CN101652917B - 用于pfc-pwm功率变换器的控制布置 - Google Patents

Abstract

在PFC(功率因子校正)变换器控制单元(60)中，通过将PFC变换器输出电压误差信号(Vcom)与斜坡信号(Lrmp)相比较来产生PWM(脉冲宽度调制)信号(Vcp)，该PFC变换器输出电压误差信号是由跨导放大器(113)产生的，该斜坡信号可以来自与PFC变换器级联的谐振模变换器的控制单元(61)。利用电平移动(140-141，160，165，166)来匹配所比较的信号的幅度范围。表示PFC变换器的输入电流并且由电流镜(121-123)产生的电流被PWM信号切换(125)到并联的电阻(126)和电容(127)，以产生构成用于PFC变换器的控制信号的经平滑的电压(Pmul)。

Description

用于PFC-PWM功率变换器的控制布置

技术领域

本发明涉及用于PFC(功率因子校正)功率变换器的控制布置。

背景技术

已经知道，提供这样一种级联，即一个用于PFC的升压变换器后跟一PWM(脉冲宽度调制)降压变换器，以产生比PFC变换器的通常较高的输出电压更低的电压，并且利用单个时钟基准以同步方式来操作它们。这种级联的变换器例如在1996年10月15日授权的Hwang的题为“Synchronous Switching Cascade Connected Off-Line PFC-PWMCombination Power Converter Controller”的美国专利No.5,565,761和1998年8月25日授权的Hwang等人的题为“One Pin Error Amplifier AndSwitched Soft-Start For An Eight Pin PFC-PWM Combination IntegratedCircuit Converter Controller”的美国专利No.5,798,635中有所描述。

从2004年8月19日的题为“Power Factor Correction(PFC)Basics”的Fairchild Semiconductor应用手册42047，Rev.0.9.0中知道了另一种包括级联的PFC和PWM功率变换器的布置。例如从2004年8月的OnSemiconductor文献HBD853/D，Rev.2“Power Factor Correction(PFC)Handbook”的题为“Overview of Power Factor Correction Approaches”的第1章中知道了各种PFC布置及其控制。

在以上引用的Fairchild和On Semiconductor文献中，PFC控制单元被提供以表示PFC变换器的输入电压、输入电流和输出电压的信号，并且利用平均电流模式控制来产生PWM控制信号，以向PFC变换器提供基本上为电阻性的输入。

在S.Ben-Yaakov等人的“The Dynamics of a PWM Boost Converterwith Resistive Input”(IEEE工业电子学报，第46卷，第3期，1999年6月，613-619页)中，描述了一种间接PFC变换器控制方案，其中在CCM中工作的升压变换器的输出电压和输入电流被感测，但其输入电压不被感测，以控制变换器的关断时间占空比Doff，以提供等效电阻性输入，即，等于1的功率因子。在该控制方案中，根据式子Vin(av)＝Doff.Vo(av)工作(其中Vin(av)是平均输入电压，而Vo(av)是平均输出电压)，输出电压误差被乘以平均输入电流，以产生被PWM调制器所调制的电压，从而产生Doff。该间接控制方法具有诸如以下优点：不易受到通常存在于输入整流后线路电压上的开关噪声的影响，并且不需要直接监视该电压。

对于相对较高的变换器功率，例如大约为200W或更大的功率，希望在连续电流模式(CCM)中操作PFC变换器，其中PFC变换器的初级开关在电感器电流下降到零之前被接通，以提供诸如相对较小的电感器电流摆动和峰值电流之类的优点。在CCM中操作的PFC功率变换器具有固定的开关频率。以上提及的PFC-PWM级联变换器使用为两个变换器确定开关频率的振荡器。

2005年6月7日授权的Ta-yung Yang的题为“PFC-PWM ControllerHaving Interleaved Switching”的美国专利申请No.6,903,536公开了PFC和PWM变换器的另一种级联，其中带有交错的开关并且振荡器确定两个变换器的开关频率。在该布置中，在轻负载和零负载状况下开关频率被减小，从而在这些状况下功率变换器的功率消耗得以降低。

通常，在临界导通模式中操作较低功率的PFC变换器，该模式也称为转变模式，在该模式中，变换器的初级开关恰好在电感器电流下降到零的那个时刻被接通。在此情况下，开关频率是可变的，因为它是由变换器的工作状况而不是振荡器来确定的。这是一种非连续导通模式(DCM)，其中电感器的电流下降到零。

从2003年11月的STMicroelectronics应用手册AN1792“Design OfFixed-Off-Time-Controlled PFC Pre-Regulators With The L6562”中已经知道另一种工作模式，该模式被称为固定关断时间(FOT)控制，该模式使用具有固定关断时间并因此具有可变频率的开关波形，但没有振荡器。在该模式中，DCM和CCM操作在输入整流后AC线路电压的一个周期期间的不同相位处交替发生。该模式要求开关频率受到严格限制，以将失真保持在可接受的限度之类，除非使关断时间成为瞬时线路电压的函数，但这会更加复杂并且结果更加不可预测。

希望变换器开关频率相对较高，以便减小电抗元件的尺寸。但是，开关损耗随着开关频率的增大而增大，从而导致能够使用的开关频率实际上是有上限的。

还已经知道，利用零电压开关(zero voltage switching，ZVS)和/或零电流开关(zero current switching，ZCS)，通过使用谐振模功率变换器来减小PWM功率变换器的开关损耗。谐振模变换器的示例包括串联谐振、并联谐振、串并联谐振或LCC、以及优选的LLC变换器。LLC变换器是利用可变频率开关波形来操作的，该波形是基本为方形的波形，其具有死区时间(dead time)，以避免半桥开关的同时导通。较高的频率对应于较轻的负载，这与以上引用的Ta-yung Yang的PFC-PWM变换器布置相反。虽然特定的LLC变换器可被设计来用于在相对较窄的频率范围上工作，但可能需要用于不同应用中的、具有可能不同的输入电压的不同LLC变换器来在较宽的频带上的很不相同的频率范围中工作。

