CN107370360B - 一种无桥apfc有源因数功率校正电路 - Google Patents

一种无桥apfc有源因数功率校正电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种无桥APFC有源因数功率校正电路，包括交流电正半周APFC电路、交流电负半周APFC电路和AC交流滤波电路；交流电正半周APFC电路包括第一电感、第一开关管、正半周第一二极管、正半周第二二极管、第一电容、第一PFC控制器以及作为负载的第一DC‑DC变换器；交流电负半周APFC电路包括第二电感、第二开关管、负半周第一二极管、负半周第二二极管、第二电容、第二PFC控制器以及作为负载的第二DC‑DC变换器。本发明相比传统无桥APFC电路，损耗进一步减小，且电磁干扰小。

Description

一种无桥APFC有源因数功率校正电路
技术领域
本发明涉及有源因数功率校正技术领域，特别是涉及一种无桥APFC有源因数功率校正电路。
背景技术
在开关电源中，为减小输入电流的失真度，以便获得高的功率因素PF，当可在整流桥后增加基于Boost拓扑结构的功率因素预调级，构成有桥APFC电路，其特点是EMI(电磁干扰)较小，控制容易，但任何时候均有三只大功率元件处于导通状态，损耗较大，使输出功率受到限制。当输出功率较大时，为减小APFC电路的损耗，降低变换器的温升，多采用如图1所示的无桥APFC电路，在无桥APFC电路中，任何时候只有两只大功率元件处于导通状态，损耗明显小于传统有桥APFC电路。
但图1所示的传统无桥APFC电路中，输出滤波电容C的负极，即初级侧公共电位参考点的共模干扰远大于传统有桥APFC电路，不容易通过EMI认证。
因此，如何提供一种损耗更小且电磁干扰小的无桥APFC有源因数功率校正电路是本领域技术人员目前需要解决的问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种无桥APFC有源因数功率校正电路，相比传统无桥APFC电路，损耗进一步减小，且电磁干扰小。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种无桥APFC有源因数功率校正电路，包括交流电正半周APFC电路、交流电负半周APFC电路和AC交流滤波电路；
所述AC交流滤波电路的输入端与电源正负极连接；
所述交流电正半周APFC电路包括第一电感、第一开关管、正半周第一二极管、正半周第二二极管、第一电容、第一PFC控制器以及作为负载的第一DC-DC变换器；
所述第一电感的第一端连接所述AC交流滤波电路的输出火线，所述第一电感的第二端分别连接所述正半周第一二极管和所述正半周第二二极管的阳极；所述正半周第一二极管的阴极连接所述第一开关管的第一端，所述第一开关管的控制端连接所述第一PFC控制器；所述正半周第二二极管的阴极分别连接所述第一电容的第一端和所述第一DC-DC变换器的正极输入端；所述第一开关管的第二端、所述第一电容的第二端和所述第一DC-DC变换器的负极输入端连接于一点后与所述AC交流滤波电路的输出零线连接；
所述交流电负半周APFC电路包括第二电感、第二开关管、负半周第一二极管、负半周第二二极管、第二电容、第二PFC控制器以及作为负载的第二DC-DC变换器；
所述第二电感的第一端连接所述输出零线，第二端分别连接所述负半周第一二极管和所述负半周第二二极管的阳极；所述负半周第一二极管的阴极连接所述第二开关管的第一端，所述第二开关管的控制端连接所述第二PFC控制器；所述负半周第二二极管的阴极分别连接所述第二电容的第一端和所述第二DC-DC变换器的正极输入端；所述第二开关管的第二端、所述第二电容的第二端和所述第二DC-DC变换器的负极输入端连接于一点后连接所述输出火线；
所述第一DC-DC变换器和所述第二DC-DC变换器分别包括高频变压器以及整流电路。
优选地，还包括：
用于控制所述第一DC-DC变换器仅在交流电正半周工作的正半周识别电路，所述正半周识别电路的正端连接所述输出火线，所述正半周识别电路的负端连接所述输出零线，所述正半周识别电路的输出端连接所述第一DC-DC变换器的控制端；
