CN101589539A - 负载驱动电路、集成电路、直流一直流变换器、及负载驱动方法 - Google Patents

负载驱动电路、集成电路、直流一直流变换器、及负载驱动方法 Download PDF

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CN101589539A CNA2007800503403A CN200780050340A CN101589539A CN 101589539 A CN101589539 A CN 101589539A CN A2007800503403 A CNA2007800503403 A CN A2007800503403A CN 200780050340 A CN200780050340 A CN 200780050340A CN 101589539 A CN101589539 A CN 101589539A
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Abstract

本发明的负载控制电路是对串联连接多个发光二极管(4)而构成的、同时相互并联连接的各个发光二极管线路(3－1、…、3－N)中流过的电流的导通/断开进行PWM控制的负载控制电路(20)，所述负载控制电路(20)使任一个发光二极管线路(3－1、…、3－N)中流过的电流的导通/断开的定时、和至少一个其它发光二极管线路(3－1、…、3－N)中流过的电流的导通/断开的定时彼此错开。由此，来提供不使控制负载时使用的PWM控制信号的选频的自由度下降、不妨碍周边电路的跟踪、且防止噪音的负载驱动电路。

Description

负载驱动电路、集成电路、直流-直流变换器、及负载驱动方法
技术领域
本发明涉及利用PWM控制对LED等负载的导通/断开进行控制的负载驱动电路、集成电路、直流-直流变换器、及负载驱动方法。
背景技术
近年来，正使用发光二极管(LED；Light Emitting Diode)，以取代液晶显示装置的背光源中使用的用荧光管作为光源的CCFL(Cold CathodeFluorescent Lamp：冷阴极荧光灯)。
特别是，关于分别使用红色LED、绿色LED、蓝色LED的各基色并通过光学上进行合成相加来获得白色的方法，由于容易取得色彩的平衡，因此正积极开展将其用于电视机的研究。
LED基本上具有亮度随电流而变化的特性，正向电压因个体差异的偏差和温度而变动。因而，在将LED用作液晶面板(LCD(Liquid CristalDisplay：液晶显示器)等)的背光源时，为了获得一定的均匀亮度，对于LED的驱动装置要求具有恒流特性。
简单来讲，已知有如图8所示、通过在恒压电源101的输出端串联连接LED102和电阻元件103从而限制电流的方法。然而，图8所示的装置中，存在如下问题，即，流过大电流的高亮度LED102中因电阻元件103而产生的功耗较大。
作为解决该问题的方法，如图9所示，具有使用恒流电源201作为驱动装置的方法。该驱动装置中，可通过减少(减小)电流值来调整LED102的亮度。一般采用如下方法来使电流值改变，即，插入与LED102串联的电阻元件105，用其两端的电位差来检测出电流值，并施加反馈控制，将电流值控制成为目标值。
然而，电流越小，由于电位差也越小，因此精度也越差，也越容易受干扰等的影响。另外，若增大电阻值，使得即使是小电流也能得到足够的电压，则会有在大电流时损耗变大的缺点。
因此，为了在较大的动态范围内稳定地调整亮度，已知有采用了PWM控制方式的驱动装置，该PWM控制方式以一定的定时使电流导通/断开，根据导通/断开的比率来调整亮度。
作为用于实现该方式的方法之一，可采用如下方法，即，如图10所示，插入与LED102串联的开关元件106，根据PWM信号(PWM控制信号)以预定的定时使该开关元件106导通/断开。
这样，在LCD的背光源或照明等的驱动装置中，以已决定好的定时使发光元件导通/断开以调整亮度，根据该导通/断开的比率进行亮度调整，上述这样的PWM控制方式能在较大的范围内稳定地调整亮度。
另一方面，PWM控制的频率通常选择60Hz以上的频率，以避免闪烁。
然而，恒压电源101中使用的变压器(未图示)和扼流圈(未图示)等磁性元器件(未图示)及电容(未图示)，在原理上具有以施加的电流或电压的频率进行振动的性质，而由于60Hz以上的频率处于人们的可听范围内，因此存在时常产生会让人听见的异常声音的缺点。
与此不同的是，专利文献1中披露了将PWM信号的频率设定为20kHz以上的、参数化技术。通过将PWM控制信号的频率设定为20kHz以上，从而即使使变压器和扼流圈等磁性元器件和电容中产生振动，也能够成为20kHz以上的频率，因此能够消除会让人听见的异常声音。
