CN101599695A - 无桥功率因数校正电路及其控制方法 - Google Patents

无桥功率因数校正电路及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种无桥功率因数校正电路及其控制方法，电路包括：第一电感器、第二电感器、第一二极管、第二二极管、负载与电容的并联支路，、第一可控开关器件、第二可控开关器件、第三可控开关器件、第四可控开关器件以及控制单元，所述控制单元控制所述第三可控开关器件和所述第四可控开关器件的关断与导通，以实现其与市电工频正负半周的切换同步。本发明提供的技术方案可进一步提高无桥无桥功率因数校正电路的效率、改善了无桥无桥功率因数校正电路的电磁干扰共模噪声，更容易实现产品化应用，实用价值更高。

Description

无桥功率因数校正电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及电子自动化领域，特别涉及一种无桥功率因数校正(PFC，Power Factor Correction)电路及其控制方法。
背景技术
随着能源短缺和环境恶化，对电源产品的效率要求越来越高。电源产品中的无桥PFC电路由于省掉了整流桥，在每个开关周期内只有两个开关管参与工作，通态损耗低，在提高效率方面具有突出的优势，如图1所示为传统无桥PFC电路。然而，图1所示的传统无桥PFC电路的电磁干扰(EMI，Electromagnetic Interference)共模噪声严重，于是，各种改进的无桥PFC电路及其控制方法也应运而生，用来在改善无桥PFC电路的EMI共模噪声的同时，进一步提高无桥PFC电路的效率。
为了提高无桥PFC电路的效率和改善无桥PFC电路的EMI共模噪声，现有技术提供了如下三种方案：
第一种，如图2所示的无桥PFC电路，图2中根据市电侦测线路的信号检测市电是工频正半周或工频负半周，在工频正半周，金属氧化物半导体(MOS，Metal Oxid Semiconductor)管S1处于脉宽调制(PWM，Pulse WidthModulation)状态，MOS管S2处于导通状态，利用MOS管S2沟道代替S2体二极管导电；在工频负半周，MOS管S2处于PWM状态，MOS管S1处于导通状态，利用MOS管S1沟道代替S1体二极管导电，其中PWM状态是指在半个工频周期内，开关器件多次导通和关断。由于MOS管沟道的直流导通电阻RDS(on)较小，因此，功率电流回路通态损耗降低，提高了无桥PFC电路的效率。
在第一种方案中，虽然可以提高无桥PFC电路的效率，但无桥PFC电路EMI共模噪声严重，很难实现产品化。
第二种，如图3所示的无桥PFC电路，通过串接两个二极管D3和D4将母线低压侧与市电输入L、N线之间短接，起到降低EMI共模噪声的作用。由于无桥PFC电路的工频正负半周工作过程对称，以工频正半周为例进行分析，开关S1和S2同步驱动。当开关S1导通时，电感L1、开关S1、二极管D4与Z21并联构成功率电流回路，其中，Z21为开关S2沟道与电感L2的串联支路；当开关S1关断时，电感L1、二极管D1、电容C和负载R、二极管D4与Z22并联构成功率电流回路，其中，Z22为S2体二极管与电感L2的串联支路。由于二极管D4采用普通整流二极管，通态压降较大，而二极管D4与Z21或Z22并联的通态压降等于二极管D4的通态压降，所以此功率电流回路的通态损耗较大。
在第二种方案中，虽然可以降低EMI共模噪声，但对无桥PFC电路的效率的提高不明显。
第三种，如图4所示的无桥PFC电路，通过在市电输入L、N线和母线低压侧的公共端之间分别接入一个滤波电容来旁路EMI共模噪声。由于图4所示的无桥PFC电路在工频正负半周工作过程对称，以工频正半周为例进行分析，电感电流高频分量全部流过电容C2，由于幅值较小，在电容C2中引起的损耗较小；电感电流工频分量全部流过开关S2和电感L2串联支路，此电流分量不仅在开关S2中产生通态损耗，同时在电感L2中产生铜损因此，此种无桥PFC电路的通态损耗很大，对无桥PFC电路的效率提高不明显。
在第三种方案，虽然可以降低无桥PFC电路的EMI共模噪声，但对无桥PFC电路的效率提高不明显。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种无桥PFC电路及其控制方法，以解决现有的无桥PFC电路的效率低、EMI共模噪声严重的问题。