用于控制所述第二DC-DC变换器仅在交流电负半周工作的负半周识别电路，所述负半周识别电路的正端连接所述输出零线，所述负半周识别电路的负端连接所述输出火线，所述负半周识别电路的输出端连接所述第二DC-DC变换器的控制端；
所述第一DC-DC变换器和所述第二DC-DC变换器中的高频变压器共用同一磁芯、同一次级绕组以及同一整流电路。
优选地，所述第一DC-DC变换器和所述第二DC-DC变换器具体为桥式LLC变换器、全桥移相式变换器、正激变换器中的任一种。
优选地，所述第一开关管和所述第二开关管分别为NMOS管或三极管或IGBT；所述第一开关管和所述第二开关管的第一端为漏极或集电极，所述第一开关管和所述第二开关管的第二端为源极或发射极；所述第一开关管和所述第二开关管的控制端为栅极或基极。
优选地，所述第一电感与所述第二电感相互独立。
优选地，所述第一电感与所述第二电感为磁集成电感，两者共用同一磁芯。
本发明提供了一种无桥APFC有源因数功率校正电路，包括正向连接在电源正负极间的交流电正半周APFC电路和反向连接在电源正负极间的交流电负半周APFC电路，正交流电负半周APFC电路采用DC-DC变换器作为输出端负载。
在本发明中，在处于交流电正半周，第一开关管导通，第一电感储能，导通损耗包括第一开关管与正半周第一二极管；第一开关管关断时，第一电感释放能量，导通损耗只有正半周第二二极管。在处于交流电负半周，第二开关管导通，第二电感储能，导通损耗包括第二开关管与负半周第一二极管；第二开关管关断时，第二电感释放能量，导通损耗只有负半周第二二极管。可见，本发明的电路在开关管关断时，仅有一只功率元器件处于导通，相比传统无桥APFC电路，损耗进一步减小，有效降低了电路中DC-DC变换器的温升，提高电路中DC-DC变换器的可靠性及寿命。另外，本发明中第一电容与第二电容的第二端，即初级侧公共电位参考点的电位始终固定，因此减少了由于电位变化导致的共模干扰，进而减小了电磁干扰。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为传统无桥APFC电路的结构示意图；
图2为本发明提供的一种无桥APFC有源因数功率校正电路的结构示意图；
图3为本发明提供的另一种无桥APFC有源因数功率校正电路的结构示意图；
图4为本发明提供的一种无桥APFC有源因数功率校正电路的一种具体实施例的结构示意图；
图5为本发明提供的一种无桥APFC有源因数功率校正电路的另一种具体实施例的结构示意图；
图6为本发明提供的一种无桥APFC有源因数功率校正电路的另一种具体实施例的结构示意图。
具体实施方式
本发明的核心是提供一种无桥APFC有源因数功率校正电路，相比传统无桥APFC电路，损耗进一步减小，且电磁干扰小。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明提供了一种无桥APFC有源因数功率校正电路，包括交流电正半周APFC电路、交流电负半周APFC电路和AC交流滤波电路；参见图2所示，图2为本发明提供的一种无桥APFC有源因数功率校正电路的结构示意图；
AC交流滤波电路的输入端与电源正负极连接；
交流电正半周APFC电路包括第一电感L11、第一开关管Q11、正半周第一二极管D11、正半周第二二极管D12、第一电容C11、第一PFC控制器以及作为负载的第一DC-DC变换器；
第一电感L11的第一端连接AC交流滤波电路的输出火线，第一电感L11的第二端分别连接正半周第一二极管D11和正半周第二二极管D12的阳极；正半周第一二极管D11的阴极连接第一开关管Q11的第一端，第一开关管Q11的控制端连接第一PFC控制器；正半周第二二极管D12的阴极分别连接第一电容C11的第一端和第一DC-DC变换器的正极输入端；第一开关管Q11的第二端、第一电容C11的第二端和第一DC-DC变换器的负极输入端连接于一点后与AC交流滤波电路的输出零线连接；
交流电负半周APFC电路包括第二电感L21、第二开关管Q12、负半周第一二极管D21、负半周第二二极管D22、第二电容C21、第二PFC控制器以及作为负载的第二DC-DC变换器；