2006年8月的STMicroelectronics应用手册AN2321“Reference design：high performance，L6599-based HB-LLC adapter with PFC for laptopcomputers”和2006年9月的STMicroelectronics应用手册AN2393“Reference design：wide range 200W L6599-based HB LLC resonantconverter for LCD TV&flat panels”公开了级联的PFC和半桥LLC功率变换器，其各自将一个L6563控制器用于PFC变换器(在AN231中按转变模式，在AN2393中使用FOT控制)，并将一个单独的L6599谐振控制器用于LLC变换器。在这些方面，还参考了2006年11月的STMicroelectronics数据手册L6563“Advanced transition-mode PFCcontroller”和2006年7月的STMicroelectronics数据手册L6599“High-voltage resonant controller”。

希望将如上所述的间接控制方法用于PFC控制单元，以确定PFC变换器的关断时间占空比。如以上引用的Ben-YaaKov等人的文献中描述的，该控制方法通常包括将经平均的变换器输入电流乘以输出误差电压，并且对结果进行调制以产生构成关断时间占空比Doff的PWM信号。这种控制方法造成了若干的困难之处，尤其对于在通常较低的供应电压下工作的IC中的实现而言更是如此。

具体而言，对于这种控制，希望为表示轻变换器负载的感测输入电流的电压提供相对较大的增益，但是对于较重变换器负载的感测输入电流，该增益被较低的供应电压所限制。因此，通常需要乘法器之前和之后的增益级。提供乘法器在精确度和所需的IC面积方面造成了困难。此外，利用负电压来表示感测到的变换器输入电流将会是便利的，这于是就需要由乘法器来处理。较低幅度的信号对噪声具有较大的敏感性。

此外，通常，PWM信号是通过将乘法器输出信号与斜坡或锯齿信号相比较而产生的，该斜坡或锯齿信号通常具有从零到最大斜坡幅度的电压。在CMOS IC中，可能难以提供到零的放大器输出摆动，从而通过将CMOS放大器的输出与斜坡信号相比较而产生的占空比范围可能是受限的和/或非线性的。

希望PFC控制器控制单元的输出电压误差放大器的动态范围较大，因为PFC变换器通常需要从为约85V到265V或者峰值为约120V到370V的整流后输入AC电压产生约380-400V的相同输出电压。该输入电压范围的最大值与最小值之比的平方约为10，从而如果PFC变换器要在失真可接受的情况下处理该输入电压范围以及从满负载到例如半负载的负载状况，则误差放大器必须具有约20∶1的大输出范围。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了一种控制PFC(功率因子校正)变换器的方法，该方法包括以下步骤：产生依赖于变换器的输出电压误差的开关信号；以及产生依赖于变换器的输入电流的电流；特征在于以下步骤：依据开关信号，经由一电阻选择性地传导电流；以及平滑电阻两端的电压以产生用于控制变换器的关断时间占空比的控制信号。

构成低通滤波的平滑步骤不仅起到滤掉开关信号频率的作用，还起到了对控制信号对PFC变换器输入电流的响应取平均的作用，从而使得不再需要一个单独的低通滤波器来用于对依赖于感测到的变换器输入电流的信号取平均。

产生开关信号的步骤优选地包括以下步骤：产生依赖于变换器的输出电压误差的第一电压，并将所述第一电压与斜坡信号相比较，从而以脉冲宽度调制信号的形式产生开关信号。

比较步骤可包括对斜坡信号进行电平移动，以匹配所述第一电压的幅度范围，或者对所述第一电压进行电平移动，以匹配斜坡信号的幅度范围。后者是优选的，因为第一电压具有相对较慢的变化速率。

斜坡信号可具有三角波形或锯齿波形。在后一种情况下，锯齿波形可对应于一锯齿信号，该锯齿信号用于控制可与该PFC变换器级联的谐振模变换器。

在该方法的一个实施例中，比较步骤包括：对所述第一电压进行电平移动以匹配锯齿波形的幅度范围，产生等于斜坡信号的最大幅度减去第一电压的第二电压，并且将所述第一电压和第二电压与锯齿信号相比较以产生开关信号。

优选地，产生依赖于变换器的输入电流的电流的步骤包括镜像输入电流。

依据开关信号经由一电阻选择性地传导电流的步骤可以包括利用开关信号来控制与电阻串联耦合的开关。

本发明的另一方面提供了一种用于PFC(功率因子校正)变换器的控制单元，该控制单元包括：跨导放大器，其响应于变换器的输出电压，用于产生输出电压误差信号；以及PWM(脉冲宽度调制)变换器，用于产生依赖于输出电压误差信号的PWM信号；特征在于：开关电路，用于依据PWM信号来开关表示PFC变换器的输入电流的电流；以及响应于被开关的电流的电阻和与该电阻并联的电容，用于产生构成用于PFC变换器的控制信号的经平滑的电压。

PWM变换器可包括比较器，用于将依赖于输出电压误差的第一电压与斜坡信号相比较，以产生PWM信号，并且可以包括电平移动器，用于匹配斜坡信号的幅度范围和所述第一电压。可以提供锯齿波形来作为斜坡信号，并且PWM变换器可包括用于产生等于斜坡信号的最大幅度减去第一电压的第二电压以与斜坡信号进行比较的电路。

优选地，开关电路包括：电流镜电路，用于产生依赖于PFC变换器的输入电流的镜像电流；以及由PWM信号所控制的开关，用于选择性地向该电阻提供镜像电流。

开关电路可包括：构成电流镜电路的第一晶体管和第二晶体管，第二晶体管传导所述镜像电流；以及被布置来经由控制单元的输入端子传导第一晶体管的电流的输入电阻，该输入端子具有依赖于PFC变换器的输入电流的电压。在此情况下，所述响应于被开关的电流的电阻与所述输入电阻的比率可以大于开关电路的供应电压与所述输入端子的电压的最大量值的比率，因为被开关的信号被PWM信号所斩波。例如，所述输入端子的电压的最大量值可以在0.5伏特的量级上。

