CN101588130A - 具有双边无源辅助网络的zvzcs三电平dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

具有双边无源辅助网络的ZVZCS三电平DC－DC变换器，它涉及三电平变换器。它为了使三电平变换器工作在高压、大功率的场合，并解决传统的三电平变换器整流二极管两端存在电压振荡、电压过冲、易损坏的问题提出。电压源的正极同时与第一分压电容的一端、第一、五开关管的集电极、第一、五二极管的阴极、第一电容的一端相连；电压源的负极同时与第二分压电容的另一端、第四、六开关管的发射极、第四、六二极管的阳极、第四电容的另一端相连；它还包括三电平侧和二电平侧的两个辅助网络；两个辅助网络的作用是为变压器原边实现零电流提供条件，抑制整流二极管两端的电压过冲。它具有辅助网络简单、开关损耗低、电压过冲小、振荡小及控制方式灵活等优点。

Description

具有双边无源辅助网络的ZVZCS三电平DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及三电平DC-DC变换器，具体涉及ZVZCS三电平DC-DC变换器。

背景技术

随着电力电子应用技术的发展，要求电力转换装置向体积小、重量轻、容量大、效率高的方向发展。为达到上述要求，需要提高开关频率，从而实现高的功率密度。为了降低随开关频率增加而增大的开关损耗，开关模式的变换器技术从传统的变换器发展到了各种谐振式变换器和多种软开关式变换器。其中，软开关技术被认为是克服传统变换器缺陷的最有效的方式。

常用的单端电路和桥式电路在高压、大功率的工作场合显得力不从心，开关管两端承受的电压为输入电压，所以开关管的选择受到较大的限制；高电压MOSFET开关管可选范围小、价格高且通态电阻和导通损耗较大，使变换器的效率降低。而采用三电平拓扑可以把开关管的工作电压减低到输入直流母线电压的一半，有效地降低开关管两端的电压应力，并能够减小输出电压的谐波，但传统的三电平变换器存在着整流二极管两端产生电压振荡、电压过冲，使整流二极管承受电压尖峰，易损坏的问题。

发明内容

本发明为了使三电平变换器能够工作在高压、大功率的场合，解决传统的三电平变换器整流二极管两端存在电压振荡、电压过冲、易损坏的问题，而提出的具有双边无源辅助网络的ZVZCS三电平DC-DC变换器。