第二电感L21的第一端连接输出零线，第二端分别连接负半周第一二极管D21和负半周第二二极管D22的阳极；负半周第一二极管D21的阴极连接第二开关管Q12的第一端，第二开关管Q12的控制端连接第二PFC控制器；负半周第二二极管D22的阴极分别连接第二电容C21的第一端和第二DC-DC变换器的正极输入端；第二开关管Q12的第二端、第二电容C21的第二端和第二DC-DC变换器的负极输入端连接于一点后连接输出火线；
第一DC-DC变换器和第二DC-DC变换器分别包括高频变压器以及整流电路。可以理解的是，通过AC交流滤波电路对电源进行滤波，能够滤除电源线上的共模干扰信号和差模干扰信号，削弱电磁干扰。
其中，第一开关管Q11和第二开关管Q12分别为NMOS管或三极管或IGBT；第一开关管Q11和第二开关管Q12的第一端为漏极或集电极，第一开关管Q11和第二开关管Q12的第二端为源极或发射极。第一开关管Q11和第二开关管Q12的控制端为栅极或基极。
可以理解的是，尽管在本发明中，使用两套PFC控制器和DC-DC变换器，表面上看成本似乎有所增加，但在输出功率很大的电源系统中，使用两套PFC电路、DC-DC变换器并联工作已成为开关电源业内优选方案，不仅降低了设计难度，也有利于功率器件的散热，从而提高了整个电源系统的可靠性。
其中，上述电路的工作原理如下：
在交流电正半周，UL＞UN，在第一PFC控制器的控制下，当第一开关管Q11导通时，第一电感L11储能，导通损耗包括了正半周第一二极管D11及第一开关管Q11；当第一开关管Q11关断时，第一电感L11释放存储的能量，正半周第二二极管D12导通，导通损耗只有正半周第二二极管D12，显然本发明损耗比传统无桥PFC电路小。
在交流电正半周，UL＞UN，由于负半周第一二极管D21、负半周第二二极管D22的存在，即使第二PFC控制器没有被关闭，第二开关管Q12仍处于断开状态，也不会有电流通过第二电感L21；第二DC-DC变换器依靠第二电容C21存储的能量继续工作，第二电容C21端电压逐渐下降，但只要第二电容C21容量足够大，在交流电正半周结束时，UL＞UN的端电压就不会小于第二DC-DC变换器要求的最小输入电压。
同理，在交流电负半周，UL＜UN，在第二PFC控制器的控制下，当第二开关管Q12导通时，第二电感L21储能，导通损耗包括了负半周第一二极管D21及第二开关管Q12；当第二开关管Q12关断时，第二电感L21释放存储的能量，负半周第二二极管D22导通，导通损耗也只有负半周第二二极管D22，显然本发明损耗比传统无桥PFC电路小。
在交流电负半周，UL＜UN，由于正半周第一二极管D11、正半周第二二极管D12的存在，即使第一PFC控制器没有被关闭，第一开关管Q11仍处于断开状态，也不会有电流通过第一电感L11；第一DC-DC变换器依靠输出第一电容C11存储的能量继续工作，第一电容C11的端电压逐渐下降，但只要第一电容C11容量足够大，在交流电负半周结束时，第一电容C11的端电压就不会小于第一DC-DC变换器要求的最小输入电压。
可以理解的是，从功能上看，第一电容C11与第二电容C21为滤波电容，正半周第二二极管D12与负半周第二二极管D22为续流二极管。
另外，为实现上述目的，第一电容C11与第二电容C21的容量由无桥APFC电路输出功率、输出纹波电压大小以及负载DC-DC变换器允许的最小输入电压确定，第一电感L11、第二电感L21的参数，如电感量、磁芯尺寸、绕组线径等由无桥APFC电路的输出功率决定；正半周第一二极管D11、正半周第二二极管D12、负半周第一二极管D21、负半周第二二极管D22以及第一开关管Q11、第二开关管Q12的电流容量由无桥APFC电路输出功率决定，耐压在500V以上即可。本发明对以上各项参数均不作具体限定。并且，为了保证电路在交流电正负半周的信号稳定性，交流电正半周APFC电路和交流电负半周APFC电路中的各项元器件的参数需要保持对称相同。
在优选实施例中，上述第一PFC控制器与第二PFC控制器均采用有桥APFC电路中使用的PFC控制器。