为了解决上述问题，本发明提供了一种无桥PFC电路及其控制方法，具体的技术方案如下：
一种无桥功率因数校正电路，包括：
第一电感器，其第一端连接火线输入端；
第二电感器，其第一端连接零线输入端；
第一二极管，其阳极连接所述第一电感器的第二端；
第二二极管，其阳极连接所述第二电感器的第二端；
负载与电容的并联支路，其高压侧一端连接所述第一二极管和所述第二二极管的阴极；
第一可控开关器件，其第一端连接所述第一二极管的阳极，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；
第二可控开关器件，其第一端连接所述第二二极管的阳极，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；
第三可控开关器件，其第一端连接所述第一电感器的第一端，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；
第四可控开关器件，其第一端连接所述第二电感器的第一端，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；以及
控制单元，其第一输入端连接所述火线输入端，其第二输入端连接所述零线输入端，其第一输出端连接所述第一可控开关器件的第三端，第二输出端连接所述第二可控开关器件的第三端，其第三输出端连接所述第三可控开关器件的第三端，其第四输出端连接所述第四可控开关器件的第三端；
所述控制单元控制所述第三可控开关器件和所述第四可控开关器件的关断与导通，以实现其与市电工频正负半周的切换同步。
一种无桥功率因数校正电路，包括：
第一电感器，其第一端连接火线输入端；
第二电感器，其第一端连接零线输入端；
第一二极管，其阳极连接所述第一电感器的第二端；
第二二极管，其阳极连接所述第二电感器的第二端；
负载与电容的并联支路，其高压侧一端连接所述第一二极管和所述第二二极管的阴极；
第一可控开关器件，其第一端连接所述第一二极管的阳极，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；
第二可控开关器件，其第一端连接所述第二二极管的阳极，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；
第三可控开关器件，其第一端连接所述第一电感器的第一端，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；
第四可控开关器件，其第一端连接所述第二电感器的第一端，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；以及
控制单元，其第一输入端连接所述火线输入端，其第二输入端连接所述零线输入端，其第一输出端连接所述第一可控开关器件和所述第二可控开关器件的第三端，其第二输出端连接所述第三可控开关器件的第三端，其第三输出端连接所述第四可控开关器件的第三端；
所述控制单元控制所述第三可控开关器件和所述第四可控开关器件的关断与导通，以实现其与市电工频正负半周的切换同步。
基于上述无桥功率因数校正电路的控制方法，所述方法包括：
所述控制单元控制所述第三可控开关器件和所述第四可控开关器件的关断与导通，以实现与市电工频正负半周的切换同步。
本发明提供的技术方案，采用低导通电阻的可控开关器件代替现有技术方案二中无桥PFC电路中具有高导通压降的二极管，降低了无桥PFC电路的通态损耗，进一步提高了无桥PFC电路的效率。同时，由于在母线低压侧和市电输入L、N线之间引入可控开关器件，旁路了EMI共模噪声，使母线低压侧相对于N线的电位不随开关频率而浮动，从而改善了无桥PFC电路的EMI共模噪声，更容易实现产品化应用，实用价值更高。
附图说明
图1是传统的无桥PFC电路的结构图。
图2是现有技术提供的无桥PFC电路的结构图。
图3是现有技术提供的无桥PFC电路的结构图。
图4是现有技术提供的无桥PFC电路的结构图。
图5是本发明的一个实施例提供的无桥PFC电路的原理示意图。
图6是本发明的一个实施例提供的无桥PFC电路的结构图。
图7是本发明的一个实施例提供的无桥PFC电路的结构图。
图8是本发明的一个实施例提供的另一个无桥PFC电路的原理示意图。
图9是本发明的一个实施例提供的无桥PFC电路的控制方法的流程图。