具有双边无源辅助网络的ZVZCS三电平DC-DC变换器，它包括第一分压电容、第二分压电容、第一二极管至第十二极管、第一开关管至第六开关管、第一电容至第七电容、第一电阻、飞跨电容、主变压器、第三电感和滤波电感；第一分压电容的一端同时与正电压端、第一开关管的集电极、第一二极管的阴极、第一电容的一端、第五开关管的集电极和第五二极管的阴极相连；第一分压电容的另一端同时与第二分压电容的一端、第七二极管的阳极和第八二极管的阴极相连；第七二极管的阴极同时与第二开关管的集电极、第一开关管的发射极、飞跨电容的一端、第一二极管的阳极、第二二极管的阴极、第一电容的另一端和第二电容的一端相连；第八二极管的阳极同时与飞跨电容的另一端、第三开关管的发射极、第四开关管的集电极、第三二极管的阳极、第四二极管的阴极、第三电容的一端和第四电容的一端相连；第二开关管的发射极同时与第三开关管的集电极、第二二极管的阳极、第三二极管的阴极、第二电容的另一端和第三电容的另一端相连，第二分压电容的另一端同时与负电压端、第四开关管的发射极、第四二极管的阳极、第四电容的另一端、第六开关管的发射极和第六二极管的阳极相连；第六开关管的集电极同时与第六二极管的阴极、第五开关管的发射极、第五二极管的阳极和主变压器的原边的非同名端相连；主变压器的原边的同名端通过第三电感与第二电容器的另一端相连；主变压器的副边绕组的非同名端同时与第十二极管的阳极和第六电容的一端相连；第十二极管的阴极同时与第六电容的另一端、第五电容的一端、第九二极管的阴极和滤波电感的一端相连；第五电容的另一端同时与第九二极管的阳极和主变压器的副边绕组的同名端相连，滤波电感的另一端同时与第七电容的一端和第一电阻的一端相连，第七电容的另一端同时与第一电阻的另一端、主变压器的副边绕组的中间抽头相连；它还包括三电平侧的辅助网络和二电平侧的辅助网络；三电平侧的辅助网络由具有一个原边和两个副边的辅助变压器、第一辅助二极管和第二辅助二极管组成；二电平侧的辅助网络由谐振电感、第一钳位二极管和第二钳位二极管组成；具有一个原边和两个副边的辅助变压器的原边的非同名端与第三电感的另一端相连，具有一个原边和两个副边的辅助变压器的原边的同名端同时与第一钳位二极管的阳极、第二钳位二极管的阴极和谐振电感的一端相连；谐振电感的另一端同时与第一辅助二极管的阳极、第二辅助二极管的阴极、第二开关管的发射极、第三开关管的集电极、第二二极管的阳极、第三二极管的阴极、第二电容的另一端和第三电容的另一端相连；第一辅助二极管的阴极与具有一个原边和两个副边的辅助变压器的第一副边的非同名端相连，具有一个原边和两个副边的辅助变压器的第一副边的同名端同时与第七二极管的阴极、第二开关管的集电极、第一开关管的发射极、飞跨电容的一端、第一二极管的阳极、第二二极管的阴极、第一电容的另一端和第二电容的一端相连；第二辅助二极管的阳极与具有一个原边和两个副边的辅助变压器的第二副边的非同名端相连，具有一个原边和两个副边的辅助变压器的第二副边的同名端同时与第八二极管的阳极、飞跨电容的另一端、第三开关管的发射极、第四开关管的集电极、第三二极管的阳极、第四二极管的阴极、第三电容的一端和第四电容的一端相连；第一钳位二极管的阴极同时与第一分压电容的一端、第一开关管的集电极、第一二极管的阴极、第一电容的一端、第五开关管的集电极和第五二极管的阴极相连；第二钳位二极管的阳极与第二分压电容的另一端、第四开关管的发射极、第四二极管的阳极、第四电容的另一端、第六开关管的发射极和第六二极管的阳极相连。

本发明能较好地实现三电平桥臂开关管的零电压开关和两电平桥臂开关管的零电流开关，有效地抑制整流二极管两端的电压振荡和过冲现象的发生，改进的双边无源辅助网络没有采用有源元件，且引入的元件损耗小，提高了变换器的效率，本发明在满载时工作效率可以达到85.64％。三电平侧的辅助网络的主要作用是为变压器原边实现零电流提供条件。二电平侧的辅助网络由两个钳位二极管DC1、DC2以及谐振电感Lr组成，利用谐振电感与辅助二极管结电容实现整流二极管的零电压开关，从而抑制其两端的电压过冲。谐振电感Lr与三电平桥臂相连，使钳位二极管在一个周期的部分时间内导通，减小了通态损耗，提高了变换器的效率。

附图说明

图1为本发明的电路原理图；图2为本发明主要工作波形图；图3为开关模态0的电路原理图；图4为开关模态1的电路原理图；图5为开关模态2的电路原理图；图6为开关模态3的电路原理图；图7为开关模态4的电路原理图；图8为开关模态5的电路原理图；图9为开关模态6的电路原理图；图10为开关模态7的电路原理图；图11为开关模态8的电路原理图；图12为开关模态9的电路原理图；图13为开关模态10的电路原理图；图14为辅助变压器TA工作时的等效电路图；图15为辅助变压器TA工作时的简化电路图；图16为在开通和关断时，第一开关管Q1的工作波形图，波形曲线1为在20V/格，10μs/格下第一开关管Q1的驱动信号波形，波形曲线2为在100V/格，10μs/格下第一开关管Q1的集电极与发射极之间的电压波形；图17为在开通和关断时，第二开关管Q2的工作波形图，波形曲线1为在20V/格，10μs/格下第二开关管Q2的驱动信号波形，波形曲线2为在100V/格，10μs/格下第二开关管Q2的集电极与发射极之间的电压波形；图18为主变压器Tr的原边电流Ip与第五开关管Q5驱动电压的信号波形图，波形曲线1为在5A/格，5μs/格下主变压器Tr的原边电流Ip的波形，波形曲线2为在10V/格，5μs/格下第五开关管Q5驱动电压波形；图19为续流阶段主变压器Tr原边电流与辅助变压器TA原边电流的信号波形图，波形曲线1为在2A/格，5μs/格下主变压器Tr原边电流波形，波形曲线2为在100V/格，5μs/格下辅助变压器TA原边电压波形；图20为整流二极管两端的电压波形图；图21为本发明的效率曲线图。

