CN101583918A - 具有省电的有限操作和克服振铃的调节的功率变换器 - Google Patents

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CN101583918A CNA2006800070493A CN200680007049A CN101583918A CN 101583918 A CN101583918 A CN 101583918A CN A2006800070493 A CNA2006800070493 A CN A2006800070493A CN 200680007049 A CN200680007049 A CN 200680007049A CN 101583918 A CN101583918 A CN 101583918A
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Abstract

为了在调节功率变换器的输出电压(Vo)时节省电力，假如输出电压没有变化或朝着目标电压移动，那么即使输出电压偏离目标(Vtar)，也不对变换器的脉宽调制时间(Tp，Ts)进行调节。在一些实施例中，不允许输出电压保持偏离目标超过一段预定的时间长度。在一些实施例中，最小的调节通常大到足以克服振铃。

Description

具有省电的有限操作和克服振铃的调节的功率变换器
有关申请的相互参照
[0001]本申请涉及2002年11月14日由Kent Kernahan，David F.Fraser和Jack Roan提交的标题为“开关功率变换器(Switching Power Converter)”的第10/296,000号美国专利申请，，其在这里通过引用被全部并入。本申请还涉及2005年1月5日由Milton Ribeiro和Kent Kernahan提交的标题为“结合周期跳步计数调节输入功率耦合时间的功率变换器(POWERCONVERTERS IN WITCH THE INPUT POWER COUPLING TIMES AREADJUSTED IN CONJUNCTION WITH CYCLE SKIP COUNTS)”的第11/030,729号美国专利申请，其在这里通过引用被全部并入。
技术领域
[0002]本发明涉及开关电源或变换器，包括有基于微处理器的变换器。
背景技术
[0003]电源接收电力，并且向其它设备例如计算机处理器，存储器，计算器监视器以及其它数字和模拟设备提供数量可控的电力(例如，稳定的电压)。然而，电源本身消耗功率，并且最好应功效高。这在由电池供电的产品中是特别希望的。功效高的电源补充其它的省电技术，例如想要延长电池使用寿命的睡眠、低功率或待机模式。
[0004]还希望解决在功率变换器中由寄生电容引起的振铃。
发明内容
[0005]本部分概括了本发明的一些特征。其它特征在随后的部分中被描述。本发明由所附权利要求限定。
[0006]本发明的一些实施例减少了为了监控和调节输出电压而向控制电源输出的控制器供电的时间，因而减少了调节所需要的功率。一些实施例最大化总的电源效率。在一些实施例中，变换器被数字电路例如用软件编程的微处理器控制。在这样的变换器中，电源的效率来源于驱动器和连接到负载的滤波电路部件(驱动器和滤波电路可包括晶体管，感应线圈，电容器)的效率、使用它们的算法和运行数字电路(例如微处理器)的开销。
[0007]众所周知，输出电压可以在连续的采样操作中被采样，并且根据所采样的输出电压来调节变换器。这些调节可包括调节变换器的占空比(duty cycle)(即，TP/T，其中TP为在时间T内变换器的输出端连接至电源的时间长度)，或者该调节可包括调节其它参数。在一些实施例中，在至少一些时段，假如输出电压没有变化或朝着目标电压移动，那么即使输出电压偏离目标，也不进行调节。
[0008]在一些实施例中，变换器输出电压不允许保持偏离目标超过预定的时间长度。这个预定的时间长度可能大于上述时间T。
[0009]在一些实施例中，驱动电路在简单微处理器程序的控制下有效地使用，称作非常简单比例回路(very simple proportional loop，VSPL)。VSPL是比例控制回路，其专门以输出电压误差信息工作，包括它的方向和大小。在本发明的一个实施例中，只有当需要将输出电压保持在指定的“不工作区(dead band)”范围内时，微处理器才对所存储的PWM(脉宽调制)时间进行改变，并且这些改变与绝对误差成比例。例如，在一些实施例中，如果输出电压偏离目标但处于不工作区内，那么不进行改变。在本发明的另一个实施例中，使用具有扩展的不工作区范围的VSPL技术来允许在更宽的操作范围内享有VSPL的低功率特性。在又一个实施例中，注意防止稳定的偏离目标情况比所期望的时间持续更久。
[0010]在一些实施例中，考虑到可能的“振铃”，即，在变换器中感应电流的扩大摆动而执行PWM控制。任何调节都使用最小电荷值来在期望的方向移动输出电压，而不管振铃。
[0011]下面描述本发明的其它特征。本发明由所附权利要求限定。
附图说明
[0012]图1是根据本发明一些实施例的降压功率变换器的电路图。
[0013]图2是在连续的线圈电流作用时变换器的感应线圈电流的曲线图。
[0014]图3是在不连续的线圈电流作用时变换器的感应线圈电流的曲线图。
[0015]图4是在临界导电状态下变换器的感应线圈电流的曲线图。
[0016]图5示出本发明一些实施例中的输出电压。
[0017]图6是根据本发明一些实施例的用于控制变换器输出电压的方法的流程图。
[0018]图7A是根据本发明一些实施例的变换器输出电压的曲线图。
[0019]图7B是图7A的数据表。
[0020]图8A是根据本发明一些实施例的变换器输出电压的曲线图。
[0021]图8B是图8A的数据表。
[0022]图9是根据本发明一些实施例的用于控制变换器输出电压以消除局部稳定性的方法的流程图。
[0023]图10是带有振铃的变换器感应线圈电流的曲线图。
[0024]图11是典型的非同步升压功率变换器的电路图。
[0025]图12是典型的降压/升压功率变换器的电路图。
[0026]图13、图14是线圈电流脉冲的曲线图。
具体实施方式
[0027]定义、首字母缩写词和缩写词。
  CCM   连续的电流模式
  Coss   FET输出电容
  Cycleskipping   其中没有脉冲被应用一个或更多时段的过程
  DCM   不连续的电流模式
  DPC   数字脉冲控制器，正如前述第10/296,000号美国专利申请和第6,825,644号美国专利中所描述的。
  dX   X值的变化，其中X可为任何参数，例如I、V、Tp、Ts等等
  Icoil   线圈电流
  L   电感值(h)
  pX   当前事件之后的事件的X值(例如，对于T(n+1)，pTp＝Tp)
  lX   当前事件之前的事件的X值(例如，对于T(n-1)，lTp＝Tp)
  REG   调节系统，其包括REG_Eng、REG_Sch、SC、SV、DPC的变量和接口、DAS、NFETDVR和SYS，正如前述第10/296,000号美国专利申请和第6,825,644号美国专利中所描述的。
  SYS   基于微处理器的系统控制，正如前述第10/296,000号美国专利申请和第6,825,644号美国专利中所描述的。
  T   一个时段
  THIGH   设计者允许的最大FET导通时间
  TLOW   设计者允许的最小FET导通时间
  Tp，tp   接通控制FET的时段
  Ts，ts   接通同步FET或“低侧”二极管导电的时段