具体实施方式
本发明的核心思想在于，选用低导通电阻的可控开关器件，由于其相应的导通压降很低，将该可控开关器件代替现有技术方案二的无桥PFC电路中具有高导通压降的二极管，可以降低无桥PFC电路的通态损耗，进一步提高了无桥PFC电路的效率。同时，由于在母线低压侧和市电输入L、N线之间引入可控开关器件，旁路了EMI共模噪声，使母线低压侧相对于N线的电位不随开关频率而浮动，从而改善了无桥PFC电路的EMI共模噪声，更容易实现产品化应用，实用价值更高。此外，由于可控开关器件的开关频率为市电频率，使得死区时间设置灵活，产品可靠性高。
下面结合附图及优选实施方式对本发明技术方案进行详细说明。
如图5所示为本发明的第一个实施例提供的一种无桥PFC电路的原理示意图，包括：
电感器L1，其第一端连接火线输入端；
电感器L2，其第一端连接零线输入端；
二极管D1，其阳极连接电感器L1的第二端；
二极管D2，其阳极连接电感器L2的第二端；
负载R与电容C形成并联支路，该并联支路的高压侧一端连接二极管D1和二极管D2的阴极；
开关S1为第一可控开关器件，其第一端连接二极管D1的阳极，其第二端连接负载R与电容C并联支路的低压侧一端；
开关S2为第二可控开关器件，其第一端连接二极管D2的阳极，其第二端连接负载R与电容C并联支路的低压侧一端；
开关S3为第三可控开关器件，其第一端连接电感器L1的第一端，其第二端连接负载R与电容C并联支路的低压侧一端；
开关S4为第四可控开关器件，其第一端连接电感器L2的第一端，其第二端连接负载R与电容C并联支路的低压侧一端；以及
控制单元，其第一输入端连接火线输入端，其第二输入端连接零线输入端，其第一输出端连接开关S1的第三端，第二输出端连接开关S2的第三端，其第三输出端连接开关S3的第三端，其第四输出端连接开关S4的第三端；
控制单元控制开关S3和开关S4的关断或导通，以实现与市电工频正负半周的切换同步。
进一步地，控制单元，在工频正半周，控制开关S3处于关断状态，开关S4处于导通状态；在从工频正半周切换到工频负半周时，在市电过零点经过控制单元预先设置的一段死区时间；在工频负半周，控制开关S3处于导通状态，开关S4处于关断状态，以实现开关S3和开关S4的关断与导通与市电工频正负半周的切换同步。
可选地，开关S3和开关S4可以是MOS管；其中，MOS管的第一端为漏极，第二端为源极，第三端为栅极。
可选地，开关S3和开关S4可以是绝缘栅双极型晶体(IGBT，InsulatedGate Bipolar Transistor)管；其中，IGBT管的第一端为集电极，第二端为发射极，第三端为栅极。
可选地，开关S3和开关S4可以是继电器；其中，继电器的第一端为第一功率触点，第二端为第二功率触点，第三端为驱动线圈的控制电路。
进一步地，开关S1和开关S2可以是MOS管或IGBT管：
当开关S1和开关S2是MOS管时，控制单元在工频正负半周，控制开关S1和开关S2都处于PWM状态，或控制单元在工频正半周控制开关S1处于PWM状态，开关S2处于导通状态，在工频负半周，控制开关S1处于导通状态，开关S2处于PWM状态；在从工频正半周切换到工频负半周时，在市电过零点经过控制单元预先设置的一段死区时间。
当开关S1和开关S2是IGBT管时，控制单元，在工频正半周时，控制开关S1处于PWM状态、开关S2处于关断状态；在从工频正半周切换到工频负半周时，在市电过零点经过控制单元预先设置的一段死区时间；在工频负半周时，控制开关S1处于关断状态，开关S2处于PWM状态。
下面以如图6所示无桥PFC电路的结构图作为本发明的第二个实施例，对图5进行详细的描述。图6中，开关S1、开关S2、开关S3和开关S4为MOS管。需要说明的是，开关S3和S4也可以是IGBT管或继电器，其具体工作过程与开关S1、开关S2、开关S3和开关S4是MOS管的工作过程类似，在此不再赘述。由于工频正负半周工作过程对称，以工频正半周为例进行详细说明，此时，可分两种情况：
第一、开关S1和S2处于PWM状态。在图6中，控制单元使开关S3处于关断状态，开关S4处于导通状态，此时，可以分两种情况：
(1)开关S1和S2同时处于导通状态，此时，电流经火线输入端、电感L1和开关S1，并在经开关S1后分成两路，一路经开关S2沟道、电感L2到零线输入端，另一路经开关S4沟道到零线输入端。
