CN102545682A - 一种单相逆变器 - Google Patents

Abstract

一种单相逆变器，包括：直流电源正端接第一开关管的第一端；第一开关管第二端通过依次串联的第二、三、四开关管接直流电源负端；第一开关管第二端通过依次串联的第五、六、七开关管连接直流电源负端；第一钳位二极管接在第三、四开关管的公共端和第五、六开关管的公共端之间；第二钳位二极管接在第六、七开关管的公共端和第二、三开关管的公共端之间；第二、三开关管的公共端和第五、六开关管的公共端之间接交流负载；第二开关管反向并联第二二极管，第五开关管反向并联第五二极管。本发明实施例单相逆变器，可以提高逆变器的输出电能质量。

Description

一种单相逆变器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种单相逆变器。

背景技术

根据逆变器应用场合和控制方式的不同，可以将其分为离网型逆变器和并网型逆变器。在并网型逆变器中，根据是否带有变压器，又可以分为变压器隔离型逆变器和无变压器型逆变器。无变压器型逆变器由于其系统结构简单、效率高、体积小、成本低等诸多优点，得到了快速的发展，已经成为光伏中小功率的主流。

但是，无变压器型逆变器由于不能实现直流输入源和交流负载间的电气隔离，漏电流问题是其可靠性的关键指标之一。为获得较高的效率，对无变压器型逆变器通常采用单极性调制策略，而传统的H4拓扑已经不能同时兼顾漏电流和高效率两方面问题。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种单相逆变器，提高逆变器的输出电能质量，减小电感电流的纹波，解决了漏电流的问题；而且进一步提供了单相逆变器应用于单位功率因数的调制策略和/或需求无功功率场合的调制策略。

本发明提供一种单相逆变器，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管；

直流电源的正端接所述第一开关管的第一端；所述第一开关管的第二端通过依次串联的所述第二开关管、第三开关管、第四开关管连接直流电源的负端；所述第一开关管的第二端通过依次串联的所述第五开关管、第六开关管、第七开关管连接直流电源的负端；

第一钳位二极管的阳极接所述第三开关管和第四开关管的公共端，所述第一钳位二极管的阴极接所述第五开关管和第六开关管的公共端；

第二钳位二极管的阳极接所述第六开关管和第七开关管的公共端，所述第二钳位二极管的阴极接所述第二开关管和第三开关管的公共端；

所述第二开关管与第三开关管的公共端和所述第五开关管与第六开关管的公共端为所述单相逆变器的交流输出端；

所述第二开关管反向并联第二二极管，且所述第五开关管反向并联第五二极管。

优选地，所述单相逆变器还包括滤波电路，所述滤波电路包括第一电感、第二电感；

所述第二开关管与第三开关管的公共端通过依次串联的所述第一电感、交流负载和第二电感连接到所述第五开关管与第六开关管的公共端。

优选地，所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，对应的六个工作模态分别为：

第一工作模态：第一、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第二开关管、交流负载、第六开关管、第七开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第二、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第五二极管、第二开关管、交流负载、第五二极管；

第三工作模态：第一、六开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六开关管、第二钳位二极管、交流负载、第六开关管；

第四工作模态：第一、五、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第五开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第五、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第五开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第一、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第一钳位二极管、交流负载、第三开关管。

优选地，在输出电压的正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在输出电压的负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

优选地，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管持续截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管持续截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

本发明还提供一种单相逆变器，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管；

直流电源的正端接第一开关管的第一端；所述第一开关管的第二端通过依次串联的第二开关管、第三开关管、第四开关管连接直流电源的负端；所述第一开关管的第二端通过依次串联的第五开关管、第六开关管、第七开关管连接直流电源的负端；

第一钳位二极管的阳极接第三开关管和第四开关管的公共端，第一钳位二极管的阴极接第五开关管和第六开关管的公共端；

第二钳位二极管的阳极接第六开关管和第七开关管的公共端，第二钳位二极管的阴极接第二开关管和第三开关管的公共端；

第二开关管与第三开关管的公共端和第五开关管与第六开关管的公共端为所述单相逆变器的交流输出端；

第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管和第七开关管分别反向并联第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四极管、第五二极管、第六二极管和第七二极管。

优选地，所述单相逆变器还包括滤波电路，所述滤波电路包括第一电感、第二电感；

所述第二开关管与第三开关管的公共端通过依次串联的第一电感、交流负载和第二电感连接到所述第五开关管与第六开关管的公共端。

优选地，所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，对应的六个工作模态分别为：

第一工作模态：第一、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第二开关管、交流负载、第六开关管、第七开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第二、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第五二极管、第二开关管、交流负载、第五二极管；

第三工作模态：第一、六开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六开关管、第二钳位二极管、交流负载、第六开关管；

第四工作模态：第一、五、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第五开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第五、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第五开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第一、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第一钳位二极管、交流负载、第三开关管。

优选地，在输出电压的正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在输出电压的负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

优选地，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管持续截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管持续截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

优选地，所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合时，对应的八个工作模态分别为：

第一工作模态：第一、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第二开关管、交流负载、第六开关管、第七开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第二、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第五二极管、第二开关管、交流负载、第五二极管；

第三工作模态：第一、六开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六开关管、第二钳位二极管、交流负载、第六开关管；

第四工作模态：第一、五、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第五开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第五、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第五开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第一、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第一钳位二极管、交流负载、第三开关管；

第七工作模态存在两种形式，均为第一、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；一路电流流经直流电源负母线、第七二极管、第六二极管，一路电流流经直流电源负母线、第四二极管、第一钳位二极管，然后两路电流汇总，汇总后电流流经交流负载、第二二极管、第一二极管、直流电源正母线；

第八工作模态存在两种形式，均为第一、五、三、四开关管导通，其余开关管截止；一路电流流经直流电源负母线、第四二极管、第三二极管，一路电流流经直流电源负母线、第七二极管、第二钳位二极管，然后两路电流汇总，汇总后电流流经交流负载、第五二极管、第一二极管、直流电源正母线。

优选地，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；

所述第六开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

优选地，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；所述第四开关管的导通时序信号在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

本发明还提供一种单相逆变器，包括：第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第九开关管；

直流电源的正端通过依次串联的第八开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管连接直流电源的负端；直流电源的正端通过依次串联的第九开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管连接直流电源的负端；

第三钳位二极管的阳极接第三开关管和第四开关管的公共端，第三钳位二极管的阴极接第五开关管和第六开关管的公共端；

第四钳位二极管的阳极接第六开关管和第七开关管的公共端，第四钳位二极管的阴极接第二开关管和第三开关管的公共端；

第二开关管与第三开关管的公共端和第五开关管与第六开关管的公共端为所述单相逆变器的交流输出端；

第二开关管反向并联第二二极管，且第五开关管反向并联第五二极管。

优选地，所述单相逆变器还包括滤波电路，所述滤波电路包括第一电感、第二电感；

所述第二开关管与第三开关管的公共端通过依次串联的所述第一电感、交流负载和第二电感连接到所述第五开关管与第六开关管的公共端。

优选地，所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，对应的六个工作模态分别为：

第一工作模态：第八、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第八开关管、第二开关管、交流负载、第六开关管、第七开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第二、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第五二极管、第二开关管、交流负载、第五二极管；