  Vdbh   高不工作区界限
  Vdbl   低不工作区界限
  Vdb   不工作区宽度；等于(Vdbh-Vdbl)
  Vo   输出电压；负载两端的电压
  VSPL   非常简单比例回路
  Vtar   目标电压
[0028]参考图1，降压开关功率变换器的基本操作是在一段称为“Tp”(图2-4)的时间通过控制FET 114的由一些电源98在输入端100处提供的输入电压“Vin”和线圈118之间的间断式连接，此后FET 114被关闭，并且同步FET 116被接通一段称为“Ts”的时间。这是由控制器112根据线路128和130上的Tp和Ts参数而产生合适的信号来实现的，该线路128和130与FETs 114和116的栅极连接。这使电流“Icoil”流经线圈118到达负载126。在输出端122处测量的输出电压“Vo”由电容器C2变平滑。FET 116可用二极管来代替以形成非同步的降压电源，在这种情况下不需要线路130。在非同步布局中，Ts为当FET 114关闭后，来自线圈118的电流继续流动所经过的时间。换句话说，它是当Tp结束后，电流回到零值(图3、图4)或某个最小值(图2)所需要的时间。本技术领域的技术人员将认识到，本发明的一些实施例可应用于任何开关功率变换器布局，包括但不限于降压、升压和降压/升压，其中它们的任一个都可按同步或非同步设计来实现。Tp和Ts在一个时段Tn 200期间被计算，并且在下一个时段Tn+1202期间被应用，如图2、图3和图4中所举例说明的。我们有时将T(n)写为Tn，将T(n+1)写为Tn+1，等等。
[0029]在控制器112中，模数转换器112A在连续的电压采样操作中对电压Vo进行采样和数字化，并且向一个微处理器(或一些微处理器)112M提供数字电压。微处理器112M计算时间Tp和Ts，并且在每个时段Tn内在线路128，130上产生相应的信号。一些实施例使用在前述第10/296,000号美国专利申请或于2004年11月30日颁布给Kernahan等人的第6,825,644号美国专利(两者在这里通过引用被并入)中描述的电路，但利用以软件编程的微处理器112M来实现本发明。在这样的实施例中，ADC 112A和DPC(数字脉冲控制器)112D分别对应于第10/296,000号申请的图12A-12D中所示的ADC 1206和DPC 1201。本申请的图1的微处理器112M控制DPC 112D以产生线路128，130的信号。在第10/296,000号专利申请中，时间Tp、Ts的计算在和中央处理模块(SYS)1205合作的REG 1204中执行。这些功能合并到被认为是由本发明的图1的控制器112所引起的操作中。第10/296,000号申请的REG和SYS模块可为本申请的处理器块112M的一部分。如第10/296,000号申请所描述的，DPC输出可通过驱动器与FETs 114、116连接，在本申请的图1中并没有显示。本发明不限于第10/296,000号申请或第6,825,644号美国专利的电路，或不限于可软件编程的实现。
[0030]降压操作可被认为具有两种模式：对线圈118的电流的连续线圈电流作用和不连续线圈电流作用。如图2所示，连续线圈电流模式(“CCM”)被定义为其中始终有被线圈118传送的电流的情况，虽然不必处于稳定状态的值。在不连续线圈电流模式(“DCM”)中，如图3所示，来自线圈118的电流在每个工作周期事件(duty cycle event)(即，每个时段Tn，Tn+1等等，其中Tp＞0)期间返回到零。正当另一个工作周期事件开始时，其中线圈118的电流返回到零的情况限定了在DCM下能传送的最大电流，并被称为图4所示的“临界导电状态”。当负载需求非常小时DCM发生变化，以使控制FET 114所需要的脉冲窄到它不能有效地操作控制器112和接通及关闭FETs 114和116。在这种情况下，一定数量的周期Tn被全部跳过，即，在Tn周期期间晶体管114保持关闭，但在工作周期事件中的脉宽Tp增大。这种操作被称为“周期跳步模式”。在一些实施例中，本发明适于DCM控制，无论有无周期跳步，并且还适于CCM。
[0031]在DCM操作中，经过线圈118的电流在一个时段T(其中T为周期Tn，Tn+1等等的一般符号，还表示每个周期的长度；在一些实施例中这些周期的长度相同)内总是返回到零。因此，线圈118不合并来自先前工作周期事件的任何电流。没有包含历史记录。因为可精确计算传送至线圈的电荷，也可知道平均电流。然而，DCM的难题是当电流返回到零时出现的振铃。在图10中，振铃在1004处示出，其中线圈电流Icoil在Ts周期末端为负。振铃由FET 114和FET 116的输出电容(“Coss”)产生而预防线圈118的电感。振铃的大小可以相当大，并且能引起非单调性响应。换句话说，如果控制器112在一些周期Tn中增大占空比Tp/T，那么在下一个周期T(n+1)中流入线圈118的总电荷可能减少，或者反之亦然。这是振铃与Icoil周期频率异步的结果。因此，我们根本不能提前知道下一个工作周期在振铃的相位中开始的确切地方。例如，考虑我们增大占空比Tp/T的情况。我们期望在后面的周期T中电流增加。但是如果脉冲能量(或电荷)的递增量小于振铃能量的递增量，并且如果下一个周期的上升沿在Icoil振铃的最差状况计时期间(即，在区域1004的底部)开始，那么在下一个周期中电流的变化实际上可能在错误的方向。因此，Vo可能减少，而不是增加。此外，如果控制器112响应下降的Vo而持续增加占空比，以及所增加的占空比最终将Vo推到比期望更大的值，那么可能出现振荡情况。这个问题的解决方案是始终使用具有比振铃的最大反向脉冲1004更大的步长的误差校正(即，递增电荷)。这将确保校正总是在期望的方向，尽管可能超过所需要的量。
[0032]对于给定的开关电源设计，最大功率情况是在CCM中。对于最低功率要求，可以使用脉冲频率模式(“PFM”)。对于在CCM和PFM之间的功率要求，可以使用根据本发明的一些实施例的DCM模式。在一些实施例中，DCM控制回路专门使用如下描述的VSPL方法。当DCM下的占空比达到临界导电点(图4)时，存在混合情况。如果占空比增大而超过临界导电点，那么按照定义系统在CCM中，但通过继续使用具有非常低的增益(即，对于Tp参数的非常低的增量值dTp，因此非常低的递增电荷)的VSPL可节省功率。在一些实施例中，一旦启动VSPL，只要输出Vo能维持在期望的范围内(例如见下面描述的图5)，我们就继续使用它，当输出Vo不能维持时，才转换到对CCM更合适的控制技术。
[0033]图5详细说明了Vo的不同电压状况。目标输出电压为“Vtar”500。高不工作区极限为“Vdbh”502。低不工作区极限为“Vdbl”504。总的不工作区范围为“Vdb”506，其等于(Vdbh-Vdbl)。在一个实施例中，Vtar＝2.5V，Vdbh和Vdbl与Vtar相差2％，即50mV。在一些实施例中，相同的控制器112控制在系统中的多个不同的Vo电压，其范围从1.5V到12.5V，具有2μsec的相同T值。这些值是示例性的，而不是限制性的。其它实施例包括其它的电压和定时值。在一个实施例中，不使用VSPL，直到Vo在Vdb 506内并且系统在DCM中，。为了启动VSPL，设计者可能希望强加其它要求，例如在某个时段处于平衡(平衡状况意味着Icoil电流等于负载电流，因此Vo保持不变)、在某个时段保持在Vdb内、低于某个dVo/dt，等等。为了这一描述，我们再这里假定我们已经在不工作区Vdb的范围内，并且决定使用VSPL，正如设计者所定义的。
[0034]有四种设计策略可被VSPL方法采用：