专利文献1：日本国公开专利公报“特开2006-114324号公报(公开日：平成18年4月27日)”
然而，上述专利文献1的技术中存在如下三个问题。
第一，由于存在频率限制，因此选频的自由度下降。第二，由于升高PWM控制信号的频率(使其成为20kHz以上)，因此在低占空比时(导通期间较短时)，恒压电源等周边电路难以跟踪，可能会无法正常地驱动负载。第三，如后述的图11所示，将串联连接多个LED而成的多个串联电路(LED串)并联连接的情况下，存在如下问题，即，由于使所有LED串同时导通/断开，因此会发生急剧的负载变化，设于恒压电源中的元器件(输出电容等)会产生噪音。因而，为了应对该问题，会产生必须调整驱动电路等附带而来的问题。
对于第一个问题，如上述记载的那样，而对于第二和第三个问题，使用附图进一步详细进行说明。
图11表示现有技术，是示出对负载进行调光的直流-直流变换器110(恒压电源)、及具有作为负载的发光二极管120的发光二极管部111的电路图。如该图所示，在直流-直流变换器110的外部，外设有用于驱动直流-直流变换器110的、即作为直流-直流变换器110的功率源的电源112。
直流-直流变换器110具有开关调节器IC113、作为开关调节器IC113的外设元器件的、电感(L)114、肖脱基势垒二极管(SBD)115、第一N-CHFET16、平滑电容(C)117、及电阻(R)118和119。此外，如图11所示，第一N-CH FET116、平滑电容117、电阻119的一端分别接地。
直流-直流变换器110使来自电源112的输入电压Vin上升，输出所要的输出电压Vout。具体而言，用肖脱基势垒二极管113对电感114产生的交流电压进行半波整流，经平滑电容117平滑后生成输出电压Vout。
另外，对开关调节器IC 113反馈将来自肖脱基势垒二极管115的输出电压利用电阻118和119分压后的电压。开关调节器IC 113利用该反馈的电压、和电源电压(输入电压Vin)，对第一N-CH FET116的导通/断开进行脉冲控制。
另一方面，发光二极管部111是将串联连接多个发光二极管(LED)120而成的N个发光二极管线路121-1、…121-N并联连接而构成的电路。
各发光二极管线路121-1、…121-N中，与端部的发光二极管120的阴极侧分别连接有第二N-CH FET122。而且，对这些第二N-CHFET122的栅极，输入有同一PWM控制信号。利用该第二N-CH FET122的导通/断开，对各发光二极管线路121-1、…121-N中流过的电流ILED1、…ILEDN(它们的合计电流为图11所示的Iout)进行控制，其结果是，对各发光二极管120的亮度进行调整。此外，第二N-CH FET122的漏极与发光二极管120的阴极连接，其源极接地。
对于如上述那样构成的发光二极管部111，进一步说明利用PWM控制信号的占空比控制对LED亮度进行调光时的动作。
如图12的时序图所示，若将PWM控制信号的频率设定为一定值以上(例如200Hz以上)，则视觉上将亮度进行平均，因此能够按照占空比(X％)对亮度的明
Figure A20078005034000081
暗进行调整。
即，如图12的时序图所示，与PWM控制信号的导通/断开同步地控制电流ILED1、…ILEDN导通(流过电流)或断开(不流过电流)，从而能够对发光二极管部111整体进行调光。
若将PWM控制信号的占空比设为某一值，则发光二极管120的电源供给开关(第二N-CH FET122)按照“H”或“L”的逻辑进行导通/断开，如图13所示，在第二N-CH FET122从导通变化成断开的定时(例如时刻t1)、或从断开变化成导通的定时(例如时刻t2)，输出电压Vout的电压波形示出存在问题的动作。
即，在将第二N-CH FET122从导通切换成断开时，输出电压Vout会相比所要的值上升几伏(V)。另外，在将第二N-CH FET122从断开切换成导通时，输出电压Vout会相比所要的值下降几伏(V)。下面，对于这一点进一步进行详细说明。
(a)从导通变化成断开时
在第二N-CH FET122变成断开的瞬间(即，PWM控制信号变成断开的瞬间)，负载变小。即，由于所有发光二极管120和直流-直流变换器110被切断，因此输出电压Vout上升。另外，由于发光二极管120和直流-直流变换器110被切断，因此直流-直流变换器110失去了从输出部放电的路径，其电位由平滑电容117保持。而且，无需向与发光二极管120断开的直流-直流变换器110提供功率，从而直流-直流变换器110几乎成为停止状态。
(a)从断开变化成导通时