(2)开关S1和S2同时处于关断状态，此时，电流经火线输入端、电感L1、二极管D1、电容C和负载R的并联支路，并在经电容C和负载R的并联支路后分成两路，一路经开关S2体二极管、电感L2到零线输入端，另一路开关经S4沟道到零线输入端。
第二、开关S1处于PWM状态，开关S2处于导通状态，此时，如图6所示，可分两种情况：
(1)开关S1和S2同时处于导通状态，此时，电流经火线输入端、电感L1和开关S1，并在经开关S1后分成两路，一路经开关S2沟道、电感L2到零线输入端，另一路经开关S4沟道到零线输入端。
(2)开关S1处于关断状态，开关S2处于导通状态，此时，电流经火线输入端、电感L1、二极管D1、电容C和负载R的并联支路，并在经电容C和负载R的并联支路后分成两路，一路经开关S2沟道、电感L2到零线输入端，另一路经开关S4沟道到零线输入端。
从以上的描述可知，在工频正半周，开关S2和电感L2串联后与开关S4并联，以提供功率电流回路。在从工频正半周切换到工频负半周时，在市电过零点经过控制单元预先设置的一段死区时间，死区时间需根据产品效率指标和可靠性进行权衡来设定。类似的，在工频负半周，开关S1和电感L1串联后与开关S3并联，以提供功率电流回路。由于并联支路总的阻抗小于其中任何一个支路的阻抗值，即并联支路的阻抗值小于MOS管S4或S3的RDS(on)，而一般MOS管的RDS(on)为几十毫欧，因此在此并联支路上引起的通态损耗很低，从而使无桥PFC电路的效率得到明显提高。同时，由于在母线低压侧和市电输入L、N之间引入可控开关器件，旁路了EMI共模噪声，使母线低压侧相对于N线的电位不随开关频率而浮动，从而改善了无桥PFC校正电路的EMI共模噪声，更容易实现产品化应用，实用价值更高。此外，由于可控开关器件的开关频率为市电频率，使得死区时间设置灵活，产品可靠性高。
下面以如图7所示的无桥PFC电路的结构图作为本发明的第三个实施例，对图5进行详细的描述。图7中，开关S1和开关S2为IGBT管，开关S3和开关S4为MOS管。需要说明的是，开关S3和S4也可以是IGBT管或继电器，其具体工作过程与开关S1和开关S2为IGBT管，开关S3和开关S4为MOS管的工作过程类似，在此不再赘述。由于工频正负半周工作过程对称，以工频正半周为例进行详细说明，此时，控制单元使开关S3处于关断状态，开关S4处于导通状态，开关S1处于PWM状态，开关S2处于关断状态，此时，可以分两种情况：
(1)开关S1处于导通状态，开关S2处于关断状态，此时，电流经火线输入端、电感L1、开关S1、开关S4到零线输入端。开关S2没有电流经过。
(2)开关S1处于关断状态，开关S2处于关断状态，此时，电流经火线输入端、电感L1、二极管D1、电容C和负载R的并联支路、开关S4到零线输入端。开关S2没有电流经过。
从以上的描述可知，在工频正半周，开关S4和电感L1等器件串联，以提供功率电流回路。在从工频正半周切换到工频负半周时，在市电过零点经过控制单元预先设置的一段死区时间，死区时间需根据产品效率指标和可靠性进行权衡来设定。类似的，在工频负半周，控制单元使开关S3处于导通状态，开关S4处于关断状态，开关S1处于关断状态，开关S2处于PWM状态，此时，开关S3和电感L2等器件串联，以提供功率电流回路。由于开关S3和S4为低导通电阻的可控开关器件，其相应的导通压降很低，因此，将该可控开关器件代替无桥PFC电路中具有高导通压降的二极管，可以降低无桥PFC电路的通态损耗，进一步提高了无桥PFC电路的效率。其它的有益效果与图6所提供的电路所带来的有益效果相同，在此不再赘述。
此外，也可以对图5所示的无桥功率因数校正电路进行改进，如图8所示为本发明的实施例提供的另一种无桥功率因数校正电路的示意图，与图5不同的是，在图8中，控制单元包括三个输出端，第一输出端连接开关S1和开关S2的第三端，第二输出端连接开关S3的第三端，第三输出端连接开关S4的第三端，在市电工频正负半周，控制单元控制开关S1和开关S2都处于PWM状态，此时电流流向可以参见上述实施例中，开关S1和开关S2都处于PWM状态的描述，在此不再赘述。关于图8的进一步详细的电路图可以参见图6和图7，在此不再赘述。
本发明的第四个实施例提供了一种无桥PFC电路的控制方法，其中，该无桥PFC电路如图5所示包括：
电感器L1，其第一端连接火线输入端；
电感器L2，其第一端连接零线输入端；