第三工作模态：第八、六开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六开关管、第四钳位二极管、交流负载、第六开关管；

第四工作模态：第九、五、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第九开关管、第五开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第五、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第五开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第九、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第三钳位二极管、交流负载、第三开关管。

优选地，在输出电压的正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在输出电压的负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

优选地，

所述第八开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管持续截止；

所述第九开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第九开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第九开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管持续截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管持续截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

本发明还提供一种单相逆变器，包括：第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第九开关管；

直流电源的正端通过依次串联的第八开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管连接直流电源的负端；直流电源的正端通过依次串联的第九开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管连接直流电源的负端；

第三钳位二极管的阳极接第三开关管和第四开关管的公共端，第三钳位二极管的阴极接第五开关管和第六开关管的公共端；

第四钳位二极管的阳极接第六开关管和第七开关管的公共端，第四钳位二极管的阴极接第二开关管和第三开关管的公共端；

第二开关管与第三开关管的公共端和第五开关管与第六开关管的公共端为所述单相逆变器的交流输出端；

第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管和第九开关管分别反向并联第二二极管、第三二极管、第四极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管、第八二极管和第九二极管。

优选地，所述单相逆变器还包括滤波电路，所述滤波电路包括第一电感、第二电感；

所述第二开关管与第三开关管的公共端通过依次串联的第一电感、交流负载和第二电感连接到所述第五开关管与第六开关管的公共端。

优选地，所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，对应的六个工作模态分别为：

第一工作模态：第八、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第八开关管、第二开关管、交流负载、第六开关管、第七开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第二、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第五二极管、第二开关管、交流负载、第五二极管；

第三工作模态：第八、六开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六开关管、第四钳位二极管、交流负载、第六开关管；

第四工作模态：第九、五、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第九开关管、第五开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第五、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第五开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第九、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第三钳位二极管、交流负载、第三开关管。

优选地，在输出电压的正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在输出电压的负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

优选地，

所述第八开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管持续截止；

所述第九开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第九开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第九开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管持续截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管持续截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

优选地，所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合时，对应的八个工作模态分别为：

第一工作模态：第八、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第八开关管、第二开关管、交流负载、第六开关管、第七开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第二、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第五二极管、第二开关管、交流负载、第五二极管；

第三工作模态：第八、六开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六开关管、第四钳位二极管、交流负载、第六开关管；

第四工作模态：第九、五、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第九开关管、第五开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第五、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第五开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第九、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第三钳位二极管、交流负载、第三开关管；

第七工作模态：第八、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流自直流电源负母线分为两路，一路电流流经第七二极管、第六二极管，另一路电流流经第四二极管、第三钳位二极管，然后两路电流汇合后流经交流负载、第二二极管再分为两路，一路流经第八二极管、直流电源正母线，另一路流经第九二极管、直流电源正母线；

第八工作模态：第九、五、三、四开关管导通，其余开关管截止；电流自直流电源负母线分为两路，一路电流流经第四二极管、第三二极管，另一路电流流经第七二极管、第四钳位二极管，然后两路电流汇合后流经交流负载、第五二极管再分为两路，一路流经第八二极管、直流电源正母线，另一路流经第九二极管、直流电源正母线。

优选地，

所述第八开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管持续截止；

所述第九开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第九开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第九开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；

所述第六开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

优选地，

所述第八开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管持续截止；

所述第九开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，第九开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第九开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；所述第四开关管的导通时序信号在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明实施例所述单相逆变器采用上述新的拓扑结构——在第三开关管和第四开关管的公共端与第五开关管和第六开关管的公共端之间连接有第一钳位二极管；在第六开关管和第七开关管的公共端与第二开关管和第三开关管的公共端之间连接有第二钳位二极管；当所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，第二开关管反向并联第二二极管，且第五开关管反向并联第五二极管。对于本发明实施例所述单相逆变器的拓扑结构，可以在应用于单位功率因数的场合时通过采用单极性倍频调制策略，使得输出的等效开关频率提高一倍，从而实现提高逆变器的输出电能质量。

进一步的，本发明实施例所述单相逆变器的每个开关管均反向并联一个二极管，这样本发明实施例所述单相逆变器就可以满足单位功率因数场合和需求无功功率场合下的两种调制策略。而且采用需求无功功率的调制策略时，即使所述单相逆变器当前工作于单位功率因数状态，也不需要进行需求无功功率的调制策略向单位功率因数的调制策略切换。

进一步方案，对于新的拓扑结构，通过采用单极性倍频调制策略，使得输出的等效开关频率提高一倍，进一步减小了输出电流纹波，提高了逆变器的输出电能质量，减小了滤波电感的体积，从而降低了滤波电感上的损耗，并解决了单相非隔离型光伏逆变器的漏电流问题。

附图说明

图1是本发明实施例一所述单相逆变器的拓扑图；

图2是本发明实施例一所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图；

图3是本发明实施例一所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图；

图4是本发明实施例一所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图；

图5是本发明实施例一所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图；

图6是本发明实施例一所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图；

图7是本发明实施例一所述单相逆变器处于第六工作模态对应的拓扑图；

图8是本发明实施例二所述单相逆变器的拓扑图；

图9是本发明实施例二所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图；

图10是本发明实施例二所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图；

图11是本发明实施例二所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图；

图12是本发明实施例二所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图；

图13是本发明实施例二所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图；

图14是本发明实施例二所述单相逆变器处于第六工作模态对应的拓扑图；

图15是本发明实施例二所述单相逆变器处于第七工作模态对应的拓扑图；

图16是本发明实施例二所述单相逆变器处于第八工作模态对应的拓扑图；

图17是本发明第一、二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下的七个开关管的导通时序示意图；

图18是本发明第二实施例所述单相逆变器应用于第一种需求无功功率场合下的七个开关管的导通时序示意图；

图19是本发明第二实施例所述单相逆变器应用于第二种需求无功功率场合下的七个开关管的导通时序示意图；

图20是本发明实施例三所述单相逆变器的拓扑图；

图21是本发明实施例三所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图；

图22是本发明实施例三所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图；

图23是本发明实施例三所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图；

图24是本发明实施例三所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图；

图25是本发明实施例三所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图；

图26是本发明实施例三所述单相逆变器处于第六工作模态对应的拓扑图；

图27是本发明实施例四所述单相逆变器的拓扑图；

图28是本发明实施例四所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图；

图29是本发明实施例四所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图；

图30是本发明实施例四所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图；

图31是本发明实施例四所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图；

图32是本发明实施例四所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图；

图33是本发明实施例四所述单相逆变器处于第六工作模态对应的拓扑图。

图34是本发明实施例四所述单相逆变器处于第七工作模态对应的拓扑图；

图35是本发明实施例四所述单相逆变器处于第八工作模态对应的拓扑图；

图36是本发明第三、四实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下的八个开关管的导通时序示意图；

图37是本发明第四实施例所述单相逆变器应用于第一种需求无功功率场合下的八个开关管的导通时序示意图；

图38是本发明第四实施例所述单相逆变器应用于第二种需求无功功率场合下的八个开关管的导通时序示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