1.在一个实施例中，接受任何在不工作区内稳定的Vo值(并且因此不对Tp和Ts进行改变)。也就是说，输出Vo不必精确地等于Vtar。在另一个实施例中，不允许偏离目标(Vtar)的但在不工作区内的稳定性持续超过某个时间界限。
2.如果输出Vo在正确的方向移动，那么不对Tp和Ts进行改变。
3.对Tp和Ts的校正取决于Vo，并且可能取决于所测量的Vo值是否大于、等于或小于先前测量的Vo值，然而该校正不另外取决于Vo的变化率(dVo/dt)。
4.充分地处理振铃以确保单调性。
[0035]上面的策略体现在图6的流程图中。这个流程图示出，在工作周期T(n)期间由微处理器112M执行操作以计算下一个工作周期的Tp和Ts，若没有周期跳步，则下一个工作周期为周期T(n+1)，若周期跳步有效，则下一个工作周期为某个随后的周期。如下所述，由控制器处理的值T、Tp、Ts、Vo以及其它值以数字形式存储于控制器的存储器(未显示)。在步骤600，我们检验查看Vo是否等于先前所存储的被称为“VoSave”的Vo值(VoSave可被存储在控制器112的存储器内，该存储器未被示出)。如果Vo＝VoSave，那么我们退出(保持Tp和Ts不变)。如果Vo不等于VoSave，那么我们在步骤602检验以确定Vo是否大于Vtar。如果Vo大于Vtar，我们转到步骤604，并且比较Vo和VoSave。这将指示Vo是移向Vtar还是远离Vtar。如果Vo移向Vtar(在步骤604，Vo＜VoSave)，那么不采取行动，除了将Vo的当前值更新为VoSave(步骤614)，并且退出循环。如果Vo远离Vtar移动(在步骤604，Vo＞VoSave)，那么我们移到步骤606来分别确定Tp和Ts所需要的调整dTp和dTs。这些调整能以不同的方法被确定，下面将结合等式(EQ7)来讨论一个实施例。对于该实施例，dTp和dTs分别被计算为TpINC和TsINC的倍数，且TpINC和TsINC的值可在步骤606被计算，dTp和dTs的值可稍后被确定。如果在步骤602我们发现Vo不大于Vtar，那么我们在步骤603检验查看Vo是否小于Vtar。若否，那么我们从步骤602得知Vo一定等于Vtar，因此不需要改变Tp和Ts。我们在步骤619更新VoSave并且退出。如果在步骤603Vo小于Vtar，则我们转到步骤621，并检验Vo是否小于VoSave。若否，那么Vo在正确的方向移动，且无需调整，因此再次在步骤619更新VoSave并且退出。然而，如果Vo小于VoSave，那么将需要增加Tp。在增加Tp之前，我们注意查看Tp是否需要被预处理以避免极限环问题。首先，如果VoSave小于Vtar(步骤618)，则我们没有接近Vtar，因此不需要预处理；在步骤626将Vo保存为VoSave，并且转到步骤606。如果在步骤618VoSave大于或等于Vtar，并且我们知道当前的Vo小于Vtar，那么我们非常接近Vtar。通过在步骤622或624从Tp中减去一个单位(一个单位相当于最小时间分辨率TimeRes＝T/TimeSteps，其中TimeSteps为在时段T中数字单位的数量)，我们对Tp的增益减少一个单位。这种增益上的不对称(与对Vo大于Vtar的增益比较)消除了极限环问题，并且还促使系统达到平衡状态。对于CCM和DCM，预处理是不同的。如果在CCM(步骤620)中，则我们对Tp减少一个单位，对Ts增加一个单位(步骤622)。如果我们接近CCM，则执行相同的预处理。例如，“接近CCM”的情况可被定义为Tp+Ts在总周期T的某个固定值内的情况。例如见下面描述的等式[EQ5]。如果不在CCM中或不接近CCM，我们则对Tp和Ts都减少一个单位(步骤624)。在两种情况下，我们都将Vo保存为VoSave(步骤626)，并且现在准备找到对当Vo大于Vtar时和当Vo小于Vtar时的两种情况的Tp和Ts的校正TpINC和TsINC。
[0036]在步骤606，我们计算与误差的大小(即Vo-Vtar)成比例的Tp和Ts的调整值TpINC和TsINC。例如见下面的等式[EQ4]。在步骤608，我们检验查看是否周期跳步有效。若否，在步骤611，我们检验查看我们是否在CCM中或接近CCM。这个计算可利用等式[EQ5]来进行，Tp和Ts值可能在步骤622、624被修改。如果我们不在CCM中或不接近CCM，则我们在DCM中，因此移到步骤610。如果在CCM中，那么我们在步骤613确定新的Tp值为Tp＝Tp+dTp。利用步骤604的TpINC值，下面将结合等式[EQ6]来描述示例性计算。通过填充时段T，我们也计算新的Ts(Ts＝T-Tp，见等式[EQ6])。这完成了对于Vo大于和小于Vtar的对CCM情况的下一个Tp和Ts的计算。如果在步骤608我们确定周期跳步有效，或在步骤611我们确定我们不在CCM中或不接近CCM，因此在DCM中，那么我们移到步骤610以计算DCM的Tp和Ts(根据下面描述的等式[EQ7])。在一些实施例中，无论在CCM还是DCM中(根据步骤613或610)，为了更好的效率，我们转到步骤615以进一步调整Tp和Ts值(如前述的第11/030,729号美国专利申请中所描述的)。在发出Ts和Tp信号之前，我们在步骤630检验是否为如新的Tp和Ts值所确定(即Tp+Ts＞T)的CCM。若在CCM中，那么在步骤632我们设置临界导电状态的Tp和Ts。Tp被设置为如下面的等式[EQ 1]，Ts被设置为T-Tp。最后，我们转到步骤634，并且将Tp和Ts值传递到处理器112M中的REG模块以便在下一个工作周期事件时使用。附录1为实现一个实施例的C语言源码的示例。
[0037]在一些实施例中，不使用在步骤603的检验，这意味着Vo＝Vtar的情况按Vo＜Vtar被处理。在一些其它实施例中，当已经完成对Tp的调整(在步骤606)时，Vo只被存储为VoSave，删除了步骤614和步骤619。附录2为实现这样一个实施例的C语言源码的示例。
[0038]在一个实施例中，监控Vo以确保不工作区内的操作。在DCM中，在具有工作周期事件的周期中只进行校正，因此当跳步计数变得较大时，VSPL的有效增益变得较小(有效增益为dTp/T1，其中T1为两个连续的工作周期事件的起始点之间的时间，即T1包括一个工作周期事件和随后的跳步周期)。VSPL不知道时间，仅仅知道工作周期事件。在CCM中，如果使用VSPL，那么它没有一个准确的电流值，但是试图利用非常低的增益来不断地控制Vo回到Vtar。
[0039]一旦进入，VSPL就能将系统带入CCM。在这种情况下，VSPL算法继续运行，但线圈118的电流决不回到零。虽然在CCM期间人们也可以使用不同的控制方法，但是只要Vo保持在Vdb内，人们就可以选择继续使用VSPL。
[0040]为了确定VSPL的初始Tp、Ts和VoSave值，首先得到临界导电点的Tp：
T P = V TAR * T V IN [EQ 1]
[0041](我们的变量名称不区分大小写：Vtar＝VTAR，VIN＝Vin，TP＝Tp等等。)
[0042]按大约85％的比例来估算Tp：
T P = T P * ( 1 + 1 / 2 2 )
[0001]现在利用 T S = T P * ( V IN - V TAR ) V TAR 来计算Ts。
[0043]初始的周期跳步计数为0，因此我们初始化CS＝1，其中CS为存储比跳步计数大1的值的存储单元。
[0044]为了最终确定VSPL的初始条件，我们确定最小dTp和dTs增量为TPVSPLGain＝VSPLGain和 T S VSPLGain = T P VSPLGain * T S T P .