本发明还扩展到一种PFC变换器和如上所述的控制单元的组合，其中控制单元被布置为利用所述控制信号来控制变换器的开关。

附图说明

从以下参考附图以示例方式给出的描述中可以进一步理解本发明及其技术方案，附图中：

图1示意性地示出根据本发明实施例的电源布置，其包括级联的PFC和LLC功率变换器以及用于这些变换器的控制布置；

图2用框图示出了图1的控制布置的PFC和LLC控制单元的一种形式的部件；

图3示出了根据本发明实施例的图2的PFC和LLC控制单元的PFC控制单元的框图；

图4更详细示出了图3的PFC控制单元的一些部件；

图5和图6示意性地示出了图3的PFC控制单元的一部分的替代形式；并且

图7、图8和图9示意性地示出了图3的PFC控制单元的PWM变换器的替代形式。

具体实施方式

如图1所示的电源布置包括PFC功率变换器10和LLC功率变换器11，这些变换器在虚线框内示出。变换器10和11被级联，如图所示在相对于连接到地的零伏(0V)线路13的线路12上产生的PFC变换器10的正输出电压Vp被连接作为LLC变换器11的输入电压。级联的PFC功率变换器10和LLC功率变换器11被PFC和LLC控制单元14所控制，该PFC和LLC控制单元14具有连接到线路13的地连接Gnd，下文将对此进行进一步描述。

提供到电源布置的输入的AC电源被二极管桥15整流。经由线路16将二极管桥15的正整流后AC输出耦合到PFC变换器10的正电压输入，并且经由电流感测电阻器17从0V线路13到二极管桥15提供一条返回路径。例如，取决于AC电源的电压，线路16可具有在约125V到约360V范围内的峰值电压，并且线路12上的电压Vp可以约为385V。

图1所示的PFC变换器10包括传统的升压变换器，该升压变换器包括串联耦合在线路16和线路12之间的输入电感器18和二极管19、耦合在输入电感器18与二极管19的接点和0V线路13之间的、通常由MOSFET构成的受控开关20、以及耦合在线路12和13之间的输出电容器21。开关20被控制，以按照控制单元14的输出P而断开和闭合。控制单元14的另一输出S在图1中没有连接，它是提供来用于对在其他形式的PFC变换器中可能提供的次级开关(未示出)进行互补控制的(带有死区时间)。

包括串联连接在线路12和13之间的电阻器22和23的分压器向控制单元14的电压反馈输入Vfb提供与PFC变换器10的输出电压Vp成比例的电压。在控制单元14内，该电压被提供给一个跨导放大器，该跨导放大器具有耦合到控制单元14的补偿点Vcom的输出，电容器24和与电容器26串联的电阻器25从该补偿点连接到地或者说0V。在电流感测电阻器17与二极管桥15的接点处产生的、与PFC变换器10的输入电流成比例的负电压(相对于地或者说0V)经由低通滤波器被耦合到控制单元14的另一输入Vis，该低通滤波器由串联电阻器27和旁路电容器28构成。

注意，控制单元14不监视PFC变换器10的输入电压，而只监视输入电流和输出电压Vp。控制单元14在较宽的频率范围上根据下式来控制PFC变换器开关20的关断时间占空比Doff以为该电源布置提供接近单位1的功率因子：

Doff＝Vi/Vp＝Re*Is/Vp

其中Vi是线路16上的输入电压，Is是电流感测电阻器17所感测到的输入电流，Re是PFC变换器的反映到其输入的等效负载。

LLC变换器11具有半桥拓扑，该半桥拓扑包括变换器输入电压线路12和接点30之间的初级开关29，以及接点30和该变换器的线路32之间的次级开关31。开关29和31通常包括MOSFET，它们分别被控制单元14的输出A和B以互补的方式进行控制，并带有死区时间，从而使得它们不会同时导通。线路32经由提供LLC变换器11的返回路径的电流感测电阻器33耦合到0V线路13，并且连接到控制单元14的输入OvL，线路32向该输入OvL提供与LLC变换器11的输入电流成比例的电压。

接点30经由电容器34和串联电感器35耦合到LLC变换器11的输出接点36，接点36经由另一电感器37耦合到线路32。电感器35和37以及电容器34构成了变换器11的LLC元件。LLC变换器11的输出是从变压器38的次级绕组取得的，该变压器38具有连接在接点36和线路32之间的初级绕组。在图1中，变压器38被表示为一个与电感器35和37相分离的“理想”变压器。在实践中，电感器35和37的电感的一部分或全部可能由变压器38的泄漏和磁化电感构成，从而使得这些电感器和变压器的功能被组合起来。

变压器38可具有任意期望数目的次级绕组；这些次级绕组39、40和41在图1中以示例方式示出。绕组39具有连接到次级侧的地的中央抽头，以及经由全波整流二极管42连接到输出43的末端。平滑电容器44连接在输出43和次级侧的地之间，从而使得输出43为由该电源布置供电的设备(未示出)提供DC电压输出。包括串联连接在输出43和次级侧的地之间的电阻器45和46的分压器为LLC变换器11提供电压反馈，下文中将对此进行进一步描述。

次级绕组40耦合到二极管桥47，该二极管桥的负输出连接到初级侧的地或者说0V，该二极管桥的正输出被连接在该正输出和0V线路13之间的电容器48所平滑，该正输出向控制单元14的输入Vcc提供了供应电压以便以自举方式为控制单元供电。为此，高阻抗电阻器49也被连接在PFC变换器10的输出线路12和输入Vcc之间。

在AC电源与图1的电源布置相连接时，某一较小的电流经由电感器18、二极管19和电阻器49流动，以为电容器48充电，并且控制单元14的输入Vcc处的供应电压上升。当其到达例如约13V的起动电压时，其被控制单元14检测到，控制单元14于是相应地起动以驱动LLC变换器11，从而经由次级绕组40和二极管桥47产生输出电压，以将电容器48的电荷维持到控制单元14的期望工作电压，例如约12V。控制单元14的初始工作减少了电容器48的电荷，但并不足以下降到例如约8.5V的停工阈值电压以下。

