CN101599754B

CN101599754B - 用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法

Info

Publication number: CN101599754B
Application number: CN 200910029875
Authority: CN
Inventors: 吴乐南; 冯熳; 高鹏
Original assignee: SUZHOU EASTERNWONDER INFORMATION TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: Beijing Yuanyu Changlian Technology Co ltd
Priority date: 2009-03-26
Filing date: 2009-03-26
Publication date: 2013-02-13
Anticipated expiration: 2029-03-26
Also published as: CN101599754A

Abstract

本发明公开了一种用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法，属于数字信息接收技术领域。用于增强这种信号的冲击滤波方法是基于一类特殊的无限冲激响应(IIR)窄带数字带通滤波器，由单零点和多极点构成，可在其中心频率处再呈现一个极窄的陷波-选频特性，使得与之适配的不对称二元调制信号的滤波输出波形在信息调制处产生明显而强烈的寄生调幅冲击，输出信噪比得以大幅提升，甚至可在信号被噪声完全淹没的情形下以过冲的形式突显出信号的调制信息，从而可显著提升不对称二元调制信号的传输性能，简化接收机的结构。

Description

用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法

技术领域

本发明涉及一种特殊的冲击滤波方法，用于增强不对称二元调制信号的信噪比，属于数字信息接收的技术领域。

背景技术

在码元周期T内键控正弦载波的幅度(2ASK)、频率(2FSK)或相位(2PSK)，是数字通信、雷达、声呐等信息系统的基本二元(二进制)调制模式。如果调制时段τ＜T，就得到不对称的二元偏移键控(ABSK：Asymmetric Binary Shift Keying)调制。而通常数字通信中所用的二进制调制则都是“0”和“1”对称调制的，例如，在如下的一种统一的二元幅度/相位调制表达式中：

f₀(t)＝Asinω_ct，0≤t＜T

f_{1} (t) = \{\begin{matrix} B \sin (ω_{c} t + θ), & 0 \leq t < τ, 0 \leq θ \leq π \\ A \sin ω_{c} t, & τ \leq t < T \end{matrix} - - - (1)

设“0”和“1”所调制的正弦波形分别为f₀(t)和f₁(t)，则如果令“0”和“1”的信号幅度相等(即取B＝A)、调制时段相等(即取τ＝T)且相互反相(即取θ＝π)，就得到经典的二元相移键控(BPSK)调制；而如果保持(1)式中B＝A但取τ＜T甚至τ＜＜T，就得到一种重要的ABSK调制信号——扩展的BPSK(简称EBPSK)调制信号，可大幅提高调制信号的频谱利用率(可参见“自然科学进展”2007年第11期1467-1473页)。

但这样一来，EBPSK调制信号的“0”、“1”波形差异变小了，即f₀(t)和f₁(t)只在时间间隔τ内才可能不同，若直接用经典的相关检测器或匹配滤波器进行解调就要求有更高的输入信噪比(SNR)。为了尽可能提高ABSK调制信号对于发射功率的利用效率，必须寻求在解调前既能最大限度地滤除噪声和干扰，又能尽量保持信号有效特征的滤波方法，此即对ABSK信号进行增强的含义。

但是，经典的滤波理论和常规的滤波器设计很难满足这一要求。注意到ABSK调制信号的有效特征，仅仅在于波形“1”的[0，τ]时段，在码元已同步状态下对于(τ，T]时段的波形误差不太关心。因此，有必要也有可能对ABSK信号探索其它的特殊窄带带通滤波器设计理念和方法，这是高效调制解调器的技术关键。

美国的H.R.Walker博士利用普通的电路元件，发明了所谓“零群时延”晶体带通滤波器，几经简化，得到主要如图1所示的几种单晶体滤波器及其级联应用(可参见“Ultra NarrowBand Modulation Textbook”，http://www.vmsk.org/)。