在第二N-CH FET122变成导通的瞬间(即，PWM控制信号变成导通的瞬间)，负载变大。即，由于所有发光二极管120和直流-直流变换器110相连接，因此直流-直流变换器110的输出部的电压下降。此时，为了补偿相应于不足的量的电压，直流-直流变换器110开始动作以使输出部的电压Vout上升，但由于从负载变化到开始动作之间，一般多少存在一些时间延迟，因此电压的下降是无法避免的。
作为上述的平滑电容117，多采用层叠陶瓷电容，但在输入到该层叠陶瓷电容的电压发生变化时，层叠陶瓷电容因电介质的压电性而产生机械振动，从而产生噪音。
即，因上述(a)(b)那样的直流-直流变换器110的输出部的电压Vout的变化，从而在平滑电容117中产生噪音(第三问题)。
而且，若如专利文献1那样提高频率，即，使其处于声频范围以上，则存在如下问题，即，由于上述(b)所述的动作开始之前的时间延迟，如图14所示，使得来自直流-直流变换器110的输出电流Iout的波形变得迟钝，因此无法进行线性的调光，直流-直流变换器110无法跟踪PWM信号。特别是，在低占空比时(即，导通期间较短时)，直流-直流变换器110变得难以跟踪负载的变化(第二问题)。
发明内容
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于，提供不使控制负载时使用的PWM控制信号的选频的自由度下降、不妨碍周边电路的跟踪、且防止噪音的负载驱动电路、集成电路、直流-直流变换器、及负载驱动方法。
为了解决上述问题，本发明的负载驱动电路是具有对串联连接多个负载而构成的、同时相互并联连接的各个串联电路中流过的电流的导通/断开进行PWM控制的开关电路的负载驱动电路，其特征为，所述开关电路使任一个所述串联电路中流过的电流的导通/断开的定时、和至少一个其它串联电路中流过的电流的导通/断开的定时彼此错开。
另外，为了解决上述问题，本发明的负载驱动方法是对串联连接多个负载而构成的、同时相互并联连接的各个串联电路中流过的电流的导通/断开进行PWM控制的负载驱动方法，其特征为，使任一个所述串联电路中流过的电流的导通/断开的定时、和至少一个其它串联电路中流过的电流的导通/断开的定时彼此错开。
本发明的负载驱动电路中设有的开关电路在多个串联电路(负载串联连接而构成的串联电路)并联连接的情况下，使用PWM(Pulse WidthModulation：脉冲宽度调制)控制，使这些串联电路导通或导通。
根据上述结构，开关电路使任一个所述串联电路中流过的电流的导通/断开的定时、和至少一个其它串联电路中流过的电流的导通/断开的定时彼此错开。因此，在利用PWM控制、使串联电路中流过的电流导通/断开的情况下，所有串联电路中流过的电流不会一起导通/断开，至少一个串联电路的导通/断开的定时会错开。
因此，能够防止从负载驱动电路侧观察时的、因负载而导致的急剧的电压变化。因而，能够防止因急剧的电压变化、而在外部元器件等中产生的噪音。而且，无需使PWM控制中使用的信号频率不必要地提高，以防止噪音，从而选频的自由度提高，并且也能够防止发生如下问题，即，在将频率提高的情况下，PWM控制中为低占空比时串联电路的电源侧的动作无法跟踪PWM控制的导通/断开的切换。
另外，最好本发明的负载驱动电路中，具有对每一个流过的电流的导通/断开的定时彼此相同的串联电路分配的D触发器，从外部对这些D触发器中的、第一D触发器输入有PWM信号，对各个D触发器分别输入有频率为所述PWM信号的N倍的时钟信号，并且来自所述第一D触发器的输出信号被依次输出到设置在下一级的D触发器，其中，N为2以上的整数，所述开关电路利用来自分配给该串联电路的D触发器的输出信号，对所述串联电路中流过的电流的导通/断开进行控制。
这里，D触发器具有如下作用，即，其具有两个输入端子、一个输出端子，对两个输入端子中的一个输入端子输入时钟信号，时钟信号从LOW(低)电平变化成HIGH(高)电平时，从另一个输入端子输入的输入数据被传递到输出端子，除此以外的时间保持直到上一次从输出端子输出的数据输出。
上述结构中，具有对每一个流过的电流的导通/断开的定时彼此相同的串联电路分配的D触发器，利用来自分配给该串联电路的D触发器的输出信号，对所述串联电路中流过的电流的导通/断开进行控制。而且，从外部对第一D触发器输入有所述PWM信号，对各D触发器输入有所述时钟信号，来自所述第一D触发器的输出信号被依次输出到设置在下一级的D触发器。即，PWM信号被输入到第一D触发器，来自第一D触发器的输出信号被输出到设置在下一级的D触发器(第二D触发器)，之后，输出被传递到第三D触发器、第四D触发器…。由此，能够对每一个串联电路依次切换由多个负载构成的串联电路中流过的电流的导通(流通)或断开(不流通)，其结果是，能够进一步减缓切换导通/断开时的负载变化。
另外，最好本发明的负载驱动电路中，从外部输入有PWM信号、和频率为所述PWM信号的N倍以上的任意频率的时钟信号，其中，N为2以上的整数，所述倍数N比所述串联电路的数量要大，所述开关电路使所有串联电路中、流过的电流的导通/断开的定时错开。