在图1中没有示出与其的连接的次级绕组41代表了变压器38的任意数目的其他次级绕组，这些其他次级绕组可用于根据需要提供高电压或低电压的其他期望AC和/或DC输出。可以意识到，次级绕组的功能可被组合起来，从而使得变压器38可具有一个或多个次级绕组。

控制单元14的输入Vcc处的供应电压可被控制单元14用来提供足够高的电压以驱动变换器10和11的开关20、29和31。此外，控制单元14使用该供应电压来在输出Vref处产生稳定的供应电压(regulated supplyvoltage)；该供应电压也被用在控制单元14内，用于为其大多数电路供电。此外，利用非稳定供应电压和/或稳定供应电压，控制单元14为带隙电压基准(未示出)供电，并且得出用于控制单元的工作中的各种阈值电压。例如，该稳定供应电压如图1所示被假定为3.3V，而以下提及的其他电压和电压范围是在该供应电压的上下文中给出的。

电阻器50连接在控制单元14的输出Vref和控制单元的输入Fmax之间，该电阻器向该输入Fmax提供一个电流，该电流确定了LLC变换器11的期望最大开关频率。另一电阻器51连接在控制单元14的输出Vref和控制单元的输入Fdbk之间，该电阻器向该输入Fdbk提供一个电流，该电流确定了LLC变换器11的期望最小开关频率。电隔离电压到电流(V-I)变换器52在其输出处产生一个误差电流，该误差电流经由串联电阻器53和二极管54被提供到控制单元14的输入Fdbk，以用于对LLC变换器11的处于由电阻器50和51确定的范围内的频率进行反馈控制。该反馈误差电流与电阻器45和46之间的接点处的、被提供到变换器52并且表示DC输出43处的电压的电压与基准电压(未示出)之间的差异成比例，并且可以例如沿着以上引用的应用手册AN2321的图1所示的线路通过频率补偿方式来产生。

一个如下所述的附加电路提供了在无负载或轻负载状况下LLC变换器11的软起动，从而使得开关频率从其最大值逐渐减小到正常工作值：该附加电路包括在控制单元14的输入Fdbk和输出Vref之间串联的电阻器55和电容器56，并且可选地具有与电阻器55并联的二极管57，如图1所示。

图2示出了图1的电源控制布置的PFC和LLC控制单元14的一种形式的部件的框图。这些部件包括PFC控制单元60、LLC控制单元61、边缘控制单元62、延迟定时器63、PFC输出级64、以及LLC输出级65。为了简单起见，没有示出控制单元14的其他部件，例如用于稳压、产生期望阈值电压、编制期望设置以及测试目的的部件。

除了图2中未示出的连接Gnd、Vcc和Vref之外，图2利用与图1相同的标号示出了控制单元14的与图1相同的外部连接。这些标号也用于指代各连接处的信号。图2还示出了在工作中在控制单元的各种部件之内产生的以及在其间交换的各种信号，下文中将对此进行进一步描述。下面简要描述图2所示的块的功能以及相关信号。

PFC控制单元60被提供以PFC电流感测电压Vis和PFC反馈电压Vfb，并且还具有与补偿点Vcom的连接，如上所述，元件24至26连接到该补偿点。这些元件是针对点Vcom处通常为0.5V到2.5V的电压而选择的，其中PFC控制环带宽在约10Hz到20Hz的量级上。PFC控制单元60将反馈值Vis和Vfb分别与过电流和过电压阈值相比较，并且响应于通过这些比较而确定的PFC变换器10的过电流或过电压状况，它产生PFC故障信号Pflt，该PFC故障信号被提供给边缘控制单元62。PFC控制单元60还将反馈电压Vfb与禁止阈值电压相比较，并且响应于通过该比较确定的欠电压状况(例如，在AC减弱(brown-out)或故障的情况下)，产生禁止信号Inhib，该禁止信号被提供给LLC控制单元61、边缘控制单元62和PFC输出级64。

在正常工作状况下，PFC控制单元60对反馈信号Vis和Vfb进行处理以产生信号Pmul，该信号Pmul被提供给边缘控制单元62，并且与根据以上Doff的式子在任何时刻PFC变换器10提供期望的功率因子校正所需的关断时间占空比Doff成正比。因此，在图1中的线路16上的PFC输入电压的每个经整流的AC周期中，由信号Pmul表示的关断时间占空比Doff始终被PFC控制单元60所改变以向AC电源提供基本为电阻性的等效负载。例如，信号Pmul可具有从0V到2.0V的值，用于表示从0到100％的关断时间占空比。

PFC控制单元60可以可选地使用斜坡信号Lrmp，该斜坡信号如下所述是由LLC控制单元61产生的，并且可被提供给PFC控制单元60，如图2中的虚线所示。

LLC控制单元61被提供以信号Fdbk(如上所述，它是表示LLC变换器的误差电压的电流)，并且使用它来产生受控频率方形波时钟信号Lclk，该时钟信号被提供给LLC输出级65，并且还提供给边缘控制单元62。LLC控制单元61还产生锯齿或斜坡信号Lrmp，该锯齿或斜坡信号被提供给边缘控制单元62，并且如上所述可选地提供给PFC控制单元60。例如，斜坡信号Lrmp具有从0V到2.0V的幅度以及是时钟信号Lclk的频率的两倍的频率。如上所述，LLC时钟信号Lclk的最小频率是由经由电阻器51提供到输入Fdbk的最小电流来设置的，并且LLC时钟信号Lclk的最大频率是由经由输入Fmax向LLC控制单元61中的电流镜布置提供电流的电阻器50来设置的。例如，最大频率可以被设置到等于特定应用的正常LLC工作频率的约2倍或3倍的值，而最小频率则低于该正常工作频率。该正常工作频率通常处于较窄的频率范围内，但是可以针对LLC变换器的任何特定应用从一个较宽的频带中选择，该频带例如在约50kHz到约1MHz的量级上。