本发明要解决的技术问题是提供一种单相逆变器，提高逆变器的输出电能质量，减小电感电流的纹波，解决了漏电流的问题；而且进一步提供了单相逆变器应用于单位功率因数的调制策略和/或无功功率场合的调制策略。

参照图1，为本发明实施例一所述单相逆变器的拓扑图。

本发明实施例一所述单相逆变器，包括：第一开关管T1、第二开关管TA2、第三开关管TB3、第四开关管TB4、第五开关管TB2、第六开关管TA3、第七开关管TA4。

直流电源的正端(直流电源正母线)通过第一电容C1连接直流电源的负端(直流电源负母线)。

直流电源的正端接第一开关管T1的第一端；所述第一开关管T1的第二端通过依次串联的第二开关管TA2、第三开关管TB3、第四开关管TB4连接直流电源的负端；所述第一开关管T1的第二端通过依次串联的第五开关管TB2、第六开关管TA3、第七开关管TA4连接直流电源的负端。

第一钳位二极管DF1的阳极接第三开关管TB3和第四开关管TB4的公共端，第一钳位二极管DF1的阴极接第五开关管TB2和第六开关管TA3的公共端。

第二钳位二极管DF2的阳极接第六开关管TA3和第七开关管TA4的公共端，第二钳位二极管DF2的阴极接第二开关管TA2和第三开关管TB3的公共端。

第二开关管TA2与第三开关管TB3的公共端和第五开关管TB2与第六开关管TA3的公共端为所述单相逆变器的交流输出端，连接交流负载。所述交流负载可以为电网。

所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，第二开关管TA2反向并联第二二极管DA2，且第五开关管TB2反向并联第五二极管DB2。

本发明第一实施例所述单相逆变器采用上述新的拓扑结构——在第三开关管TB3和第四开关管TB4的公共端与第五开关管TB2和第六开关管TA3的公共端之间连接有第一钳位二极管DF1；在第六开关管TA3和第七开关管TA4的公共端与第二开关管TA2和第三开关管TB3的公共端之间连接有第二钳位二极管DF2；当所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，第二开关管TA2反向并联第二二极管DA2，且第五开关管TB2反向并联第五二极管DB2。对于本发明第一实施例所述单相逆变器的拓扑结构，可以在应用于单位功率因数的场合时通过采用单极性倍频调制策略，使得输出的等效开关频率提高一倍，从而实现提高逆变器的输出电能质量。

需要说明的是，本发明实施例中，所述第一开关管T1、第二开关管TA2、第三开关管TB3、第四开关管TB4、第五开关管TB2、第六开关管TA3、第七开关管TA4均可以为IGBT管，所述第一开关管T1、第二开关管TA2、第三开关管TB3、第四开关管TB4、第五开关管TB2、第六开关管TA3、第七开关管TA4的第一端为集电极，第二端为发射极。

所述第一开关管T1、第二开关管TA2、第三开关管TB3、第四开关管TB4、第五开关管TB2、第六开关管TA3、第七开关管TA4还可以均为MOSFET等半导体器件。

本发明实施例所述单相逆变器的滤波电路具体可以采用L型滤波器，还可以采用LC型或LCL型滤波器作为滤波电路。

参见图1，本发明实施例所述单相逆变器具体可以包括第一电感L1、第二电感L2作为滤波电路，还可以包括第二电容C。

所述第二开关管TA2与第三开关管TB3的公共端通过依次串联的第一电感L1、电网VG和第二电感L2连接到所述第五开关管TB2与第六开关管TA3的公共端。所述第二电容C与所述电网VG并联。

参照图2至图7，图2是本发明实施例一所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图；图3是本发明实施例一所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图；图4是本发明实施例一所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图；图5是本发明实施例一所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图；图6是本发明实施例一所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图；图7是本发明实施例一所述单相逆变器处于第六工作模态对应的拓扑图。

本发明第一实施例所述单相逆变器可以应用于单位功率因数的场合。本发明第一实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合的调制策略时，电流回路参见图2至图7所示，对应六个工作模态(导通时为粗实线，没有导通时为细实线)：

第一工作模态：第一、二、六、七开关管T1、TA2、TA3、TA4导通，其余开关管均截止；参见图2，电流路径为：电流经直流电源正母线→第一开关管T1→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六开关管TA3→第七开关管TA4→直流电源负母线。

第二工作模态：第二、七开关管TA2和TA4导通，其余开关管均截止；参见图3，电流路径为：电流经第五二极管DB2→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第五二极管DB2。

第三工作模态：第一、六开关管T1和TA3导通，其余开关管均截止；参见图4，电流路径为：电流经、第六开关管TA3→第二钳位二极管DF2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六开关管TA3。

第四工作模态：第一、五、三、四开关管T1、TB2、TB3、TB4导通，其余开关管均截止；参见图5，电流路径为：电流经直流电源正母线→第一开关管T1→第五开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第三开关管TB3→第四开关管TB4→直流电源负母线。

第五工作模态：第五、四开关管TB2、TB4导通，其余开关管均截止；参见图6，电流路径为：电流经第二二极管DA2→第五开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第二二极管DA2。

第六工作模态：第一、三开关管T1、TB3导通，其余开关管均截止；参见图7，电流路径为：电流经第三开关管TB3→第一钳位二极管DF1→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第三开关管TB3。

本发明第一实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下，电压和电流同相位(即为电压为正时电流为正，电压为负时电流为负)，在电压为正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在电压为负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

本文所述的正弦调制波是工频，三角载波是高频，例如三角载波为20kHz。

参见图17，该图为本发明第一、二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下的七个开关管的导通时序示意图。

此时，调制策略七个开关管的导通时序为：

第一开关管T1的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管T1导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第一开关管T1导通，反之截止。

第二开关管TA2的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管TA2持续截止。

第六开关管TA3的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管TA3导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管TA3持续截止。

第七开关管TA4的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管TA4导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管TA4持续截止。

第五开关管TB2在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管TB2的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管TB2导通，反之截止。

第三开关管TB3在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管TB3的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管TB3导通，反之截止。

第四开关管TB4在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管TB4的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管TB4导通，反之截止。

本发明第一实施例所述单相逆变器构造了新的电路拓扑，引入单极倍频调制，结合图17，可以看到通过采用单极倍频调制，使得输出Vo的等效开关频率提高一倍，由此可以使得输出电流纹波进一步减小，提高了逆变器的输出电能质量，减小了滤波电感的体积，从而降低了滤波电感上的损耗，解决了倍频调制策略应用中的漏电流问题。

参照图8，为本发明实施例二所述单相逆变器的拓扑图。

本发明第二实施例所述单相逆变器与第一实施例的区别在于：所述单相逆变器能够应用于单位功率因数的场合和/或需求无功功率的场合，每个开关管分别反向并联一个二极管。

具体地，第一开关管T1反向并联第一二极管D1；第二开关管TA2反向并联第二二极管DA2；第三开关管TB3反向并联第三二极管DB3；第四开关管TB4反向并联第四二极管DB4；第五开关管TB2反向并联第五二极管DB2；第六开关管TA3反向并联第六二极管DA3；第七开关管TA4反向并联第七二极管DA4。上述二极管可以分别是对应开关管的内置二极管。