根据上述结构，由于所有串联电路中流过的电流的导通/断开的定时错开，因此能够使切换导通/断开时产生的负载变化最小。
另外，最好本发明的负载驱动电路中，具有对各个串联电路分配的D触发器，对这些D触发器中的、第一D触发器输入有所述PWM信号，对各个D触发器分别输入有所述时钟信号，并且来自所述第一D触发器的输出信号被依次输出到设置在下一级的D触发器，所述开关电路利用来自分配给该串联电路的D触发器的输出信号，对所述串联电路中流过的电流的导通/断开进行控制。
这里，D触发器具有如下作用，即，其具有两个输入端子、一个输出端子，对两个输入端子中的一个输入端子输入时钟信号，时钟信号从LOW(低)电平变化成HIGH(高)电平时，从另一个输入端子输入的输入数据传递到输出端子，除此以外的时间保持直到上一次从输出端子输出的数据输出。
上述结构中，具有对各个串联电路分别分配的D触发器，利用来自分配给该串联电路的D触发器的输出信号，对所述串联电路中流过的电流的导通/断开进行控制。而且，从外部对第一D触发器输入有所述PWM信号，对各D触发器输入有所述时钟信号，来自所述第一D触发器的输出信号被依次输出到设置在下一级的D触发器。即，PWM信号被输入到第一D触发器，来自第一D触发器的输出信号被输出到设置在下一级的D触发器(第二D触发器)，之后，输出被传递到第三D触发器、第四D触发器…。由此，能够对每一个串联电路依次切换由多个负载构成的串联电路中流过的电流的导通(流通)或断开(不流通)，其结果是，能够进一步减缓切换导通/断开时的负载变化。
另外，最好本发明的负载驱动电路中，所述时钟信号的频率相对于所述PWM信号的频率的倍数N、与所述串联电路的个数相等。
根据上述结构，能够使负载的权重(即，导通状态的负载个数)总是保持一定。
另外，最好本发明的负载驱动电路中，在所述各个D触发器的后级，对每一个D触发器分别具有所述开关电路。
另外，本发明的负载驱动电路中，所述负载也可以是发光二极管。
另外，最好本发明的集成电路具有所述的任一负载驱动电路，并且具有使所述各个串联电路中流过相等的电流的恒流电路。
另外，最好本发明的直流-直流变换器具有：所述的任一个负载驱动电路；及使来自外部电源的电压上升至所要的电压、并对流到所述各个串联电路的电流进行控制的升压电路。
另外，最好本发明的集成电路具有所述的任一个负载驱动电路。
另外，最好本发明的直流-直流变换器具有所述的任一个负载驱动电路。
另外，最好本发明的直流-直流变换器具有：所述集成电路；及使来自外部电源的电压上升至所要的电压、并对流到所述各个串联电路的电流进行控制的升压电路。
本发明的其他目的、特征以及优点根据以下所示的叙述应该可以充分了解。另外，本发明的优点从参照附图的以下说明中应该可以明白。
附图说明
图1是表示本实施方式的直流-直流变换器及发光二极管部的图。
图2是表示本实施方式的直流-直流变换器及发光二极管部的图。
图3是表示本实施方式的负载控制电路的电路结构图。
图4是表示图3所示的负载控制电路的开关电路的连接关系图。
图5是表示设发光二极管线路的数量例如为7个时的、PWM控制信号波形、和配置于各发光二极管线路上的发光二极管的电流波形的时序图。
图6是使N大于发光二极管线路3的列数时的与图5对应的时序图。
图7是表示作为相对于本实施方式的比较例的直流-直流变换器及发光二极管的图。
图8是表示现有的用于驱动发光二极管的电路图。
图9是表示现有的用于驱动发光二极管的电路图。
图10是表示现有的用于驱动发光二极管的电路图。
图11是表示现有的直流-直流变换器及发光二极管部的图。
图12是表示现有技术，是表示输入到图11所示的开关部的PWM控制信号和各发光二极管线路中流过的电流的关系的时序图。
图13是表示现有技术，是表示输入到图11所示的开关部的PWM控制信号和由直流-直流变换器施加的输出电压的关系的时序图。
图14是表示现有技术，是表示输入到图11所示的开关部的PWM控制信号和直流-直流变换器与发光二极管部之间流过的电流的关系的时序图。
标号说明
1        直流-直流变换器
3-1      发光二极管线路(串联电路)
3-2      发光二极管线路(串联电路)
3-(N-1)  发光二极管线路(串联电路)
3-N      发光二极管线路(串联电路)
4        发光二极管(负载)
5        开关调节器IC(集成电路)
10       电源(外部电源)
20       负载控制电路(负载驱动电路)
21        恒流电路
25-1      第一级D-FF(D触发器)
25-2      第二级D-FF(D触发器)
25-(N-1)  第(N-1)D-FF(D触发器)
25-N      第N级D-FF(D触发器)