LLC控制单元61还为延迟定时器63产生信号DTi，该信号是由LLC控制单元61中的电流镜布置依据提供到其输入Fmax的电流来产生的。延迟定时器63依据电流信号DTi来确定死区时间，从而针对较宽范围的可能LLC频率来调节死区时间。

此外，LLC控制单元61被提供以禁止信号Inhib，以在信号Inhib被断言时禁止信号Lrmp和Lclk的生成。LLC控制单元61还经由输入OvL被提供以跨电阻器33两端降落并且代表LLC变换器11的输入电流的电压，并将其与至少一个阈值相比较，以确定LLC变换器的可能的过载状况，响应于此，它产生被提供给LLC输出级65的LLC故障信号Lflt。LLC控制单元61还被提供以PFC反馈电压信号Vfb，它将该信号与阈值相比较，以仅在PFC变换器输出电压Vp高于所选电平例如360V时才使能LLC变换器的起动。LLC控制单元61中的软起动功能如上所述结合图1中的元件55至57工作，以在LLC变换器被使能时以及任何过载故障之后提供软起动。

边缘控制单元62将占空比信号Pmul与LLC斜坡信号Lrmp相比较，以产生具有期望的占空比的PFC PWM信号Ppwm，该信号被提供到PFC输出级64。信号Ppwm很便利地按1∶1或相同频率的关系与LLC时钟信号Lclk谐波相关，该LLC时钟信号Lclk也被提供给边缘控制单元62。边缘控制单元62产生这样的信号Ppwm，该信号具有被设定时间以避免与信号Lclk的边缘相重合以便实现最小干扰的边缘或转变，并且具有用于实现电源布置的最大效率的相位。为此，边缘控制单元62还被提供以如下所述由LLC输出级65产生的信号Ldtr，该信号在LLC输出级的死区时间期间为高。边缘控制单元62还被提供以信号Pflt和Inhib，响应于其中的任何一个它禁止信号Ppwm。

延迟定时器63响应于从PFC输出级64提供给它的PFC延迟时间请求信号Pdtr或者从LLC输出级65提供给它的LLC延迟时间请求信号Ldtr，以在如上所述由信号DTi确定的延迟时间之后产生延迟时间完成信号DTd，该延迟时间完成信号被提供到这些输出级64和65中的每一个，从而延迟时间被调节以适应于LLC变换器11的正常工作频率(以及在这里被假设为相同的PFC变换器10的开关频率)。

PFC输出级64包括电平移动器和门驱动器，用于根据信号Ppwm产生用来驱动PFC变换器10的初级开关20的输出P，并且除非它被信号Inhib所禁止，其具有在带死区时间的情况下以互补方式驱动输出S的类似布置，该死区时间如上所述是由延迟定时器63提供的，用于避免PFC变换器开关的不合需要的同时导通。PFC输出级64可包括更复杂的布置，用于产生其输出信号P和S的各种相对时序，以适应于不同类型的PFC变换器可能需要的不同开关布置。

LLC输出级65也包括电平移动器和门驱动器，用于按信号Lclk的频率在带有死区时间的情况下产生其分别用来驱动LLC变换器11的开关29和31的输出信号A和B，除非它们被信号Lflt所禁止，其中所述死区时间如上所述是由延迟定时器63提供的，用于避免开关29和31的同时导通。

下面以示例方式更详细地描述PFC控制单元60的特定形式。在以上引用的相关申请中以示例方式更详细地描述了PFC和LLC控制单元14的其他部件的特定形式。

图3通过示例方式示出了一种特定形式的PFC控制单元60的框图，其具有输入Vfb和Vis以及点Vcom，对这些输入Vfb和Vis以及点Vcom进行的连接如图1所示。图3所示的PFC控制单元包括比较器110至112、跨导放大器113、或门114、反相器115、PWM变换器116、放大器117、斩波器118、以及低通滤波器(LPF)和缓冲器119。

输入Vfb处的反馈电压被提供到比较器111和112中每一个的同相输入并被提供到跨导放大器113的同相输入，该比较器111和112的反相输入被提供以相应的阈值电压Vov和Vinh，该跨导放大器113的反相输入被提供以反馈基准电压Vfbr并且其输出被连接到补偿点Vcom，补偿元件24至26如上所述被连接到该补偿点Vcom。例如，对于至少为3V并且这里假定为3.3V的供应电压，电压Vfbr可以约为2.2V，并且电阻器22和23(图1)的电阻被选择以使得当PFC输出电压Vp具有期望值例如如上所述的385V时输入Vfb等于该电压Vfbr(2.2V)。

在反馈电压Vfb下降到低于构成例如0.5至0.6V的禁止阈值的阈值Vinh的情况下，比较器112改变状态以在反相器115的输出处产生高电平的信号Inhib。在反馈电压超过例如2.3或2.4V的阈值电压Vov的情况下，比较器111改变状态以通过在其输出处产生高电平来指示过电压，从而经由或门114产生高电平的信号Pflt。已观察到，这些和其他阈值电压可具有滞后性，以帮助提供稳定的比较器输出。还观察到，可以从针对反馈基准电压Vfbr进行了校准的电阻器链得到这些阈值电压，以便所有的阈值电压都相关。校准可通过对点Vcom进行监视来执行，以使得它考虑到跨导放大器113的任何偏移量。

如上所述，对于正常范围的反馈电压Vfb，在PFC控制环带宽在约10至20Hz量级的情况下，针对点Vcom处通常为0.5至2.5V的电压，来选择元件24至26。点Vcom处跨导放大器113的输出被提供到PWM变换器116，该PWM变换器在其输出处产生信号Vcp，该信号是依赖于点Vcom处的电压的PWM信号。下面参考图7至9来描述PWM变换器116的各种替代形式。

具有依赖于PFC变换器10的感测输入电流的小负电压并且如上所述被元件27和28进行了低通滤波以减小噪声的输入Vis被连接到比较器110的反相输入，该比较器的同相输入被提供以过电流阈值电压Voc，从而使得在过电流状况下，在比较器110的输出处产生的信号OCf变高，以指示过电流故障，从而经由或门114产生高电平的信号Pflt。