其中之一的扫频响应及其对于反相1个载波周期调制信号的响应分别如图2(a)和图2(b)所示：尽管在48MHz的中频上其3dB带宽仅约1kHz，但其输出时域响应中的相位反转周期却清晰可见，没有噪声时不难检测。

可也正是由于要采用石英晶体实现，而晶体滤波器的中心频率一旦设定就不可调，不仅灵活性差，而且难以数字化集成。特别是受限于石英晶体自身参数的精度、稳定度和温度漂移、老化，因而可靠性、稳定性、灵活性和一致性都很差，因此，美国的这类“零群时延”晶体带通滤波器一直未能实用化，更未见产业化。只有突破零群时延石英晶体滤波器的技术本质，并用数字滤波器技术加以实现，才能使ABSK高效调制技术走向实用。而对此，Walker本人以及国内外众多学者和通信工程师一直认为是不可能的。因为无论是采用现有的无限冲激响应(IIR：Infinite Impulse Response)设计还是采用有限冲激响应(FIR：Finite ImpulseResponse)设计，ABSK调制信号经过这样窄的带通数字滤波器后，所携带的信息也将被一并滤除，剩下的只是一个在滤波器中心频率处作为载波的纯粹正弦波！

我们曾在“一种用于统一二元调制信号的解调方法”中，利用极其靠近的共轭零点-共轭极点对(以下简称单零点-单极点)分别模拟石英晶体的串联-并联谐振频率，一举实现了具有“零群时延”特性的IIR数字滤波器(发明专利申请号：200810124475.6)。虽然能较好地保持甚至突出ABSK调制信号的波形特征(图3(b))，但整体滤波特性(图3(a))远不够陡峭，去噪声并增强信号的能力尚有很大的改进空间。

发明内容

技术问题：

本发明的目的是针对不对称的二元偏移键控ABSK调制信号，寻求更好的增强其信噪比的数字滤波方法，要求该方法能够与ABSK调制信号波形相适配，不仅保持而且尽可能地突出滤波信号的调制特征，并最大限度地滤除噪声，从而提升接收机的解调性能和抗干扰能力，简化接收机结构。这里的问题是，石英晶体的品质因数(Q值)可以很高，因此晶体带通滤波器的频率响应可以非常陡峭；而为了保证数字IIR滤波器的稳定性，用来逼近晶体带通滤波器选频特性的滤波器极点不能在Z平面的单位圆上，因而单零点-单极点对的整体滤波特性不可能好。特别是对于带通滤波器的整体频率响应而言，零点和极点的作用是相互抵消的，引入零点会严重损害带通滤波器的整体频率响应；可一旦去掉该零点，则该IIR滤波器匹配ABSK信号调制特征的作用便不复存在，ABSK调制信号中的所有突变信息将全部“抹平”，滤波结果就只剩下不含任何调制信息的纯粹正弦波。例如不可能在EBPSK调制信号的相位跳变处产生幅度跳变波形以突出调制信息，即不可能得到图3(b)中第2个波形。为解决以上技术问题而提出一种用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法。

技术方案：

根据实验研究和理论分析我们发现，对于所要求的滤波特性，零点至关重要，但不能多，而Walker所强调的“零群时延”特性却并非必要。因此本发明的基本技术方案就是：单零点加多极点的IIR窄带带通数字滤波器，即只保留一个零点，但由于零点的位置不影响滤波器的稳定性，故将该零点取在Z平面的单位圆上，以便将零点的陷波作用发挥到极致。

有益效果：

1)可在保持甚至突出信号调制特征的同时更好地去除噪声。

本专利申请所发明的数字滤波机理不仅滤除噪声的能力强(因为带宽窄)，而且可在ABSK信号的信息调制处产生很高的幅度冲击，这一性质对于通信、雷达、声呐等都特别重要，但却为常规滤波器的致命弱点。

