
所述可控脉冲模式控制电路具备：比较所述反馈电压和预定电平的参考电压的、具有滞后特性的比较器；和根据该比较器的输出，通过或切断从所述PWM脉冲生成电路输出的PWM控制脉冲的门单元，
所述脉冲宽度保证电路，具备锁存所述比较器的输出的锁存电路，由该锁存电路的输出控制所述门单元。
7.根据权利要求6所述的开关电源装置的一次侧控制电路，其特征在于，
所述锁存电路，是在时钟端子上接收所述PWM控制脉冲或与其同步的信号、在数据端子上接收所述比较器的输出的D型触发器。
8.根据权利要求5～7中任意一项所述的开关电源装置的一次侧控制电路，其特征在于，
所述PWM脉冲生成电路，具备对所述反馈电压进行钳位的电压钳位单元，通过由该电压箝位单元钳位所述反馈电压，使得生成的PWM控制脉冲的脉冲宽度不变成预定的宽度以下。
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