本发明第二实施例所述单相逆变器不仅可以应用于单位功率因数的场合，还可以应用于需求无功功率的场合。

参照图9至图14，图9是本发明实施例二所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图；图10是本发明实施例二所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图；图11是本发明实施例二所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图；图12是本发明实施例二所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图；图13是本发明实施例二所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图；图14是本发明实施例二所述单相逆变器处于第六工作模态对应的拓扑图。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合的调制策略时，电流回路参见图9至图14所示，对应六个工作模态(导通时为粗实线，没有导通时为细实线)：

第一工作模态：第一、二、六、七开关管T1、TA2、TA3、TA4导通，其余开关管均截止；参见图9，电流路径为：电流经直流电源正母线→第一开关管T1→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六开关管TA3→第七开关管TA4→直流电源负母线。

第二工作模态：第二、七开关管TA2和TA4导通，其余开关管均截止；参见图10，电流路径为：电流经第五二极管DB2→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第五二极管DB2。

第三工作模态：第一、六开关管T1和TA3导通，其余开关管均截止；参见图11，电流路径为：电流经、第六开关管TA3→第二钳位二极管DF2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六开关管TA3。

第四工作模态：第一、五、三、四开关管T1、TB2、TB3、TB4导通，其余开关管均截止；参见图12，电流路径为：电流经直流电源正母线→第一开关管T1→第五开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第三开关管TB3→第四开关管TB4→直流电源负母线。

第五工作模态：第五、四开关管TB2、TB4导通，其余开关管均截止；参见图13，电流路径为：电流经第二二极管DA2→第五开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第二二极管DA2。

第六工作模态：第一、三开关管T1、TB3导通，其余开关管均截止；参见图14，电流路径为：电流经第三开关管TB3→第一钳位二极管DF1→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第三开关管TB3。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下，电压和电流同相位(即为电压为正时电流为正，电压为负时电流为负)，在电压为正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在电压为负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

参见图17，该图为本发明第一、二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下的七个开关管的导通时序示意图。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合的调制策略：

第一开关管T1的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管T1导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第一开关管T1导通，反之截止。

第二开关管TA2的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管TA2持续截止。

第六开关管TA3的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管TA3导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管TA3持续截止。

第七开关管TA4的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管TA4导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管TA4持续截止。

第五开关管TB2在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管TB2的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管TB2导通，反之截止。

第三开关管TB3在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管TB3的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管TB3导通，反之截止。

第四开关管TB4在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管TB4的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管TB4导通，反之截止。

本发明第二实施例所述单相逆变器构造了新的电路拓扑，引入单极倍频调制，结合图17，可以看到通过采用单极倍频调制，使得输出Vo的等效开关频率提高一倍，由此可以使得输出电流纹波进一步减小，提高了逆变器的输出电能质量，减小了滤波电感的体积，从而降低了滤波电感上的损耗，解决了倍频调制策略应用中的漏电流问题。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合。

参照图9至图16，图9是本发明实施例二所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图；图10是本发明实施例二所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图；图11是本发明实施例二所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图；图12是本发明实施例二所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图；图13是本发明实施例二所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图；图14是本发明实施例二所述单相逆变器处于第六工作模态对应的拓扑图；图15是本发明实施例二所述单相逆变器处于第七工作模态对应的拓扑图；图16是本发明实施例二所述单相逆变器处于第八工作模态对应的拓扑图。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合的调制策略时，电流回路参见图9至图16所示，对应八个工作模态(导通时为粗实线，没有导通时为细实线)：

第一工作模态：第一、二、六、七开关管T1、TA2、TA3、TA4导通，其余开关管均截止；参见图9，电流路径为：电流经直流电源正母线→第一开关管T1→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六开关管TA3→第七开关管TA4→直流电源负母线。

第二工作模态：第二、七开关管TA2和TA4导通，其余开关管均截止；参见图10，电流路径为：电流经第五二极管DB2→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第五二极管DB2。

第三工作模态：第一、六开关管T1和TA3导通，其余开关管均截止；参见图11，电流路径为：电流经第六开关管TA3→第二钳位二极管DF2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六开关管TA3。

第四工作模态：第一、五、三、四开关管T1、TB2、TB3、TB4导通，其余开关管均截止；参见图12，电流路径为：电流经直流电源正母线→第一开关管T1→第五开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第三开关管TB3→第四开关管TB4→直流电源负母线。

第五工作模态：第五、四开关管TB2、TB4导通，其余开关管均截止；参见图13，电流路径为：电流经第二二极管DA2→第五开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第二二极管DA2。

第六工作模态：第一、三开关管T1、TB3导通，其余开关管均截止；参见图14，电流路径为：电流经第三开关管TB3→第一钳位二极管DF1→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第三开关管TB3。

第七工作模态存在两种形式，均为第一、二、六、七开关管T1、TA2、TA3、TA4导通，其余开关管均截止。参见图15，电流经直流电源负母线至交流负载的路径不同。一路电流经直流电源负母线→第七二极管DA4→第六二极管DA3，一路电流经直流电源负母线→第四二极管DB4→第一钳位二极管DF1，然后两路电流汇总为一路，汇总后电流流经第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第二二极管DA2→第一二极管D1→直流电源正母线。

第八工作模态存在两种形式，均为第一、五、三、四开关管T1、TB2、TB3、TB4导通，其余开关管截止。参见图16，电流经直流电源负母线至交流负载的路径不同。一路电流经直流电源负母线→第四二极管DB4→第三二极管DB3，一路电流经直流电源负母线→第七二极管DA4→第二钳位二极管DF2，然后两路电流汇总为一路，汇总后电流流经第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第五二极管DB2→第一二极管D1→直流电源正母线。

由于需求无功功率场合的上述八个工作模态的存在，因此每个开关管均需要反向并联有一个二极管，以提供上述电流通道。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于第一种需求无功功率的场合，需求无功功率的场合电压电流不在同相位(即为电压为正时电流可能为正也可能为负，电压为负时电流可能为正也可能为负)，因此需要可靠保证电压为正时，为电流提供两个流通路径即是此时第一工作模态和第七工作模态同时存在；第二工作模态和第五工作模态同时存在(即为第二、五开关管TA2、TB2同时导通)。保证电压为负时，也为电流提供两个流通路径，即是此时第四工作模态和第八工作模态同时存在，第三工作模态和第六工作模态同时存在(即为第六、三开关管TA3、TB3同时导通。

参见图18，该图为本发明第二实施例所述单相逆变器应用于第一种需求无功功率场合下的七个开关管的导通时序示意图。

此时，调制策略对应七个开关管的导通时序为：

第一开关管T1的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管T1导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第一开关管T1导通，反之截止。

第二开关管TA2的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止。

第六开关管TA3的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管TA3导通，反之截止。

第七开关管TA4的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管TA4导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管TA4持续截止。

第五开关管TB2的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管TB2导通，反之截止。

第三开关管TB3的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管TB3导通，反之截止。

第四开关管TB4在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，第四开关管TB4的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管TB4导通，反之截止。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于第二种需求无功功率的场合，需求无功功率的场合电压电流不在同相位(即为电压为正时电流可能为正也可能为负，电压为负时电流可能为正也可能为负)，因此需要可靠保证电压为正时，为电流提供两个流通路径即是此时第一工作模态和第七工作模态同时存在；第二工作模态和第六工作模态同时存在(即为第二、三开关管TA2、TB3同时导通)；保证电压为负时，也为电流提供两个流通路径，即是此时第四工作模态和第八工作模态同时存在，第三工作模态和第五工作模态同时存在(即为第六、五开关管TA3、TB2同时导通)。