可以理解的是，传统无桥APFC电路中使用的PFC控制器结构复杂，需要额外增加许多元器件，降低了APFC电路的可靠性。相比之下，有桥APFC电路中使用的PFC控制器不仅设计及工艺成熟，且结构简单。另外，在具体实施例中，第一电感L11与第二电感L21可以相互独立；或者第一电感L11与第二电感L21为磁集成电感，两者共用同一磁芯。具体采用哪种结构的电感本发明不作具体限定。
其中，第一DC-DC变换器和所述第二DC-DC变换器具体为桥式LLC变换器、全桥移相式变换器、正激变换器中的任一种。当然，也可采用其他拓扑结构，本发明对此不作特别限定。
在本发明中，在交流电处于正半周，第一开关管导通，第一电感储能，导通损耗包括第一开关管与正半周第一二极管；第一开关管关断时，第一电感释放能量，导通损耗只有正半周第二二极管。在交流电处于负半周，第二开关管导通，第二电感储能，导通损耗包括第二开关管与负半周第一二极管；第二开关管关断时，第二电感释放能量，导通损耗只有负半周第二二极管。可见，本发明的电路在开关管关断时，仅有一只功率元器件处于导通，相比传统无桥APFC电路，损耗进一步减小，有效降低了电路中DC-DC变换器的温升，提高电路中DC-DC变换器的可靠性及寿命。另外，本发明中第一电容与第二电容的第二端，即初级侧公共电位参考点的电位始终固定，因此减少了由于电位变化导致的共模干扰，进而减小了电磁干扰。并且，本发明中的正交流电负半周APFC电路结构对此，减少了系统设计和调试难度。
在一种具体实施例中，参见图4所示，图4为本发明提供的一种无桥APFC有源因数功率校正电路的一种具体实施例的结构示意图。
上述第一DC-DC变换器具体包括第一NMOS管Q12、第二NMOS管Q13、第三NMOS管Q14、第四NMOS管Q15、第一谐振电容Cr1、第一谐振电感Lr1以及第一高频变压器TR1；
上述第二DC-DC变换器具体包括第五NMOS管Q22、第六NMOS管Q23、第七NMOS管Q24、第八NMOS管Q25、第二谐振电容Cr2、第二谐振电感Lr2以及第二高频变压器TR2；
每个NMOS管的漏极和源极之间存在寄生电容和寄生二极管，寄生二极管的阳极与源极连接，阴极与漏极连接；
第一NMOS管Q12的漏极和第三NMOS管Q14的漏极连接后作为第一DC-DC变换器的正端；第一NMOS管Q12的源极连接第二NMOS管Q13的漏极；第三NMOS管Q14的源极连接第四NMOS管Q15的漏极；第二NMOS管Q13的源极和第四NMOS管Q15的源极连接后作为第一DC-DC变换器的负端；
第一高频变压器TR1中初级绕组的一端通过第一谐振电容Cr1和第一谐振电感Lr1的串联电路连接第一NMOS管Q12的源极，另一端连接第三NMOS管Q14的源极；
第一高频变压器TR1中次级绕组的两端分别通过一只整流二极管后并接作为第一DC-DC变换器的正输出端；次级绕组的中点端作为第一DC-DC变换器的负输出端；
第五NMOS管Q22的漏极和第七NMOS管Q24的漏极连接后作为第二DC-DC变换器的正端；第五NMOS管Q22的源极连接第六NMOS管Q23的漏极；第七NMOS管Q24的源极连接第八NMOS管Q25的漏极；第六NMOS管Q23的源极和第八NMOS管Q25的源极连接后作为第二DC-DC变换器的负端；
第二高频变压器TR2中初级绕组的一端通过第二谐振电容Cr2和第二谐振电感Lr2的串联电路连接第五NMOS管Q22的源极，另一端连接第七NMOS管Q24的源极；
第二高频变压器TR2中次级绕组的两端分别通过一只整流二极管后并接作为第二DC-DC变换器的正输出端；次级绕组的中点端作为第二DC-DC变换器的负输出端；
第一DC-DC变换器和第二DC-DC变换器的正、负输出端分别并接后作为无桥APFC电路中DC-DC变换器的正、负输出端，载正负输出端之间连接一个输出滤波电容Co。
作为优选地，参见图3所示，图3为本发明提供的另一种无桥APFC有源因数功率校正电路的结构示意图；该电路还包括：
用于控制第一DC-DC变换器仅在交流电正半周工作的正半周识别电路，正半周识别电路的正端连接输出火线，正半周识别电路的负端连接输出零线，正半周识别电路的输出端连接第一DC-DC变换器的控制端；
用于控制第二DC-DC变换器仅在交流电负半周工作的负半周识别电路，负半周识别电路的正端连接输出零线，负半周识别电路的负端连接输出火线，负半周识别电路的输出端连接第二DC-DC变换器的控制端；