2)传输效率高。

本专利申请所发明的数字冲击滤波器能够利用极窄的陷波-选频特性很好地突出淹没在噪声中的ABSK调制信号的信息特征，因而可有效地提高ABSK解调器的误码率性能，从而可以更有效地利用信号的发射功率，增大通信距离；而如果发射功率不变，则由于ABSK调制方式的频谱利用率高于传统对称的二元键控调制方式(如BPSK、FSK和ASK等)，于是采用ABSK调制就可在同等的带宽内传输更高的信息码率。

3)灵活性强。

本专利申请所发明的数字滤波器极点个数不限，甚至还可以扩展到多个零点的情况，且载频与滤波器中心频率的偏差可以根据不同的系统要求进行设定，即可在很大的自由度下控制滤波性能，以适应不同的信道环境。

4)简化了接收机结构。

a.本专利申请所发明的特殊冲击滤波器与ABSK调制信号相配合，在对应于“1”的调制波形的起始处产生很高的冲击，其幅度明显高于无信息调制处的原始波形，因而可以直接通过幅度检测或者再利用拖尾部分能量综合累积检测来判决“0”、“1”信号；

b.本专利申请所发明的特殊冲击滤波器为数字化的IIR滤波器，只有几阶，因而计算量和硬件实现复杂度都极大地降低；

c.彻底革除了石英晶体滤波器，稳定性大为提高，使得整个ABSK传输系统可实现全数字化处理，特别有利于接收机的集成电路芯片集成和简化。

附图说明

图1是Walker发明的3种单晶体“零群时延”带通滤波器。

图2中(a)是图1之一的晶体滤波器的扫频响应，(b)是对于反相1个载波周期调制信号的响应。

图3是200810124475.6号专利申请所提出的单零点-单极点IIR滤波器，其中：(a)为滤波器的幅频特性和相频特性曲线；(b)为由(1)式所定义的EBPSK调制信号通过该滤波器前后的时域波形对比。

图4是本发明将图3(a)的零点取到Z平面单位圆上时陷波加深后的单零点-单极点IIR滤波器的局部幅频特性曲线。

图5是本发明所提出的单零点-双极点滤波器的结构框图。

图6是图5所示单零点-双极点滤波器的实施效果，其中：(a)为该滤波器的整体幅频特性，在约465kHz中心频率的极窄邻域内呈现陷波-选频特性；(b)为该幅频特性和相频特性的局部展放大图；而(c)则为该滤波器的实施效果，从上到下的波形曲线依次为：原始的EBPSK调制信号；加噪声后的原始信号波形，信噪比为SNR＝5dB；加噪声信号(SNR＝5dB)通过该滤波器后的输出波形；SNR＝0dB时的加噪声原始信号波形；加噪声信号(SNR＝0dB)通过该滤波器后的输出波形。

图7是本发明所提出的单零点-3极点滤波器的实施效果，其中：(a)为该滤波器的整体幅频特性；(b)是其局部幅频-相频特性展宽图；(c)则为该滤波器的实施效果，其中从上到下的波形曲线的说明与图6(c)相同。

图8是本发明所提出的单零点-4极点滤波器的实施效果，其中：(a)为该滤波器的整体幅频特性；(b)是其展宽的局部幅频-相频特性；(c)则为该滤波器的实施效果，从上到下的波形曲线依次为：原始的EBPSK调制信号；SNR＝5dB时的加噪声信号；SNR＝5dB加噪声信号的滤波输出波形；SNR＝0dB时的加噪声信号；SNR＝5dB加噪声信号的滤波输出波形；SNR＝-2dB时的加噪声信号；SNR＝-2dB加噪声信号的滤波效果。