[0045]dTp和dTs的值分别为TpVSPLGain和TsVSPLGain的倍数，即dTp＝TpINC*TpVSPLGain和dTs＝TsINC*TsVSPLGain(在步骤610计算)。如下所述确定TpVSPLGain＝VSPLGain。
[0046]现在我们初始化VOSave＝VTAR。TpVSPLGain由设计者确定以确保在DCM中的线圈电流振铃问题被克服。在确定TpVSPLGain的过程中，要考虑两个问题：(a)考虑到可能的振铃而确保单调性的最小调整步长，以及(b)最大增益，超过其系统可能不稳定。
[0047]在其它实施例中，使用固定增益dTp。这是有效的，因为当使用VSPL方法时，假定Vo接近于Vtar。
[0048]图10示出振铃。脉冲1000的线圈电流被看到在振铃。振铃的能量(测量为电荷)由区域1004表示。在轴线Icoil＝0下面的区域表示从负载126(图1)中去除，即，从脉冲1000所提供的能量中减去的能量。脉冲1002表示下一个工作周期的电流脉冲，在这里被示出叠加在脉冲1000的上方。两条曲线之间的差别是由于在步骤610计算的调整；在这个例子中Tp调整为正。脉冲1002和脉冲1000之间的能量差为区域1006。注意，控制器112既不知在时间上任意一点处振铃的相位也不知其大小。因此所调整的脉冲1002的起始点与振铃不同步。如果进行调整以便区域1006小于区域1004，以及如果所调整的脉冲1002在被示为点1008的时刻开始，那么脉冲1002中(因此，在电压Vo中)作为结果的能量变化将为负(电荷的变化等于区域1006减去区域1004)，尽管控制器系统期望增加。在一些实施例中，设计者将TpVSPLGain设置为确保最小调整dTp保证在期望的方向产生变化的值。这确保了对于任意给定的调整，Vo响应总是单调的。
[0049]图13为工作周期事件的理想化表示。标号1502和1504表示在当前工作周期中流过线圈的电流，其中功率时间和同步时间分别为Tp和Ts。标号1506和1508表示对各自FET的驱动时间Tp、Ts应用调整dTp和dTs之后的电流。脉冲1506、1508被示出叠加在当前脉冲1502、1504的上方。第二(所调整)脉冲的总时间为(Tp+Ts+dTp+dTs)。相对于第一脉冲，第二脉冲的增益为dTp。当前脉冲的峰值电流Icoil被称为“Ipk”。如图13所示，两个脉冲之间的电荷差等于它们各自曲线下方的区域差，忽略任何来自振铃的影响。
[0050]两个脉冲之间的电荷差为区域Q11602(图14中Ipk上方的区域)加上区域Q21604，或者
dQ＝Q1+Q2
dQ = I PK ( dT P + dT S ) + ( V IN - V O ) ( dT P + dT S ) dT P 2 L [EQ 2]
[0051]我们知道：
I PK = ( V IN - V O ) T P L , 和
T S = ( V IN - V O ) T P V O , 因此
( T P + T S ) = ( V IN V O ) T P . 类似地，
dT S = ( V IN - V O ) dT P V O 并且
( dT P + dT S ) = ( V IN V O ) dT P .
[0052]通过代入，将[EQ 2]重写为：
dQ = ( dT P + dT S ) [ ( V IN - V O ) T P L + ( V IN - V O ) dT P 2 L ] , 或者
dQ = [ T P L * V IN V O * ( V IN - V O ) ] * dT P * [ 1 + dT P 2 T P ] .
[0053]振铃的最大能量为储存于FETs的Coss电容内的能量，因此QRING＝2CVo。
[0054]其中C为Vo处的有效(电荷平均)Coss。因此确保单调性的最小时间增益(dTp)由下式得到：
dT P ( 1 + dT P 2 T P ) > 2 CV O ( T P L ) ( V IN V O ) ( V IN - V O ) , 或者
dT P ( 1 + dT P 2 T P ) > ( 2 LC T P ) ( V O 2 V IN ( V IN - V O ) ) .
[0055]假定dTp＜＜2Tp，我们得到
dT P > 2 LC ( V O ) 2 T P * V IN ( V IN - V O ) , 或者
dT P > 2 LC T P ( V O V IN ) 2 ( 1 1 - ( V O / V IN ) ) [EQ 3]
[0056]最小时间增益应当考虑到最差情况条件，其为最大Vo，最小Vin和最小Tp。同样地，考虑到制造公差、部件老化、板上寄生现象等等，设计者应当预先考虑L、C的最大值。
[0057]增益dTp必须不超过不稳定操作可能产生的值。标准的稳定性分析技术例如波特图(Bode plots)可用于此目的。最差情况条件为具有小L、C值，低输出电压Vo和高负载电流，对该条件应确定最大增益。因此TpVSPLGain由设计者确定，确保它大于[EQ 3]的右边式，并且还确保TpVSPLGain*TpINC小于由稳定性分析确定的最大值。TpINC具有由下面等式[EQ 4]，即，
|TpINC|≤max{Vdbh-Vtar，Vtar-Vdbl}/VoltageRes确定的最大值。
[0058]TpVSPLGain的最大值可以通过从稳定性分析得到的最大增益除以TpINC的最大值而获得。
[0059]Vin和Vo之间的关系为
V O = V IN T P ( T P + T S ) ,
因此，Vo可达到的最小变化为
ΔV O = V IN 1 ( T P Counts + T S Counts ) ,
其中TpCounts和TsCounts为以计数，即，以单位TimeRes＝T/TimeSteps表示的时间Tp和Ts。对于最低功率操作，其中可找到解法使得Vo处于平衡状态，ΔVo必须小于或等于一个ADC量(定义为ADC 112A的数字输出的一个最不重要的位或LSB的电压值)。
[0060]一旦初始条件实现并且VSPL运行，我们就在每当有工作周期事件时开始应用VSPL。如果Vo正在变化，那么有四种可能性：Vo大于/小于Vtar，以及对于这些情况的每一个Vo移向Vtar/远离Vtar。在这四种情况中，在Vo移向Vtar的两种情况中，不进行调整。所以现在我们减少到两种情形：大于和小于Vtar，都远离Vtar。
[0061]对于Vo远离Vtar的两种情况，我们现在在如下的步骤610得到脉冲调整。首先，我们计算步长为
TPINC＝TSINC＝((VO-VTAR)/VoltageRes)    [EQ 4]
[0062]VoltageRes为测量Vo的装置如ADC 112A的分辨率。这在早些时候被定义为“量”。
[0063]如果没有周期跳步(步骤608)，那么我们检验是否在CCM中或接近CCM(步骤611)。对此的检验为
(TP+TS+gb1+gb2)＞＝(T-T/TimeSteps)    [EQ 5]
其中，gb1为FET 114关闭和FET 116接通之间的传播延迟，gb2为相反情况的传播延迟；TimeSteps为周期T中的数字时间单位的个数；因此T/TimeSteps为当DPC 112D改变Tp或Ts一个数字单位时可得到的最小时间增量。
[0064]如果在CCM中或接近CCM，那么在步骤613计算脉宽为
TP＝TP-(TPInc*vspl_ccm_gain*(T/TimeSteps))和    [EQ 6]
TS＝T-TP。
[0065]此处的“vspl_ccm_gain”为当在CCM中时VSPL使用的增益步长(以TimeRes数量的计数)，而不是VpVSPLGain。vspl_ccm_gain*T/TimeSteps的值为最小增益。在一些实施例中，它比在DCM期间被使用的VpVSPLGain小得多。建议大约(1/10)*VpVSPLGain的增益，即
vspl_ccm_gain*T/TimeSteps＝(1/10)*VpVSPLGain。