参照图19，是本发明第二实施例所述单相逆变器应用于第二种需求无功功率场合下的七个开关管的导通时序示意图。

此时，调制策略对应七个开关管的导通时序为：

第一开关管T1的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管T1导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第一开关管T1导通，反之截止。

第二开关管TA2的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止。

第六开关管TA3的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管TA3导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第六开关管TA3导通，反之截止。

第七开关管TA4的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管TA4导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管TA4持续截止。

第五开关管TB2的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管TB2导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，由所述正弦调制波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管TB2导通，反之截止。

第三开关管TB3的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第三开关管TB3导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管TB3导通，反之截止。

第四开关管TB4在正弦调制波的正半周期内持续截止；第四开关管TB4的导通时序信号在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管TB4导通，反之截止。

由上述可知，本发明第二实施例所述单相逆变器的每个开关管均反向并联一个二极管，这样本发明第二实施例所述单相逆变器就可以满足单位功率因数场合和需求无功功率场合下的两种调制策略。并且当采用需求无功功率的调制策略时，即使所述单相逆变器当前工作于单位功率因数状态，也不需要进行需求无功功率的调制策略向单位功率因数的调制策略切换。

本发明实施例所述单相逆变器构造了新的电路拓扑，引入单极倍频调制，结合图17至19所示，可以看到通过采用单极倍频调制，使得输出Vo的等效开关频率提高一倍，由此可以使得输出电流纹波进一步减小，提高了逆变器的输出电能质量，减小了滤波电感的体积，从而降低了滤波电感上的损耗，解决了倍频调制策略应用中的漏电流问题。

参照图20，为本发明实施例三所述单相逆变器的拓扑图。

本发明实施例三所述单相逆变器，包括：第二开关管TA2、第三开关管TB3、第四开关管TB4、第五开关管TB2、第六开关管TA3、第七开关管TA4、第八开关管TA1、第九开关管TB1。

直流电源的正端(直流电源正母线)通过第一电容C1连接直流电源的负端(直流电源负母线)。

直流电源的正端通过依次串联的第八开关管TA1、第二开关管TA2、第三开关管TB3、第四开关管TB4连接直流电源的负端；直流电源的正端通过依次串联的第九开关管TB1、第五开关管TB2、第六开关管TA3、第七开关管TA4连接直流电源的负端。

第三钳位二极管DF3的阳极接第三开关管TB3和第四开关管TB4的公共端(即为第三开关管TB3的第二端)，第三钳位二极管DF3的阴极接第五开关管TB2和第六开关管TA3的公共端(即为第五开关管TB2的第二端)。

第四钳位二极管DF4的阳极接第六开关管TA3和第七开关管TA4的公共端(即为第六开关管TA3的第二端)，第四钳位二极管DF4的阴极接第二开关管TA2和第三开关管TB3的公共端(即为第二开关管TA2的第二端)。

第二开关管TA2与第三开关管TB3的公共端和第五开关管TB2与第六开关管TA3的公共端为所述单相逆变器的交流输出端，连接交流负载。所述交流负载可以为电网。

所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，第二开关管TA2反向并联第二二极管DA2，且第五开关管TB2反向并联第五二极管DB2。

本发明第三实施例所述单相逆变器采用上述新的拓扑结构——在第三开关管TB3和第四开关管TB4的公共端与第五开关管TB2和第六开关管TA3的公共端之间连接有第三钳位二极管DF3；在第六开关管TA3和第七开关管TA4的公共端与第二开关管TA2和第三开关管TB3的公共端之间连接有第四钳位二极管DF4；当所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，第二开关管TA2反向并联第二二极管DA2，且第五开关管TB2反向并联第五二极管DB2。对于本发明第一实施例所述单相逆变器的拓扑结构，可以在应用于单位功率因数的场合时通过采用单极性倍频调制策略，使得输出的等效开关频率提高一倍，从而实现提高逆变器的输出电能质量。

需要说明的是，本发明实施例中，所述第二开关管TA2、第三开关管TB3、第四开关管TB4、第五开关管TB2、第六开关管TA3、第七开关管TA4、第八开关管TA1、第九开关管TB1均可以为IGBT管，所述第二开关管TA2、第三开关管TB3、第四开关管TB4、第五开关管TB2、第六开关管TA3、第七开关管TA4、第八开关管TA1、第九开关管TB1的第一端为集电极，第二端为发射极。

所述第二开关管TA2、第三开关管TB3、第四开关管TB4、第五开关管TB2、第六开关管TA3、第七开关管TA4、第八开关管TA1、第九开关管TB1还可以均为MOSFET等半导体器件。

本发明实施例所述单相逆变器的滤波电路具体可以采用L型滤波器，还可以采用LC型或LCL型滤波器作为滤波电路。

参见图20，本发明实施例所述单相逆变器具体可以包括第一电感L1、第二电感L2作为滤波电路，还可以包括第二电容C。

所述第二开关管TA2与第三开关管TB3的公共端通过依次串联的第一电感L1、电网VG和第二电感L2连接到所述第五开关管TB2与第六开关管TA3的公共端。所述第二电容C与所述电网VG并联。

参照图21至图25，图21是本发明实施例三所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图；图22是本发明实施例三所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图；图23是本发明实施例三所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图；图24是本发明实施例三所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图；图25是本发明实施例三所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图；图26是本发明实施例三所述单相逆变器处于第六工作模态对应的拓扑图。

本发明第三实施例所述单相逆变器可以应用于单位功率因数的场合。本发明第三实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合的调制策略时，电流回路参见图21至图25所示，对应六个工作模态(导通时为粗实线，没有导通时为细实线)：

第一工作模态：第八、二、六、七开关管TA1、TA2、TA3、TA4导通，其余开关管均截止；参见图21，电流路径为：电流经直流电源正母线→第八开关管TA1→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六开关管TA3→第七开关管TA4→直流电源负母线。

第二工作模态：第二、七开关管TA2和TA4导通，其余开关管均截止；参见图22，电流路径为：电流经第五二极管DB2→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第五二极管DB2。

第三工作模态：第八、六开关管TA1和TA3导通，其余开关管均截止；参见图23，电流路径为：电流经第六开关管TA3→第四钳位二极管DF4→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六开关管TA3。

第四工作模态：第九、五、三、四开关管TB1、TB2、TB3、TB4导通，其余开关管均截止；参见图24，电流路径为：电流经直流电源正母线→第九开关管TB1→第五开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第三开关管TB3→第四开关管TB4→直流电源负母线。

第五工作模态：第五、四开关管TB2、TB4导通，其余开关管均截止；参见图25，电流路径为：电流经第二二极管DA2→第五开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第二二极管DA2。

第六工作模态：第九、三开关管TB1、TB3导通，其余开关管均截止；参见图26，电流路径为：电流经第三开关管TB3→第三钳位二极管DF3→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第三开关管TB3。

本发明第三实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下，电压和电流同相位(即为电压为正时电流为正，电压为负时电流为负)，在电压为正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在电压为负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