图9是本发明所提出的单零点-5极点滤波器的实施效果，其内容说明与图8相同。

图10是本发明所提出的单零点-3极点滤波器与200810124475.6号专利申请所提出的单零点-单极点滤波器用于解调EBPSK信号的性能对比。

具体实施方式

以单一的零点-极点对为基础，再添加一个或多个极点，即可在ABSK信号的信息调制处产生比单零点-单极点IIR滤波器更加强烈和明显的冲击波形，且滤波器带宽显著缩窄，输出信噪比得到更大的提升，甚至可在信号被噪声完全淹没的情形下(信噪比SNR＜0)以过冲的形式突显出信号的调制信息，故可称之为数字冲击滤波器(Impacting Filters)或ABSK信号数字增强器。但必须注意以下技术要求：

1、零、极点非常靠近，以便在滤波器中心频率的极窄邻域内呈现陷波-选频特性，但零点频率不能在极点频率之间。也就是说，如果零点频率在滤波器频率的低端，则其低于所有极点的频率，反之亦然。但从强化滤除高频噪声和脉冲干扰的角度考虑，首选零点频率低于极点频率；

2、零点最好在Z平面的单位圆上，极点应在单位圆内且尽量具有相同的相角；

3、滤波器的峰值频率与ABSK信号的载波频率不一致，且其偏移量由ABSK信号的调制度与该滤波器的相频特性相配合来确定，使得在滤除噪声的同时能够把输入信号的调制参数变化突出为输出信号的幅度冲击波形；

4、极点越多，冲击能量越大，但码间干扰也随之增加，故极点并非越多越好；

5、为了保证滤波器系数为实数，无论是零点，还是极点，均应共轭成对出现。

下面详述实施例：

1、我们在200810124475.6号发明专利申请中，以单零点-单极点的IIR滤波器作为实施例，其传递函数为：

H (z) = \frac{Σ_{j = 0}^{J} b_{j} \cdot z^{- j}}{1 - Σ_{i = 1}^{I} a_{i} \cdot z^{- i}} - - - (2)

其中I＝2、J＝1，b₀＝1、b₁＝-1.630、b₂＝1，且a₁＝1.608、a₂＝-0.996。得到的滤波器幅频特性和相频特性如图3(a)所示。将(1)式定义的如图3(b)第1道波形所示的EBPSK调制信号的载频位于滤波器峰值左侧(低端)输入时，得到滤波器的输出信号如图3(b)第2道波形所示。可见信号的相位跳变处产生增大的寄生调幅，即相位跳变部分的幅度有所升高，但其它时段的信号幅度反而有一定程度的衰减。

2、为了改善IIR带通滤波器的总体选频性能(即缩窄其总体带宽)，应该增加极点，这是本领域的公知常识；但为了使EBPSK信号相位跳变处滤波器输出波形的幅度跳变更高，所加极点的位置必须与原极点均位于零点右方，以保证极点频率均高于零点频率，且所加极点的相角应尽可能与原极点相角相同，而且零点必不可少，但不能多。这是本专利申请的重要发现。为此，我们构思了单零点-多极点的IIR滤波器实现方案，首先将该零点置于Z平面的单位圆上，即在滤波器传递函数(如(2)、(3)式)的分子中均取b₀＝b₂＝1和b₁＝-1.6181733185991785，以最大限度地发挥零点的功效。图4显示，这样的确可以比图3(a)陷波更深(理论上该点的衰减为无穷大)。

3、本发明首先实施单零点-双极点方案。在(2)式中取I＝4、J＝2，得到其传递函数为：

H (z) = \frac{b_{0} + b_{1} \cdot z^{- 1} + b_{2} \cdot z^{- 2}}{1 - a_{1} \cdot z^{- 1} - a_{2} \cdot z^{- 2} - a_{3} \cdot z^{- 3} - a_{4} \cdot z^{- 4}} - - - (3)