具体实施方式

具体实施方式一：结合图1说明本实施方式，本实施方式包括第一分压电容Cd1、第二分压电容Cd2、第一二极管D1至第十二极管D10、第一开关管Q1至第六开关管Q6、第一电容C1至第七电容C7、第一电阻R1、飞跨电容Css、主变压器Tr、第三电感L3和滤波电感Lf；第一分压电容Cd1的一端同时与正电压端、第一开关管Q1的集电极、第一二极管D1的阴极、第一电容C1的一端、第五开关管Q5的集电极和第五二极管D5的阴极相连；第一分压电容Cd1的另一端同时与第二分压电容Cd2的一端、第七二极管D7的阳极和第八二极管D8的阴极相连；第七二极管D7的阴极同时与第二开关管Q2的集电极、第一开关管Q1的发射极、飞跨电容Css的一端、第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极、第一电容C1的另一端和第二电容C2的一端相连；第八二极管D8的阳极同时与飞跨电容Css的另一端、第三开关管Q3的发射极、第四开关管Q4的集电极、第三二极管D3的阳极、第四二极管D4的阴极、第三电容C3的一端和第四电容C4的一端相连；第二开关管Q2的发射极同时与第三开关管Q3的集电极、第二二极管D2的阳极、第三二极管D3的阴极、第二电容C2的另一端和第三电容C3的另一端相连，第二分压电容Cd2的另一端同时与负电压端、第四开关管Q4的发射极、第四二极管D4的阳极、第四电容C4的另一端、第六开关管Q6的发射极和第六二极管D6的阳极相连；第六开关管Q6的集电极同时与第六二极管D6的阴极、第五开关管Q5的发射极、第五二极管D5的阳极和主变压器Tr的原边的非同名端相连；主变压器Tr的原边的同名端通过第三电感L3与第二电容C2的另一端相连；主变压器Tr的副边绕组的非同名端同时与第十二极管D10的阳极和第六电容C6的一端相连；第十二极管D10的阴极同时与第六电容C6的另一端、第五电容C5的一端、第九二极管D9的阴极和滤波电感Lf的一端相连；第五电容C5的另一端同时与第九二极管D9的阳极和主变压器Tr的副边绕组的同名端相连，滤波电感Lf的另一端同时与第七电容C7的一端和第一电阻R1的一端相连，第七电容C7的另一端同时与第一电阻R1的另一端、主变压器Tr的副边绕组的中间抽头相连；它还包括三电平侧的辅助网络和二电平侧的辅助网络；三电平侧的辅助网络由具有一个原边和两个副边的辅助变压器TA、第一辅助二极管DA1和第二辅助二极管DA2组成；二电平侧的辅助网络由谐振电感Lr、第一钳位二极管DC1和第二钳位二极管DC2组成；具有一个原边和两个副边的辅助变压器TA的原边的非同名端与第三电感L3的另一端相连，具有一个原边和两个副边的辅助变压器TA的原边的同名端同时与第一钳位二极管DC1的阳极、第二钳位二极管DC2的阴极和谐振电感Lr的一端相连；谐振电感Lr的另一端同时与第一辅助二极管DA1的阳极、第二辅助二极管DA2的阴极、第二开关管Q2的发射极、第三开关管Q3的集电极、第二二极管D2的阳极、第三二极管D3的阴极、第二电容C2的另一端和第三电容C3的另一端相连；第一辅助二极管DA1的阴极与具有一个原边和两个副边的辅助变压器TA的第一副边TA1的非同名端相连，具有一个原边和两个副边的辅助变压器TA的第一副边TA1的同名端同时与第七二极管D7的阴极、第二开关管Q2的集电极、第一开关管Q1的发射极、飞跨电容Css的一端、第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极、第一电容C1的另一端和第二电容C2的一端相连；第二辅助二极管DA2的阳极与具有一个原边和两个副边的辅助变压器TA的第二副边TA2的非同名端相连，具有一个原边和两个副边的辅助变压器TA的第二副边TA2的同名端同时与第八二极管D8的阳极、飞跨电容Css的另一端、第三开关管Q3的发射极、第四开关管Q4的集电极、第三二极管D3的阳极、第四二极管D4的阴极、第三电容C3的一端和第四电容C4的一端相连；第一钳位二极管DC1的阴极同时与第一分压电容Cd1的一端、第一开关管Q1的集电极、第一二极管D1的阴极、第一电容C1的一端、第五开关管Q5的集电极和第五二极管D5的阴极相连；第二钳位二极管DC2的阳极与第二分压电容Cd2的另一端、第四开关管Q4的发射极、第四二极管D4的阳极、第四电容C4的另一端、第六开关管Q6的发射极和第六二极管D6的阳极相连。