[0066]对于DCM而不是接近CCM的情况(即，等式[EQ 5]不成立)，我们得到
TP＝TP-TPInc*TPVSPLGain和    [EQ 7]
TS＝TS-TSInc*TSVSPLGain
[0067]为了说明实现上面方法的策略，利用来自图7B的数据和对图6流程图的参考，考虑图7A所示的实例。注意，图中的水平轴表示工作周期事件，不是时间的线性表示，因为从一个事件到另一个事件，周期跳步计数可能不同。因此，图7B中“速度”为每工作周期事件而不是每时间单位Vo的变化率。这种方法的一个结果是当跳步计数增加时系统的有效增益减少。图7B中“起始量”表示相对于Vtar的ADC可分辨的Vo最小增量单位的电压(1的量相应于上述电压VoltageRes)。
[0068]在数据点700处(工作周期事件0)，以每工作周期事件2个量的速率减少的Vo比Vtar高2个量。为了说明，假定在此点处VoSave＝Vo。因此步骤600指示我们退出，不采取进一步的行动。在下一个工作周期事件(#1)，数据点702，Vo处于Vtar。因此我们经过步骤600、602、603、619而退出。在下一个工作周期事件，数据点704，Vo与Vtar相差-2的量。注意，本算法并没有考虑速度的大小，只考虑速度的符号和偏移Vo-Vtar的大小。现在，步骤次序为600、602、603、621、618、620、624、626、606。如上所述，假定我们不在CCM中或不接近CCM，在步骤624Tp和Ts被减小一个单位，然后在步骤626Vo被保存。在步骤606，我们根据等式[EQ 4]计算2个量的校正，当在步骤634运用新的Tp和Ts值时，这2个量将完全破坏Vo速度。
[0069]正如图7B的表格中所看到的，不需要进一步的校正，如图7A的数据点704之后的平直线所反映的。因此，每次迭代将只执行步骤600，然后退出。
[0070]另一个例子根据图8B的数据表在图8A中示出。在这个例子中，在点800处VoSave再次等于Vo，因此步骤600指示没有校正。在下一个工作周期事件(#1，点802)，Vo不等于VoSave，但能被看到移向Vtar，所以流程600、602、604、614以及退出指示没有校正。在工作周期事件#2(点804)Vo此刻小于Vtar和VoSave。步骤600、602、603、621、618、620、624(假定不在CCM中或不接近CCM)、626引导我们在步骤606计算TpINC和TsINC。尽管Vo的速度为-2个量，但算法并不知道这些。因为测量出Vo比Vtar小1个量，所以根据等式[EQ 4]在步骤606计算校正TpINC＝+1。步骤634输出校正的Tp和Ts以便DPC 112D使用。Vo的速度现在为每工作周期事件-1个量。
[0071]在下一个工作周期事件806，Vo以-1的速度低于Vtar 2个量。图6的流程通过TpINC＝+2的量来校正，导致Vo以每工作周期事件1个量的速率上升。在下两个点处(808和810)，Vo移向Vtar，所以不进行校正。在工作周期事件#6(点812)，Vo高于Vtar和高于VoSave，因此程序流程为600、602、604和606，其中计算TpINC＝-1的量的校正。当前现在Vo将稳定(速度＝0)在高于Vtar 1个量处。
[0072]显然，Vo速度通常不为一个准确的量的整数。更确切地，它取决于脉宽Tp、Ts，以及DPC 112D和ADC 112A或其它用于测量电压的装置的分辨率。Vo可能在Vtar附近跳动。但是，当电压Vo改变和有效脉宽(Tp/T1，其中T1包括工作周期事件和随后的跳步周期，如下所述)改变时，脉冲和振铃之间的相位关系也变化。Vo可能最终为整数个量，并且VSPL将应用一个导致平衡的校正因子TpINC。相对于控制器112所消耗的功率，这是最低功率状况，因为在每个工作周期期间的唯一的活动为ADC转换和步骤600。
[0073]在本发明的一个实施例中，使用较大的不工作区来扩展可以使用VSPL的操作范围。然而，设计者可能发现当远离目标(Vtar)一段延长的时段时，不需要Vo在不工作区内稳定。通过添加计数器112CNT(图1)或一些其它超时装置，可消除这个局部稳定点，控制器112通过改变工作周期以使Vo在Vtar的方向移动来响应计数器112CNT或一些其它超时装置。计数器112CNT可为处理器112可存取的存储单元。超时可被实现为软件环、事件计数器(对时钟信号，或图6的循环被执行的次数，或一些其它事件计数)、触发一个触发信号的RC时间常数电路，外部监视器(外部计时器或一些其它类型)等等。一种响应技术的例子在图9中被示为流程图，其结果是当Vo在Vtar上方稳定超过某个时间界限时，将Vo从其局部稳定点朝着Vtar移动。本技术领域的技术人员应理解，当Vo在Vtar下方稳定时，也可运用相同的技术。
[0074]参考图9，我们首先考察步骤900以查看Vo是否没有移动，即，是否Vo＝VoSave(dV＝0)。如果Vo＝VoSave，则设置计数器112CNT为0(步骤905)并退出(步骤918)。计数器112CNT在控制器112初始化期间也被初始化为0。如果在步骤900Vo≠VoSave，那么步骤901检验查看Vo是否大于Vtar。若否，则设置计数器112CNT为0(步骤905)并退出(步骤918)。若Vo大于Vtar，那么在步骤902，我们检验计数器112CNT以查看其是否超出所要求的最大值。如果在步骤902计数器112CNT不大于最大值，那么我们在步骤904递增计数器(增加1)并退出(步骤918)。如果计数器大于所要求的最大值，那么我们在步骤906将增益dTp、dTs设置为一些相应的值VSPLTpGain、VSPLTsGain：
dTp＝VSPLTpGain
dTs＝VSPLTsGain
这些值可为在设计时就确定的固定值，并且用来使Vo移向Vtar，消除局部稳定性。在一些实施例中，VSPLTpGain、VSPLTsGain为上面描述的相应值TpVSPLGain、TsVSPLGain的整数倍。在步骤908，我们通过检验周期跳步计数是否为0，即CS＝1(CS比跳步计数大1)来检验我们接近于CCM条件的可能性。如果跳步计数为0，我们采取步骤910以降低dTp、dTs。在一个实施例中，dTp、dTs被右移一位，其为被2除的整数，或右移一些可为在设计时确定的预定数字的其它位数。无论跳步计数是否为0，控制都从步骤908、910传递至步骤912。在步骤912，我们检查以确保步骤910没有将dTp减少到没有校正被进行的程度。也就是说，如果我们首先确定应当进行改变，那么我们通过在步骤914将增益TpINC重置为某个最小值来确保实际上一些事情确实发生变化。这个值被示为1，但可为TpVSPLGain或一些其它值。然后，在步骤916通过分别从Tp和Ts中减去增益值dTp、dTs来进行对Tp和Ts的调整。同样在步骤916，计数器112CNT被重置为0，然后我们退出(步骤918)。用于消除局部稳定性的C语言源码的例子在附录3中被提供。
[0075]本发明不限于特定的操作次序。图6的方法可在每个时段T或每个工作周期中先于或后于图9的方法执行以确定下一个时段T或下一个工作周期的Tp和Ts。这些方法可以同时执行(例如，通过不同的微处理器电路)。值得注意的是，如果Vo＝VoSave，那么图6的方法将保持Tp和Ts不变，且根据图9方法的任何变化因此不与图6的方法的变化矛盾。反之也是正确的(如果Vo≠VoSave)。可合并这两种方法。步骤900与步骤600完全相同。如果在步骤600Vo＝VoSave，那么控制可传递到步骤901。如果Vo≠VoSave，那么控制可传递到步骤602。
[0076]一些实施例使用图6的方法而不是图9的方法，反之亦然。
[0077]本发明适用于任何开关功率变换器布局，包括不同步的升压或多个晶体管降压/升压电源，其中的例子在图11和图12中示出。对于本技术领域的技术人员来说，这些标准的布局是公知的；不需要进一步的解释。
[0078]在附录中介绍的一些源码使用整型数而不是浮点数。例如，时间以“计数”而不是秒表示。一个计数指DPC所使用的时段T的最小分段。一个计数还可指被ADC的一个LSB表示的电压。