二极管D1，其阳极连接电感器L1的第二端；
二极管D2，其阳极连接电感器L2的第二端；
负载R与电容C形成并联支路，该并联支路的高压侧一端连接二极管D1和二极管D2的阴极；
开关S1为第一可控开关器件，其第一端连接二极管D1的阳极，其第二端连接负载R与电容C并联支路的低压侧一端；
开关S2为第二可控开关器件，其第一端连接二极管D2的阳极，其第二端连接负载R与电容C并联支路的低压侧一端；
开关S3为第三可控开关器件，其第一端连接电感器L1的第一端，其第二端连接负载R与电容C并联支路的低压侧一端；
开关S4为第四可控开关器件，其第一端连接电感器L2的第一端，其第二端连接负载R与电容C并联支路的低压侧一端；以及
控制单元，其第一输入端连接火线输入端，其第二输入端连接零线输入端，其第一输出端连接开关S1的第三端，第二输出端连接开关S2的第三端，其第三输出端连接开关S3的第三端，其第四输出端连接开关S4的第三端；
如图9所示，该方法包括：
901，市电在工频正负半周间切换时，在市电过零点设置死区时间。
具体地，死区时间需根据产品效率指标和可靠性进行权衡来设定。
902，根据市电侦测电路的信号，检测市电处于工频正半周或工频负半周，如果是工频正半周，则执行903；如果是工频负半周，则执行904。
903，控制单元控制开关S3处于关断状态，开关S4处于导通状态。
904，控制单元控制开关S3处于导通状态，开关S4处于关断状态。
进一步地，如果该开关S1和开关S2为MOS管，具体的电路图可以参见图6，所述方法还包括：
控制单元控制开关S1和开关S2在工频正负半周均处于PWM状态，或控制单元在工频正半周控制开关S1处于PWM状态，开关S2处于导通状态，在工频负半周，控制开关S1处于导通状态，开关S2处于PWM状态。
其中，在控制单元的控制下，电流的流向可以参见本发明的第二个实施例，在此不再赘述。
进一步地，如果该开关S1和开关S2为IGBT管，具体的电路图可以参见图7，所述方法还包括：
控制单元在工频正半周，控制开关S1处于PWM状态，开关S2处于关断状态；在工频负半周，控制开关S1处于关断状态，开关S2处于PWM状态。
其中，在控制单元的控制下，电流的流向可以参见本发明的第三个实施例，在此不再赘述。
此外，根据图8所示的电路原理图，本发明的第五个实施例提供了一种无桥PFC电路的控制方法，在该方法中，控制单元控制开关S1和S2在市电工频正负半周，处于PWM状态，具体的电流流向可以参见上述实施例中，开关S1和开关S2都处于PWM状态的描述，在此不再赘述。
在本发明实施例中，用低导通电阻的可控开关器件代替现有技术中无桥PFC电路中具有高导通压降的二极管，降低了无桥PFC电路的通态损耗，进一步提高了无桥PFC电路的效率。同时，由于在母线低压侧和市电输入L、N线之间引入可控开关器件，旁路了EMI共模噪声，使母线低压侧相对于N线的电位不随开关频率而浮动，从而改善了无桥PFC电路的EMI共模噪声，更容易实现产品化应用，实用价值更高。此外，由于可控开关器件的开关频率为市电频率，使得死区时间设置灵活，产品可靠性高。
本发明所述方案，并不仅仅限于说明书和实施方式中所列运用。对本发明技术所属领域的普通技术人员来说，可根据本发明做出各种相应的改变和变形，而所有这些相应的改变和变形都属于本发明权利要求的保护范围。

Claims (11)

1、一种无桥功率因数校正电路，其特征在于，包括：
第一电感器，其第一端连接火线输入端；
第二电感器，其第一端连接零线输入端；
第一二极管，其阳极连接所述第一电感器的第二端；
第二二极管，其阳极连接所述第二电感器的第二端；
负载与电容的并联支路，其高压侧一端连接所述第一二极管和所述第二二极管的阴极；
第一可控开关器件，其第一端连接所述第一二极管的阳极，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；
第二可控开关器件，其第一端连接所述第二二极管的阳极，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；
第三可控开关器件，其第一端连接所述第一电感器的第一端，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；
第四可控开关器件，其第一端连接所述第二电感器的第一端，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；以及