本发明的工作原理：

三电平侧的辅助网络作用是在环流阶段使主变压器原边电流迅速并可靠回零，实现两电平桥臂开关管的零电流关断。二电平侧的辅助网络作用是抑制整流二极管两端的电压过冲。在分析电路的工作过程之前，作如下假设：①所有的开关管、二极管、电容、电感均为理想元件；②C1＝C2＝C3＝C4＝Cr；③分压电容Cd1、Cd2和飞跨电容Css足够大，可以认为是一个恒压源，电压值为U_in/2；④输出滤波电感Lf足够大，因此在一个开关周期内可以将输出电流认为是一个恒流源；⑤变压器采用简化电路来分析，忽略变压器线圈匝间电容；⑥n₁＝N₁∶N₂，n₂＝N₃∶N₄。

本发明所述变换器每半个周期内有11个工作模态，电路的主要波形如图2所示。下面对各个工作模式进行分析。

(1)模态0[t₀～t₁]

如图3所示，t₀时刻，关断第一开关管Q1，原边电流i_p通过飞跨电容Css给第一电容C1充电，第四电容C4放电。由于第一电容C1两端电压上升，则A点电位下降，主变压器Tr原边电压下降，输出滤波电感Lf电流的一部分给第十整流管D10的结电容第五电容C6放电，其余部分反射到主变压器Tr原边给第一电容C1充电，并给第四电容C4放电。可以得到第一电容C1两端的电压以及主变压器Tr原边电流值的表达式。

$u_{C_1}\left(t\right)=\frac{C_D}{2C_r(2C_r+C_D){\mathrm{\ω}}_0}{I}_{o1}\sin {\mathrm{\ω}}_0(t-t_0)+\frac{1}{2C_r+C_D}{I}_{o1}(t-t_0)$ 公式1

$i_p\left(t\right)=\frac{C_D}{2C_r+C_D}{I}_{o1}\cos {\mathrm{\ω}}_0(t-t_0)+\frac{2C_r}{2C_r+C_D}{I}_{o1}$ 公式2

公式1和2中，参数ω₀为模态0的谐振频率，参数C_D为整流二极管结电容折算到主变压器Tr原边的值，且

${\mathrm{\ω}}_0=\sqrt{\frac{2C_r+C_D}{2C_r{C}_D(L_3+L_r)}}$ 公式3

t₁时刻，第一电容C1两端电压上升到U_in/2，第四电容C4两端电压下降到零。此模态持续时间为

$t_1-t_0=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0}\arccos (-\frac{2C_r}{C_D})$ 公式4

(2)模态1[t₁～t₂]

如图4所示，t₂时刻，第六电容C6放电结束，u_CD(t)为U_in/2。可以得到主变压器Tr原边电流值的表达式如公式5所示。

$i_p\left(t\right)=[\frac{U_{\mathrm{in}}}{2(L_3+L_r){\mathrm{\ω}}_1}-\frac{U_{C_D}\left(t_1\right)}{(L_3+L_r)}]\sin {\mathrm{\ω}}_1(t-t_1)+[I_p\left(t_1\right)-I_{o1}]\cos {\mathrm{\ω}}_1(t-t_1)+I_{o1}$ 公式5