输入电压Vis还被提供到放大器117的输入，该放大器例如具有-30的增益，如图3所示。放大器117的输出被斩波器118利用信号Vcp进行开关或斩波，并且斩波器118的输出被低通滤波器和缓冲器119进行滤波和缓冲，以在其输出处产生信号Pmul。

图3的PFC控制单元的部件110和117至119的便利形式在图4中示意性地示出，其中输入经由电阻器120连接到差分放大器121的同相输入，该差分放大器的反相输入连接到0V线，并且其输出连接到P沟道晶体管122至124的栅极，这些P沟道晶体管的源极连接到3.3V供应电压线。晶体管122的漏极连接到放大器121的同相输入。晶体管123的漏极经由N沟道晶体管125的漏极-源极路径耦合到电阻器126和电容器127的接点，该电阻器和电容器并联连接到0V线。该接点还连接到单位增益缓冲放大器128，该单位增益缓冲放大器的输出提供信号Pmul。晶体管125的栅极被提供以信号Vcp。晶体管124的漏极连接到比较器129的同相输入并且经由电阻器130连接到0V线，该比较器129的反相输入被提供以过电流阈值电压Voc并且其输出提供信号OCf。图4还示出了连接在输入Vis与0V和3.3V电压线之间的传统保护二极管131和132。

元件120至130和126构成了图3的放大器117，晶体管125构成了图3的斩波器118，电容器127和放大器128添加了图3的LPF和缓冲器119和功能，并且元件124、129和130添加了图3的比较器110的功能。例如，电阻器120可以具有100kΩ的电阻，并且电阻器126可具有3MΩ的电阻，从而它们之间30倍的比率给出了如上所述的放大器117的增益的量值。

在控制布置的工作中，与PFC变换器10的输入电流成比例的、处于0V和约-0.5V之间的负电压被提供到输入Vis。放大器121在其同相输入处维持虚拟地，从而使得电阻器120传导由输入Vis引起的电流，该电流等于输入电压Vis的量值除以电阻器120的电阻。该电流经由晶体管122被提供，并且当晶体管125被PWM信号Vcp接通时，相应的镜像电流被晶体管123传递。因此，跨电阻器126两端降落了这样一个正电压，该正电压是负输入电压Vis乘以PWM信号Vcp的接通时间占空比后所得值的30倍。该电压被电容器127所平滑，从而形成了LPF，该LPF的极点在例如处于从约1kHz到约10kHz的范围中的频率处，并且经平滑的电压被缓冲放大器128所缓冲，并在其输出处被再现为信号电压Pmul。低通滤波器不仅滤掉了斩波器频率，而且还起到了对输入Vis处的感测输入电流信号取平均的作用。

晶体管124和电阻器130也传递镜像电流，以在电阻器两端产生电压降，比较器129将该电压降与阈值电压Voc相比较，以产生过电流信号OCf。通过利用比较器129的输出为电阻器130选择不同的电阻值，可以为比较器129提供滞后性。

很明显，电阻器126两端的电压降被限制为小于供应电压，例如3.3V。如果没有PWM信号Vcp和晶体管125提供的斩波器功能，则仅能针对从0V到约-0.1V的输入电压Vis获得由图4的电路(图3的放大器117)提供的-30的增益。为了获得合乎需要的更大的输入电压范围，例如从0V到约-0.5V的范围，在没有斩波功能的情况下，放大器117的增益将必须被限制为小于约6(约3V除以约0.5V)。这些不合需要的约束通过图4的电路而得到避免，因为在电阻器126两端产生的电压的动态范围被晶体管125的斩波功能所限制。输入电压Vis的相对较大的量值与PWM信号Vcp的相对较小的接通时间占空比相吻合，从而使得在任一种情况下，在正常工作中，在电阻器126两端产生的电压都小于供应电压，这是因为在产生该电压时放大器117的增益被乘以了斩波器的接通时间占空比。

二极管131和132以已知的方式来起到保护作用，以对抗例如由于静电放电而在输入Vis处引起的超过供应电压的外部电压。具有相对较低的电阻的外部电阻器可与输入Vis串联连接，以限制由于这种外部电压而经过保护二极管131或132的电流。但是，在正常工作中，当输入电压Vis变得更负时，二极管131开始变成正向偏置，从而产生输入泄漏电流，该输入泄漏电流可能减小电流感测的精度。

通过将输入Vis处和放大器112的输入处的电压在正方向上移动某一较小的量，例如一直到约0.6V，以便对于任何正常变换器电流感测状况二极管131都不会被正向偏置，可以减小或避免上述问题。图5和图6示意性地示出了提供这种电压移动的PFC控制单元的一部分的替换形式。

参考图5，该图示出了元件120至122以及保护二极管131和132，它们是以与图3的电路相同的方式连接的，只不过放大器121的反相输入被提供以固定电压Vps。此外，提供电流Ip的恒定电流源135被连接在3.3V供应电压轨和输入Vis之间，并且表示感测到的PFC转换器输入电流的负电压经由串联电阻器136被提供到输入Vis，在图5中，该负电压被表示为相对于地或者0V连接Gnd的电压Visen。例如，恒定电流Ip可以按与题为“Control Arrangement For A Resonant Mode Power Converter”并通过引用并入在此的相关申请中描述的电流Limi(未示出)相同的方式由电流镜(未示出)产生，从而使得电流Ip由确定与LLC变换器11的最大频率相对应的最大电流Ifmax的外部电阻器50来确定。对于参数Vps、Ip和Ifmax之间的任何特定关系，电阻器136的电阻可以是电阻器50的电阻的常数倍。

例如，电压Vps可以是0.5V，电流Ip可以是5μA，电阻器120可具有100kΩ的电阻，并且电阻器136可具有50kΩ的电阻。在这种情况下，流经电阻器136的电流Ip使等于电压Vps的0.5V的电压降落，并且对于从0V到-0.5V的电压Visen，经由晶体管122提供的电流为从1.67μA到5μA。在没有恒定电流源135和电阻器136的情况下，经由晶体管122提供的电流的范围将会是0至5μA；该差异被放大器113的输出处的电压Vcom的1+(R136/R120)倍的增大所补偿，其中R136是电阻器136的电阻，R120是电阻器120的电阻。