控制单元，其第一输入端连接所述火线输入端，其第二输入端连接所述零线输入端，其第一输出端连接所述第一可控开关器件的第三端，第二输出端连接所述第二可控开关器件的第三端，其第三输出端连接所述第三可控开关器件的第三端，其第四输出端连接所述第四可控开关器件的第三端；
所述控制单元控制所述第三可控开关器件和所述第四可控开关器件的关断与导通，以实现其与市电工频正负半周的切换同步。
2、如权利要求1所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述控制单元，在工频正半周，控制所述第三可控开关器件处于关断状态、所述第四可控开关器件处于导通状态；在从工频正半周切换到工频负半周时，在市电过零点经过所述控制单元预先设置的一段死区时间；在工频负半周，控制所述第三可控开关器件处于导通状态、所述第四可控开关器件处于关断状态，以实现所述第三可控开关器件和所述第四可控开关器件的关断和导通与市电工频正负半周的切换同步。
3、如权利要求1所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述第三可控开关器件和所述第四可控开关器件为金属氧化物半导体MOS管；所述MOS管的第一端为漏极，第二端为源极，第三端为栅极。
4、如权利要求1所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述第三可控开关器件和所述第四可控开关器件为绝缘栅双极型晶体IGBT管；所述IGBT管的第一端为集电极，第二端为发射集，第三端为栅极。
5、如权利要求1所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述第三可控开关器件和所述第四可控开关器件为继电器；所述继电器的第一端为第一功率触点，第二端为第二功率触点，第三端为功率线圈的控制电路。
6、如权利要求1至5任意一项所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述第一可控开关器件和所述第二可控开关器件为MOS管，所述控制单元控制所述第一可控开关器件和所述第二可控开关器件，在工频正负半周处于脉宽调制PWM状态，或在工频正半周控制所述第一可控开关器件处于PWM状态，所述第二可控开关器件处于导通状态，在工频负半周，控制所述第一可控开关器件处于导通状态，所述第二可控开关器件处于PWM状态，其中，在从工频正半周切换到工频负半周时，在市电过零点经过所述控制单元预先设置的一段死区时间。
7、如权利要求1至5任意一项所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，
所述第一可控开关器件和所述第二可控开关器件为IGBT管，所述控制单元，在所述工频正半周，控制所述第一可控开关器件处于PWM状态、所述第二可控开关器件处于关断状态；在从工频正半周切换到工频负半周时，在市电过零点经过所述控制单元预先设置的一段死区时间；在所述工频负半周，控制所述第一可控开关器件处于关断状态、所述第二可控开关器件处于PWM状态。
8、一种无桥功率因数校正电路，其特征在于，包括：
第一电感器，其第一端连接火线输入端；
第二电感器，其第一端连接零线输入端；
第一二极管，其阳极连接所述第一电感器的第二端；
第二二极管，其阳极连接所述第二电感器的第二端；
负载与电容的并联支路，其高压侧一端连接所述第一二极管和所述第二二极管的阴极；
第一可控开关器件，其第一端连接所述第一二极管的阳极，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；
第二可控开关器件，其第一端连接所述第二二极管的阳极，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；
第三可控开关器件，其第一端连接所述第一电感器的第一端，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；
第四可控开关器件，其第一端连接所述第二电感器的第一端，其第二端连接所述负载与电容的并联支路的低压侧一端；以及
控制单元，其第一输入端连接所述火线输入端，其第二输入端连接所述零线输入端，其第一输出端连接所述第一可控开关器件和所述第二可控开关器件的第三端，其第二输出端连接所述第三可控开关器件的第三端，其第三输出端连接所述第四可控开关器件的第三端；