公式5中，参数ω₁为模态1的谐振频率，

${\mathrm{\ω}}_1=\sqrt{\frac{1}{(L_3+L_r)C_D}}$ 公式6

此模态持续的时间为

$t_2-t_1=-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_1}\mathrm{arctg}\left[\frac{U_{\mathrm{in}}-2U_{C_D}\left(t_1\right)}{2{\mathrm{\ω}}_1(L_3+L_r)}g\frac{1}{I_{o1}-I_p\left(t_1\right)}\right]$ 公式7

(3)模态2[t₂～t₃]

如图5所示，此时段内，原边电流保持不变，为t₂时刻的电流i_p(t₂)。此电流一直保持到t₃时刻，此刻第二开关管Q2关断。此时段内只有第一辅助二极管DA1导通。设流过L_r的电流为i_Lr(t)，则模态2过程中

$i_p\left(t\right)=i_{L_r}\left(t\right)=I_{o1}$ 公式8

(4)模态3[t₃～t₄]

如图6所示，t₃时刻，关断第二开关管Q2。通过飞跨电容Css，第二电容C2充电，第三电容C3放电。随着充放电过程的进行，主变压器Tr两端的电压逐渐下降，导致主变压器Tr的副边电压下降，第五电容C5再次放电。t₄时刻，第二电容C2两端电压升到U_in/2，第三电容C3两端电压下降至零。通过计算可以得到，

$i_p\left(t\right)=C_{\mathrm{eq}}[\frac{I_{o1}}{C_{\mathrm{eq}}+C_D}+\frac{C_D{I}_{o1}}{C_{\mathrm{eq}}(C_{\mathrm{eq}}+C_D)}\cos {\mathrm{\ω}}_3(t-t_3)]$ 公式9

公式9中，参数ω₃为模态3的谐振频率，C_eq为辅助变压器等效电容。

(5)模态4[t₄～t₅]

如图7所示，t₄时刻，第二电容C2两端电压升至U_in/2，辅助变压器TA的第一副边绕组TA1开始通过飞跨电容Css和第一辅助二极管DA1续流。主变压器Tr的原边电流开始下降，同时第十二极管D10导通，由于其结电容已经在上一模态中放电结束，所以第十二极管D10自然导通，主变压器Tr副边被短路，主变压器Tr原副边电压均为零。此时间段内，辅助变压器第一副边绕组TA1两端的电压Uin/2反射到辅助变压器原边，使辅助变压器原边T_A两端的电压为U_in/2n₂，正是这个电压为主变压器原边电流的回零提供复位电压。原边电流i_p(t)以如下规律变化，

$i_p\left(t\right)=I_p\left(t_4\right)-\frac{U_{\mathrm{in}}}{2n_2(L_3+L_r)}(t-t_4)$ 公式10

(6)模态5[t₅～t₆]

如图8所示，t₅时刻，i_p(t)下降至零，电路保持零电流状态直至t₆时刻关断第六开关管Q6。由于在关断前，流过其的电流已经下降为零，所以第六开关管Q6实现了零电流关断。在第六开关管Q6关断之前，第二开关管Q2关断之后，开通第三开关管Q3和第四开关管Q4，但是没有电流流过。在这个时段，主变压器Tr原边电流为零，副边短路，滤波电感Lf续流。

(7)开关模态6[t₆，t₇]

如图9所示，在关断第六开关管Q6之后很短的时间内，开通第五开关管Q5。由于主变压器Tr原边回路中存在电感Lr和L3，所以电流不能够突变，也就是第五开关管Q5实现了零电流开通。第五开关管Q5导通后，主变压器Tr原边电流i_p(t)反向增加，由于未能达到负载电流值，因此第十二极管D10仍然同时导通。i_p(t)以

的斜率负方向增加。t₇时刻，i_p(t)达到折算至原边的负载电流值，第九二极管D9关断，第十二极管D10流过全部负载电流。

(8)开关模态7[t₇，t₈]

如图10所示，第九二极管D9关断后，Lr和L3与结电容第五电容C5谐振工作，第五电容C5充电，i_p(t)继续增加

i_p(t)＝I_o1+C_Dω₉sinω₉(t-t₉)U_in    公式11

公式11中，参数ω₉为模态9的谐振频率。

t₈时刻，第五电容C5两端的电压达到一定值，主变压器Tr原边的电压为U_in，第八二极管D8导通。

(9)开关模态8[t₈，t₉]