图6示出了与图5类似的布置，只不过它通过经由附加的电阻器138将另一恒定电流Ip传递到地，从而在放大器120的反相输入处提供电压Vps，该另一恒定电流是由恒定电流源137产生的，该恒定电流源137可包括另一电流镜晶体管。如图6所示，电阻器138可以在实现控制单元的IC外部，该IC在此情况下相应地具有另一个连接点Vsh。这帮助了匹配放大器121的输入处的电压移动，因为恒定电流源135和137产生的电流Ip可被严密匹配。

如上所述，电压Vcom的正常范围是从0.5V到2.5V。PWM变换器116被布置成将电压Vcom变换成PWM信号Vcp，其中带有某一偏移量，从而使得0.5V的最小Vcom电压对应于信号Vcp的0％占空比，而2.5V的最大Vcom电压对应于信号Vcp的100％占空比。这在避免由跨导放大器113构成的误差电压放大器的输出的低电压摆动方面提供了显著优点，而这一点是IC放大器很难提供的，尤其是在按所期望的线性方式的情况下。

为此，PWM变换器116将电压Vcom与具有约0.5V到约2.5V的范围的斜坡信号相比较，以产生PWM信号Vcp。图7至图9示出了PWM变换器116的替代形式，其中每种形式都可用于特定情形中。便利地，在IC中可以提供PWM变换器116的这些形式中的多种，并且可以通过对IC编程来选择其中之一。

图7所示的那种形式的PWM变换器116包括P沟道晶体管140和141以及比较器142，该比较器142产生输出信号Vcp1，该输出信号Vcp1构成PWM信号Vcp。晶体管140的栅极被提供以如上所述的来自LLC控制单元61的LLC斜坡信号Lrmp，其漏极连接到0V线，并且其源极连接到晶体管141的漏极，该晶体管141的源极连接到3.3V供应电压线并且其栅极连接到偏置电压Pb，该偏置电压可以按以下参考图8所述的方式产生。晶体管140的源极还连接到比较器142的反相输入，该比较器的同相输入被提供以电压Vcom。

如上所述具有从0V到2.0V的电压的LLC斜坡信号Lrmp在正方向上被移动，移动的量等于晶体管140的栅极-源极阈值电压，该栅极-源极阈值电压通常为从0.4V到0.9V。因此，在此情况下提供到比较器的反相输入的斜坡电压大致等于如上所述的电压Vcom的0.5V到2.5V的最优范围。PWM信号Vcp1的频率(其相对任意，因为它如上所述被LPF 119滤掉)在此情况下等于LLC斜坡信号Lrmp的频率，这一点对于避免随着LLC频率变化而产生的任何拍频风险可能是可取的。

图8所示的那种形式的PWM变换器116包括自激三角波形振荡器143和比较器，该比较器可以与图7的比较器142相同并相应地具有相同的标号。振荡器143包括比较器144和145、触发器146、电容器147、N沟道晶体管148至151、以及P沟道晶体管152至154。

如图8所示，偏置电流Ib被提供到由晶体管148至150形成的电流镜，并且晶体管149的相应电流被提供到由晶体管152和153形成的电流镜，从而使得晶体管150和153在被由晶体管151和154形成的外部开关使能时可以传递相同的电流，该晶体管151和154的栅极被连接在一起并被连接到触发器146的输出Q。以上提及的偏置电压Pb可以从晶体管152和153的互连栅极得到。

晶体管150和153的互连漏极连接到接点155，该接点155连接到比较器144的同相输入、连接到比较器145的反相输入、经由电容器147连接到0V线、并且以三角波形的形式连接到比较器142的反相输入以与电压Vcom相比较。比较器144具有提供到其反相输入的上阈值电压Vtu，并且其输出连接到触发器146的置位输入S，并且比较器145具有提供到其同相输入的下阈值电压Vtd，并且其输出连接到触发器146的复位输入R。阈值电压Vtd和Vtu被选择来为接点145处的三角波形限定0.5V到2.5V的期望范围。为了考虑到电路元件的速度，阈值电压Vtd可以略大于0.5V，例如约为0.6V，并且阈值电压Vtu可以略小于2.5V，例如为2.4V。

在工作中，当触发器146的输出Q为低时，晶体管151关断，并且晶体管154接通，以允许经过晶体管153的电流为电容器147充电，直到接点155处的电压跨过上阈值电压VTu为止，从而置位触发器146，以使其输出Q变高。然后，晶体管154被关断，并且晶体管151被接通，以允许经过晶体管150的电流使电容器147放电，直到接点155处的电压跨过下阈值电压Vtd为止，此时比较器145就复位触发器146并且周期重复。

理想情况下，在接点155处产生的三角波形可以按线性方式根据需要相对精确地在0.5V和2.5V之间变化，该线性方式是由于根据偏置电流Ib对电容器147充电和放电的相等恒定电流而引起的，并且在此情况下产生的PWM信号Vcp2与控制布置的其他工作频率无关。

在实践中，像图7的PWM变换器中那样使用于与电压Vcom相比较的LLC斜坡信号Lrmp向上移动，并且移动的量依赖于晶体管140的栅极阈值电压，并且像图8中那样生成足够精确的三角波形，其中在该三角波形和LLC斜坡信号Lrmp之间可能存在拍频，这样可能不能产生足够合乎需要且可靠的结果。

取而代之，可以例如像图9所示的那种形式的PWM变换器中那样使电压Vcom向下移动，图9所示的那种形式的PWM变换器包括差分放大器160和161、比较器162和163、触发器164、恒定电流源165、以及电阻器166至168。

参考图9，放大器160的同相输入被提供以电压Vcom，并且其输出经由电阻器166耦合到该放大器的反相输入。电源165向电阻器166提供恒定电流，以在电阻器166两端产生0.5V的恒定电压。相应地，放大器160的输出具有Vcom-0.5V的电压。放大器160是由P沟道晶体管构成的，以允许其输出电压基本达到0V。