所述控制单元控制所述第三可控开关器件和所述第四可控开关器件的关断与导通，以实现其与市电工频正负半周的切换同步。
9、如权利要求8所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，
所述第一可控开关器件和所述第二可控开关器件为IGBT管或MOS管，所述控制单元，在所述工频正负半周，控制所述第一可控开关器件和所述第二可控开关器件处于PWM状态，在从工频正半周切换到工频负半周时，在市电过零点经过所述控制单元预先设置的一段死区时间。
10、如权利要求1或8所述无桥功率因数校正电路的控制方法，其特征在于，所述方法包括：
所述控制单元控制所述第三可控开关器件和所述第四可控开关器件的关断与导通，以实现与市电工频正负半周的切换同步。
11、如权利要求10所述的无桥功率因数校正电路的控制方法，其特征在于，
所述控制单元，在工频正半周，控制所述第三可控开关器件处于关断状态、所述第四可控开关器件处于导通状态；在从工频正半周切换到工频负半周时，在市电过零点经过所述控制单元预先设置的一段死区时间；在工频负半周，控制所述第三可控开关器件处于导通状态、所述第四可控开关器件处于关断状态，以实现所述第三可控开关器件和所述第四可控开关器件的关断和导通与市电工频正负半周的切换同步。
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Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011000262A1 (zh) * 2009-07-03 2011-01-06 中兴通讯股份有限公司 无桥功率因数校正电路及其控制方法
CN102457174A (zh) * 2010-10-26 2012-05-16 中兴通讯股份有限公司 一种功率因数校正电路及控制方法
CN102684516A (zh) * 2012-04-28 2012-09-19 绥中中维科技有限公司 一种交流电驱动led白光照明的pfc变换电路
WO2013078856A1 (zh) * 2011-12-02 2013-06-06 中兴通讯股份有限公司 H桥pfc电路及该电路中电感电流的下降沿采样方法
CN103516192A (zh) * 2012-06-29 2014-01-15 艾默生网络能源系统北美公司 功率因数校正电路和开关电源模块、功率因数校正方法
CN103516194A (zh) * 2012-06-29 2014-01-15 艾默生网络能源系统北美公司 功率因数校正电路和开关电源模块、功率因数校正方法
CN103532368A (zh) * 2012-07-05 2014-01-22 珠海格力电器股份有限公司 智能功率模块
CN105226932A (zh) * 2015-10-21 2016-01-06 上海大学 高效率功率因数校正电路拓扑结构及其控制方法
CN105450014A (zh) * 2015-12-20 2016-03-30 华南理工大学 一种Z型双boost无桥PFC变换器
CN105471251A (zh) * 2014-09-12 2016-04-06 艾默生网络能源系统北美公司 交错图腾无桥功率因数校正电路开关管的控制方法及装置
CN107110507A (zh) * 2014-09-05 2017-08-29 伊莱克斯家用产品公司 用于电子控制式燃气灶具的组合emi屏蔽件及安装系统
CN107370360A (zh) * 2017-08-30 2017-11-21 广东工业大学 一种无桥apfc有源因数功率校正电路
CN114459137A (zh) * 2022-01-11 2022-05-10 珠海格力电器股份有限公司 一种空调的零火线调理装置及其控制方法、空调

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1153331C (zh) * 2002-02-01 2004-06-09 艾默生网络能源有限公司 用于不间断电源的功率因数校正电路
CN1864319A (zh) * 2003-10-01 2006-11-15 国际整流器公司 单周控制的无桥路升压(blb)功率因数校正电路结构