本文所述的正弦调制波是工频，三角载波是高频，例如三角载波为20kHz。

参见图36，该图为本发明第三、四实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下的八个开关管的导通时序示意图。

此时，调制策略八个开关管的导通时序为：

第八开关管TA1的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第八开关管TA1导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管TA1持续截止。

第九开关管TB1在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第九开关管TB1的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第九开关管TB1导通，反之截止。

第二开关管TA2的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管TA2持续截止。

第六开关管TA3的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管TA3导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管TA3持续截止。

第七开关管TA4的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管TA4导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管TA4持续截止。

第五开关管TB2在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管TB2的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管TB2导通，反之截止。

第三开关管TB3在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管TB3的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管TB3导通，反之截止。

第四开关管TB4在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管TB4的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管TB4导通，反之截止。

本发明第三实施例所述单相逆变器构造了新的电路拓扑，引入单极倍频调制，结合图36，可以看到通过采用单极倍频调制，使得输出Vo的等效开关频率提高一倍，由此可以使得输出电流纹波进一步减小，提高了逆变器的输出电能质量，减小了滤波电感的体积，从而降低了滤波电感上的损耗，解决了倍频调制策略应用中的漏电流问题。

参照图27，为本发明实施例四所述单相逆变器的拓扑图。

本发明第四实施例所述单相逆变器与第三实施例的区别在于：所述单相逆变器能够应用于单位功率因数的场合和/或需求无功功率的场合，每个开关管分别反向并联一个二极管。

具体地，第二开关管TA2反向并联第二二极管DA2；第三开关管TB3反向并联第三二极管DB3；第四开关管TB4反向并联第四二极管DB4；第五开关管TB2反向并联第五二极管DB2；第六开关管TA3反向并联第六二极管DA3；第七开关管TA4反向并联第七二极管DA4；第八开关管TA1反向并联第八二极管DA1；第九开关管TB1反向并联第九二极管DB1。上述二极管可以分别是对应开关管的内置二极管。

本发明第二实施例所述单相逆变器不仅可以应用于单位功率因数的场合，还可以应用于需求无功功率的场合。

参照图28至图33，图28是本发明实施例四所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图；图29是本发明实施例四所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图；图30是本发明实施例四所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图；图31是本发明实施例四所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图；图32是本发明实施例四所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图；图33是本发明实施例四所述单相逆变器处于第六工作模态对应的拓扑图。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合的调制策略时，电流回路参见图28至图33所示，对应六个工作模态(导通时为粗实线，没有导通时为细实线)：

第一工作模态：第八、二、六、七开关管TA1、TA2、TA3、TA4导通，其余开关管均截止；参见图28，电流路径为：电流经直流电源正母线→第八开关管TA1→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六开关管TA3→第七开关管TA4→直流电源负母线。

第二工作模态：第二、七开关管TA2和TA4导通，其余开关管均截止；参见图29，电流路径为：电流经第五二极管DB2→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第五二极管DB2。

第三工作模态：第八、六开关管TA1和TA3导通，其余开关管均截止；参见图30，电流路径为：电流经第六开关管TA3→第四钳位二极管DF4→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六开关管TA3。

第四工作模态：第九、五、三、四开关管TB1、TB2、TB3、TB4导通，其余开关管均截止；参见图31，电流路径为：电流经直流电源正母线→第九开关管TB1→第五开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第三开关管TB3→第四开关管TB4→直流电源负母线。

第五工作模态：第五、四开关管TB2、TB4导通，其余开关管均截止；参见图32，电流路径为：电流经第二二极管DA2→第五开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第二二极管DA2。

第六工作模态：第九、三开关管TB1、TB3导通，其余开关管均截止；参见图33，电流路径为：电流经第三开关管TB3→第三钳位二极管DF3→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第三开关管TB3。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下，电压和电流同相位(即为电压为正时电流为正，电压为负时电流为负)，在电压为正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在电压为负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

参见图36，该图为本发明第三、四实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下的八个开关管的导通时序示意图。

本发明第四实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合的调制策略：

第八开关管TA1的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第八开关管TA1导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管TA1持续截止。

第九开关管TB1在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第九开关管TB1的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第九开关管TB1导通，反之截止。

第二开关管TA2的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管TA2持续截止。

第六开关管TA3的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管TA3导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管TA3持续截止。

第七开关管TA4的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管TA4导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管TA4持续截止。

第五开关管TB2在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管TB2的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管TB2导通，反之截止。

第三开关管TB3在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管TB3的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管TB3导通，反之截止。

第四开关管TB4在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管TB4的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管TB4导通，反之截止。

本发明第四实施例所述单相逆变器构造了新的电路拓扑，引入单极倍频调制，结合图36，可以看到通过采用单极倍频调制，使得输出Vo的等效开关频率提高一倍，由此可以使得输出电流纹波进一步减小，提高了逆变器的输出电能质量，减小了滤波电感的体积，从而降低了滤波电感上的损耗，解决了倍频调制策略应用中的漏电流问题。

本发明第四实施例所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合。

参照图28至图35，图28是本发明实施例四所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图；图29是本发明实施例四所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图；图30是本发明实施例四所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图；图31是本发明实施例四所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图；图32是本发明实施例四所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图；图33是本发明实施例四所述单相逆变器处于第六工作模态对应的拓扑图；图34是本发明实施例四所述单相逆变器处于第七工作模态对应的拓扑图；图35是本发明实施例四所述单相逆变器处于第八工作模态对应的拓扑图。

本发明第四实施例所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合的调制策略时，电流回路参见图28至图35所示，对应八个工作模态(导通时为粗实线，没有导通时为细实线)：

第一工作模态：第八、二、六、七开关管TA1、TA2、TA3、TA4导通，其余开关管均截止；参见图28，电流路径为：电流经直流电源正母线→第八开关管TA1→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六开关管TA3→第七开关管TA4→直流电源负母线。

第二工作模态：第二、七开关管TA2和TA4导通，其余开关管均截止；参见图29，电流路径为：电流经第五二极管DB2→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第五二极管DB2。

第三工作模态：第八、六开关管TA1和TA3导通，其余开关管均截止；参见图30，电流路径为：电流经第六开关管TA3→第四钳位二极管DF4→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六开关管TA3。

第四工作模态：第九、五、三、四开关管TB1、TB2、TB3、TB4导通，其余开关管均截止；参见图31，电流路径为：电流经直流电源正母线→第九开关管TB1→第五开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第三开关管TB3→第四开关管TB4→直流电源负母线。

第五工作模态：第五、四开关管TB2、TB4导通，其余开关管均截止；参见图32，电流路径为：电流经第二二极管DA2→第五开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第二二极管DA2。

第六工作模态：第九、三开关管TB1、TB3导通，其余开关管均截止；参见图33，电流路径为：电流经第三开关管TB3→第三钳位二极管DF3→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第三开关管TB3。

第七工作模态：第八、二、六、七开关管TA1、TA2、TA3、TA4导通，其余开关管均截止。参见图34，电流经直流电源负母线至直流电源正母线的路径不同。电流自直流电源负母线分为两路，一路电流流经第七二极管DA4→第六二极管DA3，另一路电流流经第四二极管DB4→第三钳位二极管DF3，然后两路电流汇合后流经第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第二二极管DA2再分为两路，一路流经第八二极管DA1→直流电源正母线，另一路流经第九二极管DB1→直流电源正母线。