[0079]以时间为单位的Tp被转换为每 T P Counts = T P TimeRes 的计数，其中TimeRes＝T/TimeSteps。在一个实施例中TimeSteps＝210。
[0080]电压被转换为每VoCounts＝Vo/VoltageRes的计数。
[0081]本发明不限于上述实施例。本发明包括计算机可读存储媒介，其包括有实现本发明方法的微处理器112M的计算机指令。本发明包括计算机数据信号，其以载波形式实现并且包括实现本发明方法的计算机指令。控制器112M的一些或所有功能可为硬线的而不是软件可编程的。本发明不限于合并上面所描述的所有技术。一些实施例使用的技术少于上面所描述的所有技术。同样，上面所描述的技术的一种或多种可与其它技术结合。本发明不限于任何特定的电路、电压值和其它参数。本发明由所附的权利要求来限定。
附录1
                        VSPL程序C模型范例
  //VSPL算法
  if(Vo！＝VoSave)   //如果Vo变化
  {
     if(Vo＞Vtar)    //且Vo大于其目标
     {
        if((Vo-VoSave)＞0)    //以及Vo上升
        {
             flag_inc＝1；    //那么调整Tp和Ts
        }
    }
  if(Vo＜Vtar)    //如果Vo小于其目标
  {
     if((Vo-VoSave)＜0)    //且Vo下降
     {
          flag_inc＝1；    //那么调整Tp和Ts
     //首先克服Coss振铃
     if(VoSave＞＝Vtar)
     {
        if((pTp+pTs+gb1+gb2)＞＝(T-T/TimeSteps))
        {//如果我们在CCM中或接近CCM
            pTp-＝T/TimeSteps；//降低Tp增益
            pTs+＝T/TimeSteps；
                }
                else
                {
                    pTp-＝T/TimeSteps；  //降低Tp增益
                    pTs-＝T/TimeSteps；
                }
             }
          }
       }
       VoSave＝Vo；
     }
//此处改变VSPL PWM
     if(flag_inc)
     {
          real_T TpINC＝(Vo-Vtar)/VoltageRes；
          real_T TsINC＝(Vo-Vtar)/VoltageRes；
          if((CS＝＝1)&&(PFM＝＝0))    //如果没有周期跳步
          {
              if((pTp+pTs+gb1+gb2)＞＝(T-T/TimeSteps))
              {
                   //如果在CCM中或接近CCM；减少增益
                   real_T vspl_ccm_gain＝4；
                   if(vspl_rate3)    vspl_ccm_gain＝1；
       else if(vspl_rate2)    vspl_ccm_gain＝2；
       else if(vspl_rate1)    vspl_ccm_gain＝2；
       pTp-＝TpInc*vspl_ccm_gain*T/TimeSteps；
       pTs＝T-pTp；
       vspl_rate1＝1；
       vspl_rate2＝1；
       vspl_rate3＝1；
    }
    else
    {
       //在DCM中；使用高增益
       pTp-＝TpInc*pTpVSPLGain；
       pTs-＝TsInc*pTsVSPLGain；
    }
 }
 else
 {
     //按照定义周期跳步为DCM
  pTp-＝TpInc*pTpVSPLGain；
     pTs-＝TsInc*pTsVSPLGain；
}
//现在调整脉宽
if((pTp+pTs)＞Thigh)
    {
       if(CS＞1)
       {
          pTp＝pTp/sqrt(2.0)；
          pTs＝pTs/sqrt(2.0)；
          CS＝CS/2；
       }
       else if(((pTp+pTs)＜Tlow)&&(PFM＝＝0))
       {
          pTp＝pTp*sqrt(2.0)；
          pTs＝pTs*sqrt(2.0)；
          CS＝CS*2；
          if(CS＞VSPLMaxCS)
          {
             pTp＝0；
             pTs＝0；
             PFM＝1；
          }
      }
      if((CS＝＝1)&&(PFM＝＝0))    //如果没有周期跳步
      {
          if((TpInc＜0)&&((pTp+pTs)＞T))    //在CCM中？
            {
                //试图从DCM转换为CCM
                //将PWM固定至临界导电
                pTp＝T*Vtar/Vin；
                pTs＝T-pTp；
            }
        }
        //发出所选择的工作周期
        pTp＝pTp-Tcorr；  //校正任何定时问题
        pTs＝pTs-(gb1+gb2)；  //确保不重叠
        Tdc＝T-pTp-pTs-(gb1+gb2)；  //不工作时间？
        if(Tdc＜0)Tdc＝0；     //确保非负
  }
  else
  {
     if(vspl_rate3)    vspl_ccm_gain＝0；
     else if(vspl_rate2)    vspl_ccm_gain＝0；
     else if(vspl_rate1)    vspl_ccm_gain＝0；
  }
//退出
附录2
                      VSPL程序C模型范例
touched＝0；
if(VoCounts！＝VSPLVoSave)    //如果Vo变化
{
    //如果输出电压高于其目标
    if(VoCounts＞VtarCounts)
    {
        //如果输出电压的dv/dt为正
        //那么调整脉冲
        TpInc＝VSPLTpMaxGainCounts*abs(VoCounts-VtarCounts)；
        TsInc＝VSPLTsMaxGainCounts*abs(VoCounts-VtarCounts)；
        if(TpInc＞VSPLTpMaxGainCounts)
        {
            TpInc＝VSPLTpMaxGainCounts；
            TsInc＝VSPLTsMaxGainCounts；
        }
        if(VSPLCS＝＝1)
        {