US20060198172A1 (en) * 2003-10-01 2006-09-07 International Rectifier Corporation Bridgeless boost converter with PFC circuit
CN1610230A (zh) * 2004-11-05 2005-04-27 北京工业大学 一种交流升压方式的三相功率因数校正电路
US7355868B2 (en) * 2005-03-31 2008-04-08 International Rectifier Corporation Current sense method for bridgeless boost (BLB) PFC circuit using single current transformer
CN101599695A (zh) * 2009-07-03 2009-12-09 中兴通讯股份有限公司 无桥功率因数校正电路及其控制方法

Cited By (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011000262A1 (zh) * 2009-07-03 2011-01-06 中兴通讯股份有限公司 无桥功率因数校正电路及其控制方法
CN102457174A (zh) * 2010-10-26 2012-05-16 中兴通讯股份有限公司 一种功率因数校正电路及控制方法
WO2013078856A1 (zh) * 2011-12-02 2013-06-06 中兴通讯股份有限公司 H桥pfc电路及该电路中电感电流的下降沿采样方法
CN102684516A (zh) * 2012-04-28 2012-09-19 绥中中维科技有限公司 一种交流电驱动led白光照明的pfc变换电路
CN103516192A (zh) * 2012-06-29 2014-01-15 艾默生网络能源系统北美公司 功率因数校正电路和开关电源模块、功率因数校正方法
CN103516194A (zh) * 2012-06-29 2014-01-15 艾默生网络能源系统北美公司 功率因数校正电路和开关电源模块、功率因数校正方法
CN103516194B (zh) * 2012-06-29 2016-04-27 艾默生网络能源系统北美公司 功率因数校正电路和开关电源模块、功率因数校正方法
CN103532368A (zh) * 2012-07-05 2014-01-22 珠海格力电器股份有限公司 智能功率模块
CN107110507A (zh) * 2014-09-05 2017-08-29 伊莱克斯家用产品公司 用于电子控制式燃气灶具的组合emi屏蔽件及安装系统
CN105471251B (zh) * 2014-09-12 2018-06-19 沃尔缇夫能源系统公司 交错图腾无桥功率因数校正电路开关管的控制方法及装置
CN105471251A (zh) * 2014-09-12 2016-04-06 艾默生网络能源系统北美公司 交错图腾无桥功率因数校正电路开关管的控制方法及装置
CN105226932A (zh) * 2015-10-21 2016-01-06 上海大学 高效率功率因数校正电路拓扑结构及其控制方法
CN105450014A (zh) * 2015-12-20 2016-03-30 华南理工大学 一种Z型双boost无桥PFC变换器
CN107370360A (zh) * 2017-08-30 2017-11-21 广东工业大学 一种无桥apfc有源因数功率校正电路
CN107370360B (zh) * 2017-08-30 2023-05-05 广东工业大学 一种无桥apfc有源因数功率校正电路
CN114459137A (zh) * 2022-01-11 2022-05-10 珠海格力电器股份有限公司 一种空调的零火线调理装置及其控制方法、空调

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SE01 Entry into force of request for substantive examination
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