相应的滤波器结构如图5所示。在(3)式中取

a₁＝-3.2030956372618675，a₂＝4.5250048786401749，

a₃＝-3.1388924680650234，a₄＝0.96031356602907181，

得到一种新颖的滤波器整体幅频特性如图6(a)所示。将其与图4相比可见：单零点-单极点滤波器虽然在中心频率(约465kHz)的极窄邻域内呈现陷波-选频特性，但在图4横坐标的整个350kHz-800kHz频带内，整体上几乎没有滤波效果；而本发明实施的单零点-双极点滤波器不仅在0-2.4MHz的整个频带内呈现出明显的带通特性(例如在与图4低端对应的350kHz处约衰减16dB，在与图4高端对应的800kHz处约衰减31dB)，同时还仍然保留了在465kHz邻域内极窄的陷波-选频特性，图6(b)即为该局部幅频特性和相频特性的展宽效果图。

图6(c)则为该滤波器的实施效果。其中从上到下：第1道波形为原始的EBPSK调制信号；第2道和第4道为原始信号添加噪声后的波形，信噪比分别为SNR＝5dB和SNR＝0dB；而第3道和第5道波形则分别为该两道加噪声信号通过该滤波器后的输出波形。可见在EBPSK调制信号的相位跳变(即调制信息为“1”)处，滤波器输出信号的幅度也有所不同，据此可利用门限判决来实现“1”的检测，从而达到EBPSK信号的解调(参见图中标识的“0”和“1”)。更为重要的是，对比图6(c)以及图4各道波形的纵坐标比例，立即可以发现本发明所实施的单零点-双极点滤波器，不仅滤波效果更明显，而且可将输入信号的调制信息(例如EBPSK信号的相位跳变)突出为很高的幅度冲击波形(约从±2提升到±42)。

4、本发明接着实施单零点-3极点方案，滤波器传递函数在形式上仍如(2)式，零点不变，只是极点的滤波器系数(I＝6)取

a₁＝-4.5781931992746454，a₂＝9.6546659241157258，a₃＝-11.692079480819313，

a₄＝8.5756341567768217，a₅＝-3.6121554794765309，a₆＝0.70084076007371199，

得到如图7(a)所示的滤波器整体幅频特性，和如图7(b)所示的局部幅频-相频特性展宽图。与图6(a)、(b)相比可见：单零点-3极点滤波器不仅仍然保留了极窄的中频陷波-选频特性，而且在0-2.4MHz的整个频带内呈现出更优良的带通特性(例如在350kHz处衰减约17dB，而800kHz处则加大到约55dB)。

图7(c)则为该滤波器的实施效果，其中各道波形的含义与图6(c)类似，可见增加极点后不仅滤波效果更明显，而且单零点-3极点滤波器可将输入信号相位跳变转换为幅度放大约1000倍的输出冲击波形(约从±2提升到±160)。

5、本发明继续实施单零点-4极点方案，滤波器传递函数在形式上仍如(2)式，零点不变，只是极点的滤波器系数(I＝8)取

a₁＝-6.1150669443734404，a₂＝17.593270852070781，a₃＝-30.66190141963812，

a₄＝35.258220132970798，a₅＝-27.343924194038685，a₆＝13.991777506187015，

a₇＝-4.3370740838799371，a₈＝0.63250878596652416，

得到如图8(a)所示的滤波器整体幅频特性，和如图8(b)所示的局部幅频-相频特性展宽图。与图7(a)、(b)相比可见：单零点-4极点滤波器不仅仍然保留了极窄的中频陷波-选频特性，而且在0-2.4MHz的整个频带内呈现出更优良的带通特性(例如在350kHz处衰减加大到约28dB，而800kHz处则加大到约65dB)。

图8(c)则为该滤波器的实施效果，其中各道波形的含义与图7(c)类似，只是新增第6道SNR＝-2dB的原始信号添加噪声后的时域波形，及其通过该滤波器后的输出波形作为第7道。与图7(c)类似，增加极点后不仅滤波效果更明显，而且单零点-4极点滤波器可将输入信号相位跳变转换为幅度放大约1000倍的输出冲击波形(约从±2提升到±2000)。