如图11所示，t₈时刻，第八二极管D8导通，由于此时辅助变压器TA第二副边N3′被第三开关管Q3短路，所以辅助变压器TA两端电压为零。第八二极管D8将主变压器Tr两端电压钳位到U_in。第八二极管D8导通后，U_D8从U_in降至零，i_D8(t)上升且大于负载原边电流折算值。在这段时间内，i_p(t)反向增加，滤波电感Lf电流线性增加，i_p(t)也随之反向线性增加，

$i_p\left(t\right)=-\frac{U_{\mathrm{in}}-n_1{U}_o}{{n_1}^2{L}_f}(t-t_8)-\frac{1}{n_1}{I}_f\left(t_8\right)$ 公式12

t₉时刻，i_D8(t)与i_p(t)之和等于负载电流原边折算值时，i_Lr(t)保持不变。

(10)开关模态9[t₉，t₁₀]

如图12所示，此时段的工作模态图与模态8相同，但是电流变化规律不尽相同。t₉时刻，有

$I_{D_8}\left(t_9\right)+[-I_p\left(t_9\right)]=\frac{1}{n_1}{I}_{o1}$ 公式13

此时段内i_D8(t)下降的斜率减小。t₁₀时刻，i_p(t)反向增加到与i_Lr(t)相等，则此时第八二极管D8关断。

(11)开关模态10[t₁₀，t₁₁]

如图13所示，t₁₀时刻，第八二极管D8关断，此后主变压器Tr原边电流保持不变，为负载电流原边折算值。t₁₁时刻，关断第四开关管Q4，电路工作情况与模态0类似。

以上11个工作模态完成后，变换器半个工作周期的工作结束，下半个工作周期与上半个工作周期工作情况相同。

三电平侧辅助网络分析：

加在三电平一侧的辅助网络的主要作用是为变压器原边实现零电流提供条件。所用的器件是辅助变压器TA以及两个辅助二极管DA1、DA2。辅助变压器TA的副边绕组被分为两个部分，分别并联在三电平桥臂内侧两个开关管两端，即超前桥臂两个开关管两端。辅助变压器TA的原边绕组与主变压器Tr串联。两个整流二极管同时与副边绕组串联。

当关断第二开关管Q2时，辅助变压器TA工作的等效电路如图14所示。与之对应的变换器工作模态为前面叙述的模态3。将辅助变压器部分(虚线框部分)分离出来，可得到如图15所示的简化电路图。针对分离出来的辅助变压器TA，通过对它的分析，可以得出固定的电路关系，此电路的可移植性较强，有助于今后的再次应用。

对于分离出来的变压器的部分器件重新定义，如图15标注的所示。且设虚线框部分两端的总电压为

则可以根据电路列写如下方程

$\frac{n_2}{1+n_2}\stackrel{\·}{U}=\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_x}(n_2+1)I$ 公式14

公式中，C_x为电容C和Css的串并联值。

$C_x=C+\frac{C_{\mathrm{ss}}C}{C_{\mathrm{ss}}+C}$ 公式15

对公式14求解可得

$\frac{\stackrel{.}{U}}{n_2\stackrel{.}{I}}=\frac{1}{\mathrm{j\ω}}\·\frac{1}{\frac{C_x{n_2}^2}{{(1+n_2)}^2}}$ 公式16

由上式可以得出，虚线框部分可以等效为一个电容C_eq，即

$C_{\mathrm{eq}}=\frac{C_x{n_2}^2}{{(1+n_2)}^2}$ 公式17

根据电路工作情况，将辅助变压器简化为等效电容，能够减少电路计算的复杂性，有助于更加清楚地分析电路工作情况。

当第二开关管Q2、第三开关管Q3导通的时候，并联在其两端的辅助变压器副边被短路，辅助变压器不起作用。而当关断第二开关管Q2、第三开关管Q3之后，辅助变压器将副边的电压反射到原边，为主变压器原边电流的归零提供条件，从而实现两电平桥臂开关管的零电流关断。