出于相同原因也由P沟道晶体管构成的放大器161的反相输入被提供以电压Hrmp，该电压Hrmp等于LLC斜坡信号Lrmp的最大幅度的一半，在此示例中，对于2.0V的斜坡，该电压为1.0V。放大器161的输出经由电阻器168耦合到该放大器的同相输入，并且该同相输入经由电阻器167耦合到放大器160的输出，该电阻器167具有与电阻器168相同的电阻。放大器161的输出电压因此为2(Hrmp)-(Vcom-0.5)。

放大器160的输出也被提供到比较器162的同相输入，该比较器的反相输入被提供以LLC斜坡信号Lrmp并且其输出连接到触发器164的置位输入S。相反，放大器161的输出被提供到比较器163的反相输入，该比较器163的同相输入被提供以LLC斜坡信号Lrmp，并且其输出被连接到触发器164的复位输入R。触发器164的输出Q产生信号Vcp3，该信号Vcp3可构成PWM信号Vcp。在此情况下，信号Vcom的比较范围根据需要实际上为0.5V到2.5V，并且PWM信号具有与信号Lrmp相同的频率。

虽然以上通过示例方式描述了电源布置和控制单元的特定形式，但是在不脱离权利要求的范围的情况下可以对其进行许多修改、变化和适应性修改。

Claims (18)

1.一种控制功率因子校正变换器(10)的方法，包括以下步骤：

产生依赖于所述功率因子校正变换器的输出电压误差的脉冲宽度调制开关信号，所述输出电压误差体现出基准电压和比较电压之间的比较；

产生依赖于所述功率因子校正变换器的输入电流的电流；

依据所述脉冲宽度调制开关信号经由一电阻选择性地传导所述电流；以及

平滑所述电阻两端的电压以产生用于控制所述功率因子校正变换器的关断时间占空比的控制信号。

2.如权利要求1所述的方法，其中，产生脉冲宽度调制开关信号的步骤包括以下步骤：

产生依赖于所述功率因子校正变换器的输出电压误差的第一电压，并且

将所述第一电压与斜坡信号相比较，从而以脉冲宽度调制信号的形式产生所述脉冲宽度调制开关信号。

3.如权利要求2所述的方法，其中，将所述第一电压与斜坡信号相比较的步骤包括对所述斜坡信号进行电平移动，以匹配所述第一电压的幅度范围。

4.如权利要求2所述的方法，其中，将所述第一电压与斜坡信号相比较的步骤包括对所述第一电压进行电平移动，以匹配所述斜坡信号的幅度范围。

5.如权利要求2所述的方法，其中，所述斜坡信号具有三角波形。

6.如权利要求2所述的方法，其中，所述斜坡信号具有锯齿波形。

7.如权利要求6所述的方法，其中，将所述第一电压与斜坡信号相比较的步骤包括：对所述第一电压进行电平移动以匹配所述锯齿波形的幅度范围，产生等于所述斜坡信号的最大幅度减去所述第一电压的第二电压，并且将所述第一电压和第二电压与所述锯齿波形相比较以产生所述脉冲宽度调制开关信号。 

8.如权利要求1所述的方法，其中，产生依赖于所述功率因子校正变换器的输入电流的电流的步骤包括镜像所述输入电流。

9.如权利要求8所述的方法，其中，依据所述脉冲宽度调制开关信号经由一电阻选择性地传导所述电流的步骤包括利用所述脉冲宽度调制开关信号来控制与所述电阻串联耦合的开关。

10.一种用于功率因子校正变换器的控制单元，包括：

跨导放大器，其响应于所述功率因子校正变换器的输出电压，用于产生输出电压误差信号，所述输出电压误差体现出基准电压和比较电压之间的比较；

脉冲宽度调制变换器，用于产生依赖于所述输出电压误差信号的脉冲宽度调制信号；

开关电路，用于依据所述脉冲宽度调制信号来开关表示所述功率因子校正变换器的输入电流的电流；以及

响应于被开关的电流的电阻和与该电阻并联的电容，用于产生构成用于所述功率因子校正变换器的控制信号的经平滑的电压，所述控制信号用于利用所述功率因子校正变换器提供期望的功率因子校正。

11.如权利要求10所述的控制单元，其中，所述脉冲宽度调制变换器包括比较器，用于将依赖于所述输出电压误差信号的第一电压与斜坡信号相比较，以产生所述脉冲宽度调制信号。

12.如权利要求11所述的控制单元，其中，所述脉冲宽度调制变换器包括电平移动器，用于匹配所述斜坡信号的幅度范围和所述第一电压。

13.如权利要求12所述的控制单元，还包括用于提供锯齿波形来作为所述斜坡信号的连接。

14.如权利要求13所述的控制单元，其中，所述脉冲宽度调制变换器包括用于产生等于所述斜坡信号的最大幅度减去所述第一电压的第二电压以与所述斜坡信号进行比较的电路。

15.如权利要求10所述的控制单元，其中，所述开关电路包括：电流镜电路，用于产生依赖于所述功率因子校正变换器的输入电流的镜像电流；以及由所述脉冲宽度调制信号所控制的开关，用于选择性地向所述电阻提供所述镜像电流。

16.如权利要求15所述的控制单元，其中，所述开关电路包括：构成 所述电流镜电路的第一晶体管和第二晶体管，所述第二晶体管传导所述镜像电流；以及被布置来经由所述控制单元的输入端子传导所述第一晶体管的电流的输入电阻，所述输入端子具有依赖于所述功率因子校正变换器的输入电流的电压。

17.如权利要求16所述的控制单元，其中，

所述响应于被开关的电流的电阻与所述输入电阻的比率比所述开关电路的供应电压与所述输入端子的电压的最大量值的比率大。

18.功率因子校正变换器和如权利要求10所述的控制单元的组合，其中所述控制单元被布置为利用所述控制信号来控制所述功率因子校正变换器的开关。 

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