26-1      第一开关电路(开关电路)
26-2      第二开关电路(开关电路)
26-(N-1)  第(N-1)开关电路(开关电路)
26-N      第N开关电路(开关电路)
具体实施方式
[概要]
图2是表示本实施方式的直流-直流变换器、及利用该直流-直流变换器进行驱动的发光二极管部的简要结构的方框图，图1是对图2作进一步详细说明的电路图。以下的说明中，使用图1及图2进行说明。
直流-直流变换器1驱动发光二极管部2。更详细而言，直流-直流变换器1主要具有如下作用，即，对发光二极管部2提供固定电流，并且使后述的发光二极管线路3-1、…、3-N中流过相等的电流。为此，如图1和2所示，直流-直流变换器1从发光二极管部2接受电流的反馈。
该发光二极管部2如图1和2所示，是将串联连接多个发光二极管(LED；Light emitting diode)4而成的N个发光二极管线路(串联电路)3-1、…、3-N并联连接后的电路。此外，该“N”只要为2以上的整数即可，并无特别限定。发光二极管4具有阳极端子和阴极端子，从阳极侧向阴极侧施加预定的正向电压时流过电流，随之发出预定颜色的光。
另一方面，如图1和2所示，直流-直流变换器1具有开关调节器IC5、电感6、N-CH FET(N-CH MOSFET)7、肖脱基势垒二极管8、及平滑电容9。另外，从设于直流-直流变换器1的外部的电源10对电感6及开关调节器IC5提供功率。而且，从直流-直流变换器1的外部对开关调节器IC5输入有PWM控制信号(与权利要求书中记载的“PWM信号”对应)及时钟信号。该时钟信号的频率成为PWM控制信号的频率的N(N为2以上的整数)倍以上的任意频率，而且，该“N”与上述的发光二极管线路3-1、…、3-N的并联数量相同。
[关于升压电路]
上述的电感6、N-CH FET7、肖脱基势垒二极管8、及平滑电容9构成升压电路，该升压电路中，开关调节器IC5控制N-CH FET7的导通/断开的周期，从而使由电源10提供的电压上升至所要的电压。此外，本实施方式中的升压电路具有如下作用，即，控制生成所要的电流Iout(所有发光二极管线路3-1、…、3-N中流过的电流的合计电流)，以用于对发光二极管部2进行调光。
若对升压电路的结构作进一步说明，则如图1和2所示，电感6的一端与电源10连接，电感6的另一端与N-CH FET7的漏极及肖脱基势垒二极管8的阳极连接。另外，N-CH FET7的源极接地，对N-CH FET7的栅极输入有来自开关调节器IC5的PWM控制信号。而且，肖脱基势垒二极管8的阴极与平滑电容9的一端连接，平滑电容9的另一端接地。
此外，从开关调节器IC5输入到N-CH FET7的栅极的PWM控制信号，是与为了控制各发光二极管4的导通/断开而从外部输入到直流-直流变换器1的PWM控制信号(详细情况将在后面阐述)不同的信号。
该升压电路将从电源10施加到电感6的一端的电压上升相应于预定电压的大小，将输出电压Vout向肖脱基势垒二极管8的阴极和平滑电容9的一端的连接点侧、即发光二极管部2侧输出。更详细而言，升压电路利用N-CH FET7的导通/断开，并利用电感6和平滑电容9进行能量转换，将电压上升后输出。
换言之，从电源10对电感6施加直流(DC)电压，并使N-CH FET7导通/断开，从而利用肖脱基势垒二极管8对电感6产生的交流电压进行半波整流，经平滑电容9平滑后，可输出直流(DC)电压。这里再重复一下，可通过使控制N-CH FET7的导通/断开的控制信号的周期变化，来控制经该平滑电容9平滑后输出的直流电压的大小。利用这样的升压电路能够在发光二极管4的阳极侧生成直流电压(输出电压)Vout。
此外，发光二极管线路3的数量较少时，或者外部电源10的电压本来就较高时，由于即使不升压也能够驱动发光二极管4，因此在这种情况下，并不一定需要升压电路。
[关于开关调节器IC]
开关调节器IC5如图1和2所示，具有开关控制部22、恒流电路21、及负载控制电路20。开关调节器IC5采用如下结构，即，对于已设定好的输出电平(电压或电流)，接受来自发光二极管部2的输出的反馈(电压或电流)，控制N-CH FET7的导通/断开周期(导通-断开周期)，以将输出(输出电压Vout)保持在一定电平。在本实施方式中，由于是控制发光二极管4那样的电流驱动负载，因此从发光二极管部2对开关调节器IC5反馈电流。
开关控制部22根据通过恒流电路21的来自发光二极管部2的反馈信号，生成PWM控制信号，根据该PWM控制信号来控制N-CH FET7的导通/断开。
恒流电路21具有如下作用，即，使各个发光二极管线路3-1、…、3-N中流过彼此相等的电流，虽未图示，但例如由误差放大器、晶体管、电阻构成。即，恒流电路21具有如下作用，即，将直流-直流变换器1所生成的恒流Iout均匀地分给各发光二极管线路3-1、…、3-N。由此，恒流电路21使并联连接的发光二极管线路3-1、…、3-N间的亮度相等。