2、两电平桥臂侧辅助网络分析

ZVZCS三电平变换器基本拓扑能够实现三电平桥臂开关管的ZVS和两电平桥臂开关管的ZCS。而输出整流管依然存在反向恢复问题，这会引起电压振荡，输出整流管要承受电压尖峰，很容易损坏。本文提出的辅助网络，能够有效地抑制输出整流管两端的电压振荡和电压尖峰。辅助网络由两个钳位二极管DC1、DC2以及谐振电感Lr组成，利用谐振电感与整流二极管结电容实现整流二极管的零电压开关，从而抑制其两端的电压过冲。

谐振电感与三电平桥臂相连，能够有效地将主变压器原边两端电压钳位在U_in和-U_in，但是对主变压器副边整流后电压为U_in/2n₁的电压振荡没有能够有效地抑制。若使谐振电感与两电平桥臂相连接，则能够将主变压器原边的电压钳位在U_in、-U_in、U_in/2和-U_in/2，可以消除整流二极管上的电压振荡。而本文提出的方法使钳位二极管在一个周期的部分时间内导通，减小了通态损耗，提高了变换器的效率。虽然本文提出的方法不能够有效地消除变压器副边整流后电压为U_in/2n₁的电压振荡，但是这类振荡不同于U_in和-U_in时振荡得到的电压尖峰，不足以使整流二极管烧毁。

具体实施方式二：结合图说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一不同点在于针对本发明所述的变换器，设计了一台36V/8A，开关频率为50kHz的实验样机。系统控制电路基于TI公司的TMS320F2812 DSP，主要完成了主功率开关管的驱动控制、对电源系统提供必要的保护及对电源系统闭环时提供需要的运算处理。

实验电路的主要电量参数为：第一开关管Q1～第六开关管Q6选取的型号为FGA25N120ANTD；整流二极管选择的型号为MUR6060PT；辅助网络二极管DA1、DA2、DC1、DC2均选取MUR860；选取n₁＝N₁∶N₂＝39∶7；谐振电感Lr＝80μH；n₂＝N₃∶N₄＝20∶18；输出滤波电感Lf＝160μH；输出滤波电容C7＝100μF。

从图16、图17中可以看出，在开通的时候，Q1和Q2的驱动信号分别在其两端电压降为零之后变为高电平。在关断的时候，由于IGBT两端并联的电容，开关管两端的电压在Q1和Q2的驱动信号变为低电平后缓慢上升。开关管Q4和Q3的工作情况与Q1和Q2类似，都能够实现ZVS。图18所示的为主变压器原边电流I_p与两电平开关管Q5驱动电压之间的关系，而图19则说明了在续流阶段辅助变压器为I_p的归零所提供的条件。从图中可以看到，Q5的驱动电压在I_p下降为零后才变为低电平，并且I_p为零时变为高电平，实现了零电流开关。在开关管Q6的工作情况与Q5类似，说明两电平桥臂开关管能够实现ZCS。图20所示的为整流二极管两端的电压波形，其值为主变压器副边整流电压的2倍。由于原边谐振电感与钳位二极管的作用，整流二极管两端的电压过冲得到了有效的抑制。图21所示为本发明的效率曲线。其它组成和连接方式与具体实施方式一相同。

Claims (1)