6、最后，本发明再给出单零点-5极点方案，滤波器传递函数在形式上仍如(3)式，零点不变，只是极点系数(I＝10)取

a₁＝-7.6681183078417003，a₂＝28.011883907729636，a₃＝-63.620800400247603，

a₄＝99.091686356537593，a₅＝-110.35975939335152，a₆＝88.952271932857428，

a₇＝-51.267183754434257，a₈＝20.263029755101066，a₉＝-4.9793661081547125，

a₁₀＝0.58292009714674853，

得到分别如图9(a)和(b)所示的滤波器整体和局部特性。与图8(a)、(b)相比可见：单零点-5极点滤波器的带通特性和去除噪声的能力更加优秀(例如在350kHz处衰减加大到约38dB，而800kHz处则加大到约80dB)。

图9(c)则为该滤波器的实施效果，其中各道波形的含义和参数与图8(c)相同。可见，单零点-5极点滤波器可将输入信号相位跳变处的幅度放大约13000倍(约从±3提升到±40000)，增益超过80dB。虽然更有利于幅度的门限判决检测，但冲击波形在时间上的拖尾也更长，更可能延伸至下一码元周期而产生码间干扰。因而我们并不能无限制地增加极点，而是要在冲击幅度和拖尾长度间找到最佳的平衡点，使得有利于信号检测的同时不产生码间干扰。

6、为了考察本发明对于EBPSK信号传输性能的改善，分别将加有高斯白噪声的EBPSK调制信号通过图3(a)所示的由200810124475.6号专利申请所提出的单零点-单极点滤波器，和本发明申请所提出的由图7(a)所示的单零点-3极点滤波器，再对其滤波输出信号进行幅度判决检测以实现所传输信息的解调，所得到的误码率-信噪比曲线如图10所示。则由图10可见，当误码率为BER＝10^-4时，本发明可使信噪比大约节省4dB。

实施实验表明1个零点和2～4个极点是较好的组合。同时新增加的极点相角应尽可能与已有极点相角相同且不能太靠近单位圆，这样幅频响应边带衰减更快。而且值得指出的是，从上述典型实施案例的相频特性可以看出，本申请所发明的冲击滤波器，均未用到所谓的“零群时延”特性。

如表1所示是说明书中所用参量的定义：

参数符号	参数名称	参数说明	第一次出现的位置
				T	码元周期	时间变量	(1)式的说明
τ	调制时段	时间变量	(1)式的说明
				f₀(t)	“0”的调制波形	时间函数	(1)式
f₁(t)	“1”的调制波形	时间函数	(1)式
				A	信号幅度	大于零的实数	(1)式
B	信号幅度	大于等于零的实数	(1)式
				ω_c	信号载波的角频率	大于零的实数	(1)式
t	时间变量	实数	(1)式
				θ	信号的调制相位	0与π之间的实数	(1)式
a_i，i＝1，2，3…，I	滤波器极点的系数	实数	(2)式
				b_j，j＝0，1，2，…，J	滤波器零点的系数	实数	(2)式
I	滤波器(极点)的阶数	正整数	(2)式
				J	滤波器零点的阶数	正整数(J＜I)	(2)式
Q	品质因数，简称Q值	正实数	正文“技术问题”中

表1

Claims

1.一种用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法，其特征在于：采用一类特殊的无限冲激响应IIR窄带数字带通滤波器，由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，零点频率低于输入信号的载波频率，而极点频率则全部高于输入信号的载波频率，零点频率不能在极点频率之间，零点频率和极点频率的靠近程度要保证在该IIR窄带数字带通滤波器通带内的中心频率处呈现出一个极窄的陷波-选频特性，使得不对称二元调制信号的滤波输出波形在信息调制处产生寄生调幅冲击，信噪比得以提升。

2.根据权利要求1所述的用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法，其特征在于：在该滤波方法所实现的一对共轭零点-多对共轭极点窄带数字带通滤波器中，该零点位于Z平面的单位圆上或尽量靠近单位圆，而多个极点的相角即极点频率尽量保持相同。