此外，由于发光二极管4中，正向电压存在偏差，因此需要消除该偏差的电路。虽未图示，在开关调节器IC5的内部设有消除该偏差的电路。作为具有消除这种偏差、及使亮度相等的作用的IC，例如有罗姆公司(日文：ロ一ム)生产的BU6066GU等。
[关于负载控制电路的结构]
下面对本发明的最重要的部分、即负载控制电路(与权利要求书中记载的“负载驱动电路”对应)进行说明。
图3是表示负载控制电路20的内部结构的方框图。负载控制电路20如图3所示，具有对每一个发光二极管线路3-1、…、3-N设有的D-FF(D-触发器)25、和对应于各D-FF25而设于各D-FF25的后级的开关电路(负载导通/断开)26。此外，图3中，与各发光二极管线路3-1、…、3-N的参照标号相同，设D-FF25、及开关电路26的参照标号为25-1、25-2、…、25-N、26-1、26-2、…、26-N，分别称为第一级D-FF(初级D-FF)、第二级D-FF、…、第N级D-FF、第一开关电路、第二开关电路、…、第N开关电路。另外，为简化说明，在整体上对D-FF、开关电路作说明时，设参照标号为25、26。
开关电路26是按照从D-FF25输入的“H”、或“L”的逻辑，控制对应的发光二极管线路3-1、…、3-N中“流通”或“不流通”电流的电路，是漏极与发光二极管4的阴极连接、栅极与D-FF25连接、源极与恒流电路21连接的N-CH FET30(参照图4)。
D-FF25如图3所示，具有数据输入端子及数据输出端子、和对从该数据输出端子输出的信号进行控制的时钟信号(CK)的输入端子。即，D-FF25具有三个端子。该D-FF25具有如下作用，即，时钟信号从LOW(低)电平变化成HIGH(高)电平时，从数据输入端子输入的输入数据被传递到输出端子，除此以外的时间保持直到上一次从数据输出端子输出的数据输出。
同样地如图3所示，对所有D-FF25输入有同一时钟信号。另外，对第一级D-FF25-1的数据输入端子输入有PWM控制信号。来自第一级D-FF25-1的输出信号被输出到下一级(第二级)D-FF25-2的数据输入端子及第一开关电路26-1。接受来自第一级D-FF25-1的输出后，来自第二级D-FF25-2的输出信号被输入到再下一级(第三级)D-FF25-3的数据输入端子及第二开关电路26-2。之后同样地，信号被传递。
由此，在PWM控制信号从LOW电平过渡到HIGH电平的定时起延迟1个时钟脉冲的定时，第一开关电路26-1导通，在PWM控制信号从HIGH电平过渡到LOW电平的定时起延迟1个时钟脉冲的定时断开。即，根据使PWM控制信号的信号波形延迟1个时钟脉冲的信号波形，重复第一开关电路26-1的导通/断开。进一步，从第一开关电路26-1的导通/断开的定时起延迟1个时钟脉冲，重复第二开关电路26-1的导通/断开。以第一开关电路26-1、第二开关电路26-2、第三开关电路26-3、…的顺序，在逐个延迟1个时钟脉冲的定时导通(即，成为高电平)，此后，维持相应于PWM控制信号的一个周期的导通期间后断开(成为低电平)。之后重复同样的动作。
利用这样的和PWM控制信号相同周期的控制信号，在一定的定时对发光二极管中流过的电流进行导通/断开控制，从而利用导通/断开期间的比率来调整发光二极管4的亮度。
图5是设发光二极管线路3-1、…、3-N的数量(N)例如为7个的情况下的、PWM控制信号波形、和配置于各发光二极管线路3-1、…、3-N上的发光二极管4中流过的电流波形的时序图。配置于各发光二极管线路3-1、…、3-N上的发光二极管4利用与各发光二极管线路3-1、…、3-N连接的开关电路26的导通/断开，控制电流的导通(流通)或断开(不流通)。图5中，配置于各发光二极管线路3-1、…、3-N上的发光二极管4的电流的波形分别为LED1、LED2、…、LED7。
如上述时序图所示，PWM控制信号、LED1、LED2、…LED6、LED6都为相同频率，如上所述，利用D-FF25，使上升沿依次逐个延迟1个时钟脉冲。
由此，起到如下的作用效果。即，根据上述结构，各发光二极管线路3-1、…、3-N依次导通/断开。因此，发光二极管线路3-1、…、3-N沿并联方向依次导通/断开，而不是像现有技术那样地所有发光二极管线路3-1、…、3-N同时导通/断开。因此，能够减小来自直流-直流变换器1的输出电压Vout的电压变化，能够避免平滑电容9的噪音等问题。而且，也无需限制选频。而且，由于避免了噪音，因此无需使频率不必要地提高，从而还能够避免直流-直流变换器1的动作无法跟踪发光二极管4的导通/断开的切换的问题。
而且，本实施方式中，如上所述，设时钟信号的频率为PWM控制信号的频率的N倍，并且使该N与发光二极管4的发光二极管线路3-1、…、3-N的列数一致。