第一DC-DC变换器和第二DC-DC变换器中的高频变压器共用同一磁芯、同一次级绕组以及同一整流电路。
可以理解的是，通过控制两个DC-DC变换器的工作时间，从而能方便减小第一电容C11与第二电容C21的容量，且在这种工作模式下，能够使第一DC-DC变换器与第二DC-DC变换器共用同一磁芯，形成磁集成变压器，以减小变换器整体的体积。
在基于包含了正半周识别电路和负半周识别电路的前提下，本发明提供了一种具体实施例，参见图5所示，图5为本发明提供的一种无桥APFC有源因数功率校正电路的另一种具体实施例的结构示意图；
该实施例中，第一DC-DC变换器具体包括第一NMOS管Q12、第二NMOS管Q13、第三NMOS管Q14、第四NMOS管Q15、第一谐振电容Cr1、第一谐振电感Lr1以及第一高频变压器初级绕组NP1；
第二DC-DC变换器具体包括第五NMOS管Q22、第六NMOS管Q23、第七NMOS管Q24、第八NMOS管Q25、第二谐振电容Cr2、第二谐振电感Lr2以及第二高频变压器初级绕组NP2；
每个NMOS管的漏极和源极之间分别并接有一个寄生电容和一个寄生二极管，寄生二极管的阳极与源极连接，阴极与漏极连接；
第一NMOS管Q12的漏极和第三NMOS管Q14的漏极连接后作为第一DC-DC变换器的正端；第一NMOS管Q12的源极连接第二NMOS管Q13的漏极；第三NMOS管Q14的源极连接第四NMOS管Q15的漏极；第二NMOS管Q13的源极和第四NMOS管Q15的源极连接后作为第一DC-DC变换器的负端；
第一高频变压器初级绕组NP1的一端通过第一谐振电容Cr1和第一谐振电感Lr1的串联电路连接第一NMOS管Q12的源极，另一端连接第三NMOS管Q14的源极；
第五NMOS管Q22的漏极和第七NMOS管Q24的漏极连接后作为第二DC-DC变换器的正端；第五NMOS管Q22的源极连接第六NMOS管Q23的漏极；第七NMOS管Q24的源极连接第八NMOS管Q25的漏极；第六NMOS管Q23的源极和第八NMOS管Q25的源极连接后作为第二DC-DC变换器的负端；
第二高频变压器初级绕组NP2的一端通过第二谐振电容Cr2和第二谐振电感Lr2的串联电路连接第五NMOS管Q22的源极，另一端连接第七NMOS管Q24的源极；
第一高频变压器初级绕组NP1与第二高频变压器初级绕组NP2共用同一磁芯，且第一高频变压器与第二高频变压器共用同一次级绕组Ns；次级绕组Ns的两端分别通过一只整流二极管后并接作为DC-DC变换器的正输出端；次级绕组Ns的中点端作为无桥APFC电路的负输出端；
DC-DC变换器的正、负输出端之间连接一只输出滤波电容Co。
在基于包含了正半周识别电路和负半周识别电路的前提下，本发明还提供了另一种具体实施例，参见图6所示，图6为本发明提供的一种无桥APFC有源因数功率校正电路的另一种具体实施例的结构示意图。
该实施例中，第一DC-DC变换器具体包括第一NMOS管Q12、第二NMOS管Q13、第一二极管D13、第二二极管D14以及第一高频变压器的初级绕组NP1；
第二DC-DC变换器具体包括第三NMOS管Q14、第四NMOS管Q15、第三二极管D23、第四二极管D24以及第二高频变压器的初级绕组NP2；
每个NMOS管的漏极和源极之间并接有一个寄生二极管，寄生二极管的阳极与源极相连，阴极与漏极相连；
第一NMOS管Q12的漏极和第一二极管D13的阴极连接后作为第一DC-DC变换器的正端；第一NMOS管Q12的源极分别连接第二二极管D14的阳极和第一高频变压器初级绕组NP1的第一端；第一二极管D13的阳极分别连接第二NMOS管Q13的漏极以及第一高频变压器初级绕组NP1的第二端；第二NMOS管Q13的源极和第二二极管D14的阳极连接后作为第一DC-DC变换器的负端；
第三NMOS管Q14的漏极和第三二极管D23的阴极连接后作为第二DC-DC变换器的正端；第三NMOS管Q14的源极分别连接第四二极管D24的阳极和第二高频变压器初级绕组NP2的第一端；第三二极管D23的阳极分别连接第四NMOS管Q15的漏极以及第二高频变压器初级绕组NP2的第二端；第四NMOS管Q15的源极和第四二极管D24的阳极连接后作为第二DC-DC变换器的负端；