第八工作模态：第九、五、三、四开关管TB1、TB2、TB3、TB4导通，其余开关管截止。参见图35，电流经直流电源负母线至直流电源正母线的路径不同。电流自直流电源负母线分为两路，一路电流流经第四二极管DB4→第三二极管DB3，另一路电流流经第七二极管DA4→第四钳位二极管DF4，然后两路电流汇合后流经第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第五二极管DB2再分为两路，一路流经第八二极管DA1→直流电源正母线，另一路流经第九二极管DB1→直流电源正母线。

由于需求无功功率场合的上述八个工作模态的存在，因此每个开关管均需要反向并联有一个二极管，以提供上述电流通道。

本发明第四实施例所述单相逆变器应用于第一种需求无功功率的场合，需求无功功率的场合电压电流不在同相位(即为电压为正时电流可能为正也可能为负，电压为负时电流可能为正也可能为负)，因此需要可靠保证电压为正时，为电流提供两个流通路径即是此时第一工作模态和第七工作模态同时存在；第二工作模态和第五工作模态同时存在(即为第二、五开关管TA2、TB2同时导通)。保证电压为负时，也为电流提供两个流通路径，即是此时第四工作模态和第八工作模态同时存在，第三工作模态和第六工作模态同时存在(即为第六、三开关管TA3、TB3同时导通。

参见图37，该图为本发明第四实施例所述单相逆变器应用于第一种需求无功功率场合下的八个开关管的导通时序示意图。

此时，调制策略对应八个开关管的导通时序为：

第八开关管TA1的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第八开关管TA1导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管TA1持续截止。

第九开关管TB1在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第九开关管TB1的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第九开关管TB1导通，反之截止。

第二开关管TA2的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止。

第六开关管TA3的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管TA3导通，反之截止。

第七开关管TA4的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管TA4导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管TA4持续截止。

第五开关管TB2的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管TB2导通，反之截止。

第三开关管TB3的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管TB3导通，反之截止。

第四开关管TB4在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，第四开关管TB4的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管TB4导通，反之截止。

本发明第四实施例所述单相逆变器应用于第二种需求无功功率的场合，需求无功功率的场合电压电流不在同相位(即为电压为正时电流可能为正也可能为负，电压为负时电流可能为正也可能为负)，因此需要可靠保证电压为正时，为电流提供两个流通路径即是此时第一工作模态和第七工作模态同时存在；第二工作模态和第六工作模态同时存在(即为第二、三开关管TA2、TB3同时导通)；保证电压为负时，也为电流提供两个流通路径，即是此时第四工作模态和第八工作模态同时存在，第三工作模态和第五工作模态同时存在(即为第六、五开关管TA3、TB2同时导通)。

参照图38，是本发明第四实施例所述单相逆变器应用于第二种需求无功功率场合下的八个开关管的导通时序示意图。

此时，调制策略对应八个开关管的导通时序为：

第八开关管TA1的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第八开关管TA1导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管TA1持续截止。

第九开关管TB1在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，第九开关管TB1的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第九开关管TB1导通，反之截止。

第二开关管TA2的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止。

第六开关管TA3的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管TA3导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第六开关管TA3导通，反之截止。

第七开关管TA4的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管TA4导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管TA4持续截止。

第五开关管TB2的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管TB2导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，由所述正弦调制波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管TB2导通，反之截止。

第三开关管TB3的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第三开关管TB3导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管TB3导通，反之截止。

第四开关管TB4在正弦调制波的正半周期内持续截止；第四开关管TB4的导通时序信号在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管TB4导通，反之截止。

由上述可知，本发明第四实施例所述单相逆变器的每个开关管均反向并联一个二极管，这样本发明第四实施例所述单相逆变器就可以满足单位功率因数场合和需求无功功率场合下的两种调制策略。并且当采用需求无功功率的调制策略时，即使所述单相逆变器当前工作于单位功率因数状态，也不需要进行需求无功功率的调制策略向单位功率因数的调制策略切换。

本发明实施例所述单相逆变器构造了新的电路拓扑，引入单极倍频调制，结合图36至38所示，可以看到通过采用单极倍频调制，使得输出Vo的等效开关频率提高一倍，由此可以使得输出电流纹波进一步减小，提高了逆变器的输出电能质量，减小了滤波电感的体积，从而降低了滤波电感上的损耗，解决了倍频调制策略应用中的漏电流问题。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (26)

1.一种单相逆变器，其特征在于，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管；

直流电源的正端接所述第一开关管的第一端；所述第一开关管的第二端通过依次串联的所述第二开关管、第三开关管、第四开关管连接直流电源的负端；所述第一开关管的第二端通过依次串联的所述第五开关管、第六开关管、第七开关管连接直流电源的负端；

第一钳位二极管的阳极接所述第三开关管和第四开关管的公共端，所述第一钳位二极管的阴极接所述第五开关管和第六开关管的公共端；

第二钳位二极管的阳极接所述第六开关管和第七开关管的公共端，所述第二钳位二极管的阴极接所述第二开关管和第三开关管的公共端；

所述第二开关管与第三开关管的公共端和所述第五开关管与第六开关管的公共端为所述单相逆变器的交流输出端；

所述第二开关管反向并联第二二极管，且所述第五开关管反向并联第五二极管。

2.根据权利要求1所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器还包括滤波电路，所述滤波电路包括第一电感、第二电感；

所述第二开关管与第三开关管的公共端通过依次串联的所述第一电感、交流负载和第二电感连接到所述第五开关管与第六开关管的公共端。

3.根据权利要求1或2所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，对应的六个工作模态分别为：

第一工作模态：第一、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第二开关管、交流负载、第六开关管、第七开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第二、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第五二极管、第二开关管、交流负载、第五二极管；

第三工作模态：第一、六开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六开关管、第二钳位二极管、交流负载、第六开关管；

第四工作模态：第一、五、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第五开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第五、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第五开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第一、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第一钳位二极管、交流负载、第三开关管。

4.根据权利要求3所述的单相逆变器，其特征在于，

在输出电压的正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在输出电压的负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

5.根据权利要求3所述的单相逆变器，其特征在于，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管持续截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管持续截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

6.一种单相逆变器，其特征在于，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管；

直流电源的正端接第一开关管的第一端；所述第一开关管的第二端通过依次串联的第二开关管、第三开关管、第四开关管连接直流电源的负端；所述第一开关管的第二端通过依次串联的第五开关管、第六开关管、第七开关管连接直流电源的负端；

第一钳位二极管的阳极接第三开关管和第四开关管的公共端，第一钳位二极管的阴极接第五开关管和第六开关管的公共端；

第二钳位二极管的阳极接第六开关管和第七开关管的公共端，第二钳位二极管的阴极接第二开关管和第三开关管的公共端；

第二开关管与第三开关管的公共端和第五开关管与第六开关管的公共端为所述单相逆变器的交流输出端；

第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管和第七开关管分别反向并联第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四极管、第五二极管、第六二极管和第七二极管。

7.根据权利要求6所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器还包括滤波电路，所述滤波电路包括第一电感、第二电感；