因此，如上述的时序图所示，在任意时刻，负载的权重(点亮的发光二极管4的数量)总是保持一定，并且负载不会被切断(点亮的发光二极管4的数量成为0)。例如，如图5的时序图所示，连接了7条(7条发光二极管线路3-1、…、3-N)中的5条(5条发光二极管线路3-1、…、3-N)的负载。因此，作为平均亮度，成为5/7×100％。因而，能够更有效地防止周边元器件的噪音。
此外，PWM控制信号的占空比为100％的情况下的动作的概要如下。(i)若接通电源10，则开始升压动作。(ii)恒流电路21进行控制，使得各LED线路(发光二极管线路3-1、…、3-N)的电流值相等。(iii)从恒流电路21向开关控制部22发送信号，控制N-CH FET7的开关，使得调节器输出电压变成各LED线路中正向电压最大的线路的电压值。(iv)调节器输出电压会对于除正向电压最大的线路以外的发光二极管4施加过大的电压，但将LED线路的阴极输入开关调节器IC5的恒流电路21时，设置晶体管等用集电极电压等来将其消除。重复(v)(ii)～(iv)，达到稳定动作状态。
这样的电路结构中，若在从调节器输出通过发光二极管4连接到恒流电路21的路径上(或路径外)，设置开关电路26，使该路径导通/断开，则能够使发光二极管4的电流导通/断开，能进行亮度控制。另外，除了切断路径以外，还可使恒流电路21的动作停止，来使发光二极管4的电流导通/断开。
此外，上述中，设从外部输入到开关调节器IC5的时钟信号的频率为同样从外部输入到开关调节器IC5的PWM控制信号的频率的N倍，并且使该N与发光二极管线路3-1、…、3-N的数量一致。然而，并不局限于此，该N也可与发光二极管线路3-1、…、3-N的数量不同。
图6是使上述N大于发光二极管线路3-1、…、3-N的列数的情况下的与图5对应的时序图。更具体而言，作为一个例子，设时钟频率的频率为PWM控制信号的频率的5倍，设发光二极管线路3-1、…、3-N的数量为3。
在这种情况下，若如图5所示，在时间轴上观察，则与上述不同，存在所有负载(发光二极管4)导通/断开的期间，并不总是成为一定的负载，但由于所有负载的导通/断开不是同时进行，因此如图6所示，不会急剧地发生负载变化、即Iout的变化。因此，能够减小Vout的波形变化，因此，相比于现有情况能够使噪音减小。
另外，即使使PWM控制信号的占空比线性变化，但由于LED的导通/断开控制信号通过移位寄存器电路，因此亮度只是逐个变化“1/N”占空比。而且，只要使时钟频率大于PWM控制信号的频率，便能够实现线性的调光。
另外，上述的结构中，将负载控制电路20设置在开关调节器IC5的内部。然而，并不局限于此，也可将负载控制电路20设置在开关调节器IC5的外部。在这种情况下，可将负载控制电路20设置在发光二极管4的阴极侧，也可设置在阳极侧。
另外，上述的结构中，从开关调节器IC5的外部向负载控制电路20输入PWM控制信号，另外还输入具有PWM控制信号频率的N倍的频率的时钟信号。而开关调节器IC5通常在内部生成500kHz～1MHz的时钟信号，以用于N-CH FET7的开关。因此，也可在开关调节器IC5的内部或外部例如设置PLL电路(未图示)，利用PLL电路对开关调节器IC5生成的时钟信号进行分频，生成上述的时钟信号，而不另行输入时钟信号。
另外，只要上述的恒流电路21为电流镜电路等、能够生成固定电流的电路，则可为任意的电路。
此外，使N-CH FET7导通/断开的PWM控制信号的频率为500kHz～1MHz，使开关电路26导通/断开的PWM控制信号的频率为200kHz～300kHz。
另外，使流过的电流导通/断开的发光二极管线路3-1、…、3-N的顺序可为从一端开始向另一端的顺序，也可为随机的，导通/断开的顺序并无特别限定。而且，也可使两个以上的发光二极管线路3-1、…、3-N同时导通/断开。
另外，上述的D触发器25并不是必须的，例如也可采用如下结构，即，从开关调节器IC5的外部向与各发光二极管线路3-1、…、3-N连接的开关电路26直接输入延迟1个时钟脉冲的信号。
另外，本实施的负载控制电路可用于LCD(Liquid Crystal Display：液晶显示器)的背光源用的多灯LED驱动电路等。另外，上述中，作为负载举出了发光二极管4的例子，但只要是以恒压或恒流同时驱动多个负载即可，并不特别局限于发光二极管4。
[比较例]
图7是上述的本实施方式的比较例。是与上述的图1对应的图。
该比较例中，仅说明与本实施方式不同的地方，而省略重复的部分。这里，为了与本实施方式明确地加以区别，对于具有同一功能的构件也附加不同的参照标号。
如图7所示，比较例中，未设有本实施方式的负载控制电路，而在各发光二极管线路53的阴极侧设有N-CH FET70，对这些N-CH FET70输入有同一PWM控制信号。因此，所有发光二极管54同时导通/断开。因而，会产生噪音等问题。