第一高频变压器初级绕组NP1与第二高频变压器初级绕组NP2共用同一磁芯，且第一高频变压器与第二高频变压器共用同一次级绕组；
次级绕组Ns的第一端连接整流二极管D1的阳极；次级绕组Ns的第二端连接续流二极管D2的阳极，并作为DC-DC变换器的负输出端；整流二极管D1的阴极和续流二极管D2的阴极连接，连接后通过一个输出滤波电感Lf作为DC-DC变换器的正输出端；
DC-DC变换器的正、负极输出端之间连接一只输出滤波电容Co。
当然，以上仅为几种具体实现方式，本发明不限定两个DC-DC变换器的具体结构。
以上所述仅是本发明实施方式举例，本发明不限于以上实施例。相关专业技术人员在不脱离本发明精神和构思前提下推演出的其他改进和变化，均应包含在本发明的保护范围之内。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (3)

1.一种无桥APFC有源因数功率校正电路，其特征在于，包括交流电正半周APFC电路、交流电负半周APFC电路和AC交流滤波电路；
所述AC交流滤波电路的输入端与电源正负极连接；
所述交流电正半周APFC电路包括第一电感、第一开关管、正半周第一二极管、正半周第二二极管、第一电容、第一PFC控制器以及作为负载的第一DC-DC变换器；
所述第一电感的第一端连接所述AC交流滤波电路的输出火线，所述第一电感的第二端分别连接所述正半周第一二极管和所述正半周第二二极管的阳极；所述正半周第一二极管的阴极连接所述第一开关管的第一端，所述第一开关管的控制端连接所述第一PFC控制器；所述正半周第二二极管的阴极分别连接所述第一电容的第一端和所述第一DC-DC变换器的正极输入端；所述第一开关管的第二端、所述第一电容的第二端和所述第一DC-DC变换器的负极输入端连接于一点后与所述AC交流滤波电路的输出零线连接；
所述交流电负半周APFC电路包括第二电感、第二开关管、负半周第一二极管、负半周第二二极管、第二电容、第二PFC控制器以及作为负载的第二DC-DC变换器；
所述第二电感的第一端连接所述输出零线，第二端分别连接所述负半周第一二极管和所述负半周第二二极管的阳极；所述负半周第一二极管的阴极连接所述第二开关管的第一端，所述第二开关管的控制端连接所述第二PFC控制器；所述负半周第二二极管的阴极分别连接所述第二电容的第一端和所述第二DC-DC变换器的正极输入端；所述第二开关管的第二端、所述第二电容的第二端和所述第二DC-DC变换器的负极输入端连接于一点后连接所述输出火线；
所述第一DC-DC变换器和所述第二DC-DC变换器分别包括高频变压器以及整流电路；
所述第一开关管和所述第二开关管分别为NMOS管或三极管或IGBT；所述第一开关管和所述第二开关管的第一端为漏极或集电极，所述第一开关管和所述第二开关管的第二端为源极或发射极；所述第一开关管和所述第二开关管的控制端为栅极或基极；
所述第一电感与所述第二电感相互独立；
或者，所述第一电感与所述第二电感为磁集成电感，两者共用同一磁芯。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，还包括：
用于控制所述第一DC-DC变换器仅在交流电正半周工作的正半周识别电路，所述正半周识别电路的正端连接所述输出火线，所述正半周识别电路的负端连接所述输出零线，所述正半周识别电路的输出端连接所述第一DC-DC变换器的控制端；
用于控制所述第二DC-DC变换器仅在交流电负半周工作的负半周识别电路，所述负半周识别电路的正端连接所述输出零线，所述负半周识别电路的负端连接所述输出火线，所述负半周识别电路的输出端连接所述第二DC-DC变换器的控制端；
所述第一DC-DC变换器和所述第二DC-DC变换器中的高频变压器共用同一磁芯、同一次级绕组以及同一整流电路。
3.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述第一DC-DC变换器和所述第二DC-DC变换器具体为桥式LLC变换器、全桥移相式变换器、正激变换器中的任一种。
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