            TpInc＝TpInc＞＞VSPLCCMGainDiv；
            TsInc＝TsInc＞＞VSPLCCMGainDiv；
        }
        VSPLpTpCounts-＝TpInc；
    VSPLpTsCounts-＝TsInc；
    touched＝1；
    }
}
//如果输出电压小于其目标
    else if(VoCounts＜VtarCounts)
    {
        //如果输出电压的dv/dt为负
        //那么调整脉冲
        if(VoCounts＜VSPLVoSave)
        {
        TpInc＝VSPLTpMaxGainCounts*abs(VoCounts-VtarCounts)；
        TsInc＝VSPLTsMaxGainCounts*abs(VoCounts-VtarCounts)；
        if(TpInc＞VSPLTpMaxGainCounts)
        {
            TpInc＝VSPLTpMaxGainCounts；
            TsInc＝VSPLTsMaxGainCounts；
        }
        if(VSPLCS＝＝1)
        {
            TpInc＝TpInc＞＞VSPLCCMGainDiv；
            TsInc＝TsInc＞＞VSPLCCMGainDiv；
        }
        VSPLpTpCounts+＝TpInc；
            VSPLpTsCounts+＝TsInc；
            //通过克服Coss振铃来调整
            if(VSPLVoSave＞＝VtarCounts)
            {
                VSPLpTpCounts-＝1；
                VSPLpTsCounts-＝1；
            }
            touched＝1；
        }
    }
}
if(touched！＝0)VSPLVoSave＝VoCounts；
附录3
局部稳定性消除的C模型
//消除Vtar上方的局部稳定点
if(touched＝＝0)
    if(1VoutCounts＝＝VoutCounts)
        if(VoutCounts＞VtarCounts)
        {
           if(VSPLcounter＞2)
           {
              TpInc＝VSPLTpGainCounts；
              TsInc＝VSPLTpGainCounts；
              if(VSPLCS＝＝1)
              {
                 TpInc＞＞＝VSPLCCMGainDiv；
                 TsInc＞＞＝VSPLCCMGainDiv；
              }
              if(TpInc＝＝0)
              {
                 TpInc＝1；
                 TsInc＝1；
              }
              VSPLpTpCounts-＝TpInc；
              VSPLpTsCounts-＝TsInc；
              touched＝1；
          }
          else
          {
              VSPLcounter++；
          }
       }
if(touched！＝0)VSPLVoutSave＝VoutCounts；
if(touched！＝0)VSPLcounter＝0；

Claims (42)

1.一种用于调整功率变换器的输出电压的方法，所述方法包括为所述功率变换器中的第一电路生成一个或更多个信号，所述第一电路根据所述一个或更多个信号来控制所述输出电压，所述一个或更多个信号根据一个或更多个参数而产生，其中生成所述一个或更多个信号的步骤包括：
(1)执行连续的电压采样操作以对所述输出电压采样；
(2)响应于所述电压采样操作，通过(i)计算所述一个或更多个参数中的至少一个，或(ii)保持所述一个或更多个参数不变，而不计算所述一个或更多个参数，来确定所述一个或更多个参数，其中对于在第一多个所述电压采样操作中的每个给定的电压采样操作，确定所述一个或更多个参数的步骤包括：
(2A)确定下面条件中的至少一个是否为真：
条件1：在所述给定的电压采样操作中所采样的所述输出电压大于在与所述给定的电压采样操作相关联的较早的电压采样操作中获得的电压值，并且大于目标值；
条件2：在所述给定的电压采样操作中所采样的所述输出电压小于在所述相关联的较早的电压采样操作中获得的所述电压值，并且小于所述目标值；
(2B)如果所述条件1和条件2中至少之一为真，那么计算所述一个或更多个参数中的至少一个；
(2C)如果所述条件1和条件2都不为真，那么保持所述一个或更多个参数不变，而不计算所述一个或更多个参数；
(3)根据在所述操作(2)中确定的所述参数来生成所述一个或更多个信号。
2.如权利要求1所述的方法，其中调整所述输出电压的步骤包括间断地连接输入电源以提供电流来生成所述输出电压，以及计算所述一个或更多个参数中的至少一个的步骤包括计算确定一持续时间的一个或更多个参数，在所述持续时间中，所述输入电源被连接以提供所述电流。
3.如权利要求1所述的方法，其中所述参数计算由微处理器来执行。
4.如权利要求1所述的方法，其中在所述连续的电压采样操作的顺序中，每个所述较早的电压采样操作紧接地位于其相关联的给定的电压采样操作之前。
5.如权利要求1所述的方法，其中确定所述一个或更多个参数的步骤进一步包括：
测量自从检测到条件3以来的时间，其中所述条件3为所述采样的输出电压在连续的电压采样操作中保持不变；
如果所述条件3持续少于预定的时间间隔，那么保持所述一个或更多个参数不变，而不计算所述一个或更多个参数；
当检测到所述条件3持续超过所述预定的时间间隔时，就计算所述一个或更多个参数中的至少一个以改变所述一个或更多个参数中的所述至少一个。
6.如权利要求1所述的方法，其中生成所述一个或更多个信号的步骤包括：
提供来自输入电源的连续电流脉冲以生成所述输出电压；
如果所述一个或更多个参数变化，那么改变所述电流脉冲中的电荷量，其中所述电荷量的每次变化在大小上至少与振铃电荷一样大。
7.一种用于调整功率变换器的输出电压的方法，所述方法包括为所述功率变换器中的第一电路生成一个或更多个信号，所述第一电路根据所述一个或更多个信号来控制所述输出电压，所述一个或更多个信号根据一个或更多个参数而产生，其中生成所述一个或更多个信号的步骤包括：
(1)执行连续的电压采样操作以对所述输出电压采样；
(2)响应于所述电压采样操作，确定所述一个或更多个参数，其中确定所述一个或更多个参数的步骤包括：
(2A)测量自从检测到预定的一个或更多个条件以来的时间，所述预定的一个或更多个条件包括条件：所述采样的输出电压在连续的电压采样操作中保持不变；
(2B)如果所述预定的一个或更多个条件持续少于预定的时间间隔，那么保持所述一个或更多个参数不变；
(2C)当检测到所述预定的一个或更多个条件持续超过所述预定的时间间隔时，改变所述一个或更多个参数的至少一个；
(3)根据在所述操作(2)中确定的所述参数来生成所述一个或更多个信号。
8.如权利要求7所述的方法，其中调整所述输出电压的步骤包括间断地连接输入电源以提供电流来生成所述输出电压，且计算所述一个或更多个参数中的至少一个的步骤包括计算确定一持续时间的一个或更多个参数，在所述持续时间中，所述输入电源被连接以提供所述电流。