本发明并不局限于上述的实施方式，可在权利要求所示的范围内作各种变更。即，将在权利要求所示的范围内进行适当变更后的技术手段加以组合而得到的实施方式也包含在本发明的技术范围内。
如上所述，本发明的负载驱动电路是对串联连接多个负载而构成的、同时相互并联连接的各个串联电路中流过的电流的导通/断开进行PWM控制的负载驱动电路，其中，使任一个所述串联电路中流过的电流的导通/断开的定时、和至少一个其它串联电路中流过的电流的导通/断开的定时彼此错开。
另外，本发明的负载驱动方法是对串联连接多个负载而构成的、同时相互并联连接的各个串联电路中流过的电流的导通/断开进行PWM控制的负载驱动方法，其中，使任一个所述串联电路中流过的电流的导通/断开的定时、和至少一个其它串联电路中流过的电流的导通/断开的定时彼此错开。
由此，可起到如下效果，即，不使控制负载时使用的PWM控制信号的选频的自由度下降，不妨碍周边电路的跟踪，且能够防止噪音。
发明的详细说明项中完成的具体实施方式或实施例都只是为了阐明本发明的技术内容，不应狭义地理解为只限于这样的具体例子，可在本发明的精神和下面所记载的权利要求书的范围内，进行各种变更后加以实施。
工业上的实用性
本发明的负载驱动电路例如能够用于液晶显示装置的背光源。

Claims (15)

1.一种负载驱动电路，具有对串联连接多个负载而构成的、同时相互并联连接的各个串联电路中流过的电流的导通/断开进行PWM控制的开关电路，其特征在于，
所述开关电路使任一个所述串联电路中流过的电流的导通/断开的定时、和至少一个其它串联电路中流过的电流的导通/断开的定时彼此错开。
2.如权利要求1所述的负载驱动电路，其特征在于，
具有对每一个流过的电流的导通/断开的定时彼此相同的串联电路分配的D触发器，
从外部对这些D触发器中的、第一D触发器输入有PWM信号，
对各个D触发器分别输入有频率为所述PWM信号的N倍的时钟信号，并且来自所述第一D触发器的输出信号被依次输出到设置在下一级的D触发器，其中，N为2以上的整数，
所述开关电路利用来自分配给该串联电路的D触发器的输出信号，对所述串联电路中流过的电流的导通/断开进行控制。
3.如权利要求1所述的负载驱动电路，其特征在于，
从外部输入有PWM信号、和频率为所述PWM信号的N倍以上的任意频率的时钟信号，其中，N为2以上的整数，
所述倍数N比所述串联电路的数量要大，
所述开关电路使所有串联电路中、流过的电流的导通/断开的定时错开。
4.如权利要求3所述的负载驱动电路，其特征在于，
具有对各个串联电路分别分配的D触发器，
对这些D触发器中的、第一D触发器输入有所述PWM信号，
对各个D触发器分别输入有所述时钟信号，
来自所述第一D触发器的输出信号被依次输出到设置在下一级的D触发器，
所述开关电路利用来自分配给该串联电路的D触发器的输出信号，对所述串联电路中流过的电流的导通/断开进行控制。
5.如权利要求4所述的负载驱动电路，其特征在于，
所述时钟信号的频率相对于所述PWM信号的频率的倍数N、与所述串联电路的个数相等。
6.如权利要求2所述的负载驱动电路，其特征在于，
在所述各个D触发器的后级，对每一个D触发器分别具有所述开关电路。
7.如权利要求4所述的负载驱动电路，其特征在于，
在所述各个D触发器的后级，对每一个D触发器分别具有所述开关电路。
8.如权利要求5所述的负载驱动电路，其特征在于，
在所述各个D触发器的后级，对每一个D触发器分别具有所述开关电路。
9.如权利要求1所述的负载驱动电路，其特征在于，
所述负载是发光二极管。
10.一种集成电路，其特征在于，
具有权利要求1所述的负载驱动电路，并且
具有使所述各个串联电路中流过相等的电流的恒流电路。
11.一种直流-直流变换器，其特征在于，具有：
权利要求1所述的负载驱动电路；及
使来自外部电源的电压上升至所要的电压、并对流到所述各个串联电路的电流进行控制的升压电路。
12.一种直流-直流变换器，其特征在于，具有：
权利要求10所述的集成电路；及
使来自外部电源的电压上升至所要的电压、并对流到所述各个串联电路的电流进行控制的升压电路。
13.一种直流-直流变换器，其特征在于，
具有权利要求1所述的负载驱动电路。
14.一种直流-直流变换器，其特征在于，
具有权利要求10所述的集成电路。
15.一种负载驱动方法，对串联连接多个负载而构成的、同时相互并联连接的各个串联电路中流过的电流的导通/断开进行PWM控制，其特征在于，
使任一个所述串联电路中流过的电流的导通/断开的定时、和至少一个其它串联电路中流过的电流的导通/断开的定时彼此错开。
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