1、具有双边无源辅助网络的ZVZCS三电平DC-DC变换器，它包括第一分压电容(Cd1)、第二分压电容(Cd2)、第一二极管(D1)至第十二极管(D10)、第一开关管(Q1)至第六开关管(Q6)、第一电容(C1)至第七电容(C7)、第一电阻(R1)、飞跨电容(Css)、主变压器(Tr)、第三电感(L3)和滤波电感(Lf)；第一分压电容(Cd1)的一端同时与正电压端、第一开关管(Q1)的集电极、第一二极管(D1)的阴极、第一电容(C1)的一端、第五开关管(Q5)的集电极和第五二极管(D5)的阴极相连；第一分压电容(Cd1)的另一端同时与第二分压电容(Cd2)的一端、第七二极管(D7)的阳极和第八二极管(D8)的阴极相连；第七二极管(D7)的阴极同时与第二开关管(Q2)的集电极、第一开关管(Q1)的发射极、飞跨电容(Css)的一端、第一二极管(D1)的阳极、第二二极管(D2)的阴极、第一电容(C1)的另一端和第二电容(C2)的一端相连；第八二极管(D8)的阳极同时与飞跨电容(Css)的另一端、第三开关管(Q3)的发射极、第四开关管(Q4)的集电极、第三二极管(D3)的阳极、第四二极管(D4)的阴极、第三电容(C3)的一端和第四电容(C4)的一端相连；第二开关管(Q2)的发射极同时与第三开关管(Q3)的集电极、第二二极管(D2)的阳极、第三二极管(D3)的阴极、第二电容(C2)的另一端和第三电容(C3)的另一端相连，第二分压电容(Cd2)的另一端同时与负电压端、第四开关管(Q4)的发射极、第四二极管(D4)的阳极、第四电容(C4)的另一端、第六开关管(Q6)的发射极和第六二极管(D6)的阳极相连；第六开关管(Q6)的集电极同时与第六二极管(D6)的阴极、第五开关管(Q5)的发射极、第五二极管(D5)的阳极和主变压器(Tr)的原边的非同名端相连；主变压器(Tr)的原边的同名端通过第三电感(L3)与第二电容器(C2)的另一端相连；主变压器(Tr)的副边绕组的非同名端同时与第十二极管(D10)的阳极和第六电容(C6)的一端相连；第十二极管(D10)的阴极同时与第六电容(C6)的另一端、第五电容(C5)的一端、第九二极管(D9)的阴极和滤波电感(Lf)的一端相连；第五电容(C5)的另一端同时与第九二极管(D9)的阳极和主变压器(Tr)的副边绕组的同名端相连，滤波电感(Lf)的另一端同时与第七电容(C7)的一端和第一电阻(R1)的一端相连，第七电容(C7)的另一端同时与第一电阻(R1)的另一端、主变压器(Tr)的副边绕组的中间抽头相连；其特征在于它还包括三电平侧的辅助网络和二电平侧的辅助网络；三电平侧的辅助网络由具有一个原边和两个副边的辅助变压器(TA)、第一辅助二极管(DA1)和第二辅助二极管(DA2)组成；二电平侧的辅助网络由谐振电感(Lr)、第一钳位二极管(DC1)和第二钳位二极管(DC2)组成；具有一个原边和两个副边的辅助变压器(TA)的原边的非同名端与第三电感(L3)的另一端相连，具有一个原边和两个副边的辅助变压器(TA)的原边的同名端同时与第一钳位二极管(DC1)的阳极、第二钳位二极管(DC2)的阴极和谐振电感(Lr)的一端相连；谐振电感(Lr)的另一端同时与第一辅助二极管(DA1)的阳极、第二辅助二极管(DA2)的阴极、第二开关管(Q2)的发射极、第三开关管(Q3)的集电极、第二二极管(D2)的阳极、第三二极管(D3)的阴极、第二电容(C2)的另一端和第三电容(C3)的另一端相连；第一辅助二极管(DA1)的阴极与具有一个原边和两个副边的辅助变压器(TA)的第一副边(TA1)的非同名端相连，具有一个原边和两个副边的辅助变压器(TA)的第一副边(TA1)的同名端同时与第七二极管(D7)的阴极、第二开关管(Q2)的集电极、第一开关管(Q1)的发射极、飞跨电容(Css)的一端、第一二极管(D1)的阳极、第二二极管(D2)的阴极、第一电容(C1)的另一端和第二电容(C2)的一端相连；第二辅助二极管(DA2)的阳极与具有一个原边和两个副边的辅助变压器(TA)的第二副边(TA2)的非同名端相连，具有一个原边和两个副边的辅助变压器(TA)的第二副边(TA2)的同名端同时与第八二极管(D8)的阳极、飞跨电容(Css)的另一端、第三开关管(Q3)的发射极、第四开关管(Q4)的集电极、第三二极管(D3)的阳极、第四二极管(D4)的阴极、第三电容(C3)的一端和第四电容(C4)的一端相连；第一钳位二极管(DC1)的阴极同时与第一分压电容(Cd1)的一端、第一开关管(Q1)的集电极、第一二极管(D1)的阴极、第一电容(C1)的一端、第五开关管(Q5)的集电极和第五二极管(D5)的阴极相连；第二钳位二极管(DC2)的阳极与第二分压电容(Cd2)的另一端、第四开关管(Q4)的发射极、第四二极管(D4)的阳极、第四电容(C4)的另一端、第六开关管(Q6)的发射极和第六二极管(D6)的阳极相连。

Images