所述第二开关管与第三开关管的公共端通过依次串联的第一电感、交流负载和第二电感连接到所述第五开关管与第六开关管的公共端。

8.根据权利要求6或7所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，对应的六个工作模态分别为：

第一工作模态：第一、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第二开关管、交流负载、第六开关管、第七开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第二、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第五二极管、第二开关管、交流负载、第五二极管；

第三工作模态：第一、六开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六开关管、第二钳位二极管、交流负载、第六开关管；

第四工作模态：第一、五、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第五开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第五、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第五开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第一、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第一钳位二极管、交流负载、第三开关管。

9.根据权利要求8所述的单相逆变器，其特征在于，

在输出电压的正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在输出电压的负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

10.根据权利要求9所述的单相逆变器，其特征在于，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管持续截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管持续截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

11.根据权利要求6或7所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合时，对应的八个工作模态分别为：

第一工作模态：第一、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第二开关管、交流负载、第六开关管、第七开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第二、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第五二极管、第二开关管、交流负载、第五二极管；

第三工作模态：第一、六开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六开关管、第二钳位二极管、交流负载、第六开关管；

第四工作模态：第一、五、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第五开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第五、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第五开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第一、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第一钳位二极管、交流负载、第三开关管；

第七工作模态存在两种形式，均为第一、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；一路电流流经直流电源负母线、第七二极管、第六二极管，一路电流流经直流电源负母线、第四二极管、第一钳位二极管，然后两路电流汇总，汇总后电流流经交流负载、第二二极管、第一二极管、直流电源正母线；

第八工作模态存在两种形式，均为第一、五、三、四开关管导通，其余开关管截止；一路电流流经直流电源负母线、第四二极管、第三二极管，一路电流流经直流电源负母线、第七二极管、第二钳位二极管，然后两路电流汇总，汇总后电流流经交流负载、第五二极管、第一二极管、直流电源正母线。

12.根据权利要求11所述的单相逆变器，其特征在于，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；

所述第六开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

13.根据权利要求12所述的单相逆变器，其特征在于，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；所述第四开关管的导通时序信号在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

14.一种单相逆变器，其特征在于，包括：第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第九开关管；

直流电源的正端通过依次串联的第八开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管连接直流电源的负端；直流电源的正端通过依次串联的第九开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管连接直流电源的负端；

第三钳位二极管的阳极接第三开关管和第四开关管的公共端，第三钳位二极管的阴极接第五开关管和第六开关管的公共端；

第四钳位二极管的阳极接第六开关管和第七开关管的公共端，第四钳位二极管的阴极接第二开关管和第三开关管的公共端；

第二开关管与第三开关管的公共端和第五开关管与第六开关管的公共端为所述单相逆变器的交流输出端；

第二开关管反向并联第二二极管，且第五开关管反向并联第五二极管。

15.根据权利要求14所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器还包括滤波电路，所述滤波电路包括第一电感、第二电感；

所述第二开关管与第三开关管的公共端通过依次串联的所述第一电感、交流负载和第二电感连接到所述第五开关管与第六开关管的公共端。

16.根据权利要求14或15所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，对应的六个工作模态分别为：

第一工作模态：第八、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第八开关管、第二开关管、交流负载、第六开关管、第七开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第二、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第五二极管、第二开关管、交流负载、第五二极管；

第三工作模态：第八、六开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六开关管、第四钳位二极管、交流负载、第六开关管；

第四工作模态：第九、五、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第九开关管、第五开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第五、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第五开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第九、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第三钳位二极管、交流负载、第三开关管。

17.根据权利要求16所述的单相逆变器，其特征在于，

在输出电压的正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在输出电压的负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

18.根据权利要求17所述的单相逆变器，其特征在于，

所述第八开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管持续截止；

所述第九开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第九开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第九开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管持续截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管持续截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

19.一种单相逆变器，其特征在于，包括：第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第九开关管；

直流电源的正端通过依次串联的第八开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管连接直流电源的负端；直流电源的正端通过依次串联的第九开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管连接直流电源的负端；

第三钳位二极管的阳极接第三开关管和第四开关管的公共端，第三钳位二极管的阴极接第五开关管和第六开关管的公共端；

第四钳位二极管的阳极接第六开关管和第七开关管的公共端，第四钳位二极管的阴极接第二开关管和第三开关管的公共端；

第二开关管与第三开关管的公共端和第五开关管与第六开关管的公共端为所述单相逆变器的交流输出端；

第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管和第九开关管分别反向并联第二二极管、第三二极管、第四极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管、第八二极管和第九二极管。

20.根据权利要求19所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器还包括滤波电路，所述滤波电路包括第一电感、第二电感；

所述第二开关管与第三开关管的公共端通过依次串联的第一电感、交流负载和第二电感连接到所述第五开关管与第六开关管的公共端。

21.根据权利要求19或20所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，对应的六个工作模态分别为：

第一工作模态：第八、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第八开关管、第二开关管、交流负载、第六开关管、第七开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第二、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第五二极管、第二开关管、交流负载、第五二极管；

第三工作模态：第八、六开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六开关管、第四钳位二极管、交流负载、第六开关管；

第四工作模态：第九、五、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第九开关管、第五开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第五、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第五开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第九、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第三钳位二极管、交流负载、第三开关管。

22.根据权利要求21所述的单相逆变器，其特征在于，

在输出电压的正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在输出电压的负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

23.根据权利要求22所述的单相逆变器，其特征在于，

所述第八开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管持续截止；

所述第九开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第九开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第九开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管持续截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管持续截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

24.根据权利要求19或20所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合时，对应的八个工作模态分别为：

第一工作模态：第八、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第八开关管、第二开关管、交流负载、第六开关管、第七开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第二、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第五二极管、第二开关管、交流负载、第五二极管；

第三工作模态：第八、六开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六开关管、第四钳位二极管、交流负载、第六开关管；

第四工作模态：第九、五、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第九开关管、第五开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第五、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第五开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第九、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第三钳位二极管、交流负载、第三开关管；

第七工作模态：第八、二、六、七开关管导通，其余开关管均截止；电流自直流电源负母线分为两路，一路电流流经第七二极管、第六二极管，另一路电流流经第四二极管、第三钳位二极管，然后两路电流汇合后流经交流负载、第二二极管再分为两路，一路流经第八二极管、直流电源正母线，另一路流经第九二极管、直流电源正母线；

第八工作模态：第九、五、三、四开关管导通，其余开关管截止；电流自直流电源负母线分为两路，一路电流流经第四二极管、第三二极管，另一路电流流经第七二极管、第四钳位二极管，然后两路电流汇合后流经交流负载、第五二极管再分为两路，一路流经第八二极管、直流电源正母线，另一路流经第九二极管、直流电源正母线。

25.根据权利要求24所述的单相逆变器，其特征在于，

所述第八开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管持续截止；

所述第九开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第九开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第九开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；

所述第六开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

26.根据权利要求24所述的单相逆变器，其特征在于，

所述第八开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管持续截止；

所述第九开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，第九开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第九开关管导通，反之截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于所述三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于所述三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管持续截止；

所述第五开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第三开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波的反向波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于所述三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；所述第四开关管的导通时序信号在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和所述三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于所述三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止。

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