9.如权利要求7所述的方法，其中生成所述一个或更多个信号的步骤包括：
提供来自输入电源的连续电流脉冲以生成所述输出电压；
如果所述一个或更多个参数变化，那么改变所述电流脉冲中的电荷量，其中所述电荷量的每次变化在大小上至少与振铃电荷的一样大。
10.一种用于调整功率变换器的输出电压的方法，所述方法包括：
(1)提供来自输入电源的连续电流脉冲以生成所述输出电压；
(2)采样所述输出电压，且响应于所述采样的输出电压而确定是否调节所述电流脉冲，并且确定调节量；
其中电荷量的每次变化在大小上至少与振铃电荷一样大。
11.如权利要求10所述的方法，其中所述功率变换器包括至少一个感应线圈，所述电流脉冲被提供到所述感应线圈。
12.一种功率变换器，包括用于执行权利要求1的所述方法的电路。
13.如权利要求12所述的功率变换器，其中调整所述输出电压的步骤包括间断地连接输入电源以提供电流来生成所述输出电压，且计算所述一个或更多个参数中的至少一个的步骤包括计算确定一持续时间的一个或更多个参数，在所述持续时间中，所述输入电源被连接以提供所述电流。
14.如权利要求12所述的功率变换器，其中所述参数计算由微处理器来执行。
15.如权利要求12所述的功率变换器，其中在所述连续的电压采样操作的顺序中，每个所述较早的电压采样操作紧接地位于其相关联的给定的电压采样操作之前。
16.如权利要求12所述的功率变换器，其中确定所述一个或更多个参数的步骤进一步包括：
测量自从检测到条件3以来的时间，其中所述条件3为所述采样的输出电压在连续的电压采样操作中保持不变；
如果所述条件3持续少于预定的时间间隔，那么保持所述一个或更多个参数不变，而不计算所述一个或更多个参数；
当检测到所述条件3持续超过所述预定的时间间隔时，就计算所述一个或更多个参数中的至少一个以改变所述一个或更多个参数中的所述至少一个。
17.如权利要求12所述的功率变换器，其中生成所述一个或更多个信号的步骤包括：
提供来自输入电源的连续电流脉冲以生成所述输出电压；
如果所述一个或更多个参数变化，那么改变所述电流脉冲中的电荷量，其中所述电荷量的每次变化在大小上至少与振铃电荷一样大。
18.一种功率变换器，包括用于执行权利要求7的所述方法的电路。
19.如权利要求18所述的功率变换器，其中调整所述输出电压的步骤包括间断地连接输入电源以提供电流来生成所述输出电压，以及计算所述一个或更多个参数中的至少一个的步骤包括计算确定一持续时间的一个或更多个参数，在所述持续时间中，所述输入电源被连接以提供所述电流。
20.如权利要求18所述的功率变换器，其中生成所述一个或更多个信号的步骤包括：
提供来自输入电源的连续电流脉冲以生成所述输出电压；
如果所述一个或更多个参数变化，那么改变所述电流脉冲中的电荷量，其中所述电荷量的每次变化在大小上至少与振铃电荷一样大。
21.一种功率变换器，包括用于执行权利要求10的所述方法的电路。
22.如权利要求21所述的功率变换器，其中所述功率变换器包括至少一个感应线圈，所述电流脉冲被提供到所述感应线圈。
23.一种计算机可读存储介质，包括用于根据权利要求1的所述方法来确定参数的一个或更多个计算机指令。
24.如权利要求23所述的计算机可读存储介质，其中调整所述输出电压的步骤包括间断地连接输入电源以提供电流来生成所述输出电压，以及计算所述一个或更多个参数中的至少一个的步骤包括计算确定一持续时间的一个或更多个参数，在所述持续时间中，所述输入电源被连接以提供所述电流。
25.如权利要求23所述的计算机可读存储介质，其中在所述连续的电压采样操作的顺序中，每个所述较早的电压采样操作紧接地位于其相关联的给定的电压采样操作之前。
26.如权利要求23所述的计算机可读存储介质，其中确定所述一个或更多个参数的步骤进一步包括：
测量自从检测到条件3以来的时间，其中所述条件3为所述采样的输出电压在连续的电压采样操作中保持不变；
如果所述条件3持续少于预定的时间间隔，那么保持所述一个或更多个参数不变，而不计算所述一个或更多个参数；
当检测到所述条件3持续超过所述预定的时间间隔时，就计算所述一个或更多个参数中的至少一个以改变所述一个或更多个参数中的所述至少一个。
27.如权利要求23所述的计算机可读存储介质，其中生成所述一个或更多个信号的步骤包括：
提供来自输入电源的连续电流脉冲以生成所述输出电压；
如果所述一个或更多个参数变化，那么改变所述电流脉冲中的电荷量，其中所述电荷量的每次变化在大小上至少与振铃电荷一样大。
28.一种计算机可读存储介质，包括用于根据权利要求7的所述方法来确定参数的一个或更多个计算机指令。
29.如权利要求28所述的计算机可读存储介质，其中调整所述输出电压的步骤包括间断地连接输入电源以提供电流来生成所述输出电压，以及计算所述一个或更多个参数中的至少一个的步骤包括计算确定一持续时间的一个或更多个参数，在所述持续时间中，所述输入电源被连接以提供所述电流。
30.如权利要求28所述的计算机可读存储介质，其中生成所述一个或更多个信号的步骤包括：
提供来自输入电源的连续电流脉冲以生成所述输出电压；
如果所述一个或更多个参数变化，那么改变所述电流脉冲中的电荷量，其中所述电荷量的每次变化在大小上至少与振铃电荷一样大。
31.一种计算机可读存储介质，包括用于根据权利要求10的所述方法来确定参数的一个或更多个计算机指令。
32.如权利要求31所述的计算机可读存储介质，其中所述功率变换器包括至少一个感应线圈，所述电流脉冲被提供到所述感应线圈。
33.一种计算机数据信号，其以载波形式实现并包括用于根据权利要求1的所述方法来确定参数的一个或更多个计算机指令。
34.如权利要求33所述的计算机数据信号，其中调整所述输出电压的步骤包括间断地连接输入电源以提供电流来生成所述输出电压，以及计算所述一个或更多个参数中的至少一个的步骤包括计算确定一持续时间的一个或更多个参数，在所述持续时间中，所述输入电源被连接以提供所述电流。
35.如权利要求33所述的计算机数据信号，其中在所述连续的电压采样操作的顺序中，每个所述较早的电压采样操作紧接地位于其相关联的给定的电压采样操作之前。
36.如权利要求33所述的计算机数据信号，其中确定所述一个或更多个参数的步骤进一步包括：
测量自从检测到条件3以来的时间，其中所述条件3为所述采样的输出电压在连续的电压采样操作中保持不变；
如果所述条件3持续少于预定的时间间隔，那么保持所述一个或更多个参数不变，而不计算所述一个或更多个参数；
当检测到所述条件3持续超过所述预定的时间间隔时，就计算所述一个或更多个参数中的至少一个以改变所述一个或更多个参数中的所述至少一个。
37.如权利要求33所述的计算机数据信号，其中生成所述一个或更多个信号的步骤包括：
提供来自输入电源的连续电流脉冲以生成所述输出电压；
如果所述一个或更多个参数变化，那么改变所述电流脉冲中的电荷量，其中所述电荷量的每次变化在大小上至少与振铃电荷一样大。
38.一种计算机数据信号，其以载波形式实现并包括用于根据权利要求7的所述方法来确定参数的一个或更多个计算机指令。
39.如权利要求38所述的计算机数据信号，其中调整所述输出电压的步骤包括间断地连接输入电源以提供电流来生成所述输出电压，以及计算所述一个或更多个参数中的至少一个的步骤包括计算确定一持续时间的一个或更多个参数，在所述持续时间中，所述输入电源被连接以提供所述电流。
40.如权利要求38所述的计算机数据信号，其中生成所述一个或更多个信号的步骤包括：
提供来自输入电源的连续电流脉冲以生成所述输出电压；
如果所述一个或更多个参数变化，那么改变所述电流脉冲中的电荷量，其中所述电荷量的每次变化在大小上至少与振铃电荷一样大。
41.一种计算机数据信号，其以载波形式实现并包括用于根据权利要求10的所述方法来确定参数的一个或更多个计算机指令。
42.如权利要求41所述的计算机数据信号，其中所述功率变换器包括至少一个感应线圈，所述电流脉冲被提供到所述感应线圈。
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