CN101542895B - 局部振荡器及使用其的接收装置及电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明的局部振荡器具备振荡电路和与振荡电路连接的谐振电路，谐振电路具有：与振荡电路连接的电感元件；与电感元件连接的第一可变电容部；以及与第一可变电容部并联连接的第二可变电容部，第一可变电容部具有：与电感元件连接，并且根据控制电压和第一基准电压使电容值变化的第一可变电容元件；以及与第一可变电容元件并联连接，并且根据控制电压和第二基准电压使电容值变化的第二可变电容元件，根据第二可变电容部的电容值，第一基准电压和第二基准电压被控制，由此能够同时实现较大的振荡频率范围和良好的相位噪声特性。

Description

局部振荡器及使用其的接收装置及电子设备

技术领域

本发明涉及局部振荡器及使用其的接收装置及电子设备。

背景技术

以下，使用图9说明专利文献1所公开的现有的局部振荡器。在图9中，现有的局部振荡器10具备振荡电路2和与该振荡电路2连接的谐振电路30。并且，振荡电路2和谐振电路30与PLL电路60环路连接。

并且，谐振电路30具有与振荡电路2连接的电感元件20a、20b。电感元件20a及电感元件20b串联连接，其接点与VCC连接。并且，谐振电路30具有与电感元件20a、20b并联连接的第一可变电容部330和与该第一可变电容部330并联连接的第二可变电容部430。此外，第一可变电容部330具备可变电容元件310a、310b和与该可变电容元件310串联连接的电容元件311a、311b，该可变电容元件310a、310b与电感元件20a、20b并联连接，并根据从控制电压输入端子35供给的控制电压和从基准电压源500供给的基准电压V_REF使电容值变化。另外，可变电容元件310a和可变电容元件310b串联连接，其接点与基准电压源500连接。此外，可变电容元件310a与电容元件311a、可变电容元件310b与电容元件311b分别串联连接。这些接点每个都与控制电压输入端子35连接。另外，可变电容元件310a与电容元件311a、可变电容元件310b与电容元件311b分别构成可变电容电路31a、31b。

此外，第二可变电容部430具有与电感元件20a、20b并联连接的第一电容开关电路41a、41b和与该第一电容开关电路41a、41b并联连接的第二电容开关电路42a、42b。并且，第一电容开关电路41a具有电容元件410a和第一开关411a，该第一开关411a与该电容元件410a串联连接，并根据从第一电容控制端子413供给的信号切换接通断开。同样地，第一电容开关电路41b具有电容元件410b和第一开关411b，该第一开关411b与该电 容元件410b串联连接，并根据从第一电容控制端子413供给的信号切换接通断开。第一开关411a和第一开关411b串联连接，其接点与GND连接。并且，第二电容开关电路42a具有电容元件420a和第二开关421a，该第二开关421a与该电容元件420a串联连接，并根据从第二电容控制端子423供给的信号切换接通断开。同样地，第二电容开关电路42b具有电容元件420b和第二开关421b，该第二开关421b与该电容元件420b串联连接，并根据从第二电容控制端子423供给的信号切换接通断开。第二开关421a和421b串联连接，其接点与GND连接。

使用图9和图10说明如以上构成的局部振荡器10的振荡频率的特性。

在图9中，局部振荡器10的振荡信号的频率是谐振电路30中的谐振频率。并且，该谐振频率由第一可变电容部330、第二可变电容部430及电感20a、20b决定。并且，第一可变电容部330中具备的可变电容元件310a、310b的电容值由从基准电压源500供给的基准电压及从控制电压输入端子35供给的控制电压决定。并且，第二可变电容部430的电容值是通过如下方式决定的，即通过第一开关411a、411b、第二开关421a、421b的接通断开切换，使电容元件410a、410b和电容元件420a、420b若干段并联连接。

此处，第一开关411a、411b、第二开关421a、421b的控制按照从PLL60的频率调整电路670输出的控制信号进行。该频率调整电路670比较振荡频率分频器610的输出信号f_DIV和基准频率分频器630的输出信号f_REF的频率差，决定使f_DIV与f_REF的频率差分最小的电容值，考虑电容元件410a、410b、电容元件420a、420b的组合，经由第一、第二电容控制端子413、423控制第一开关411a、411b和第二开关421a、421b。通过该结构，能够获得较大的振荡频率范围。

图10是图9中的局部振荡器10的频率特性图，表示被施加到控制电压输入端子35中的第一可变电容部控制电压(V_T)和局部振荡器10的振荡频率(f_OSC)的关系。频段1～4是以4种组合方式接通断开第一开关411a、411b、第二开关421a、421b时的f_OSC/V_T的特性。

f_OSC最低的频段1是第一开关411a、411b、第二开关421a、421b都接通，第二可变电容部430的电容值是电容元件410a、410b和电容元件 420a、420b的电容值之和的情况。另一方面，f_OSC最高的频段4是第一开关411a、411b、第二开关421a、421b都断开，第二可变电容部430的电容值约为0的情况。此外，相对于V_T的f_OSC位于频段1和频段4之间的频段2、频段3是只接通第一开关411a、411b或第二开关421a、421b中的任一方的开关，第二可变电容部430的电容值与电容元件410a、410b的电容值C_SW1，或电容元件420a、420b的电容值C_SW2相等的情况。此处，使电容元件410a、410b和电容元件420a、420b的各电容值为C_SW1＞C_SW2的话，频段2是只接通第一开关411a、411b，频段3是只接通第二开关421a、421b时的特性。

频段1～4的振荡频率f_OSC1～f_OSC4用(式1)～(式4)表示。

(式1)

$f_{\mathrm{OSC}1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L\{(C_{\mathrm{SW}1}+C_{\mathrm{SW}2})+\frac{C1\·C_{\mathrm{VT}}}{C1+C_{\mathrm{VT}}}}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L(\frac{3}{2}{C}_{\mathrm{SW}1}+\frac{C1(\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β})}{C1+\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β}})}}$

(式2)

$f_{\mathrm{OSC}2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L\{\left(C_{\mathrm{SW}1}\right)+\frac{C1\·C_{\mathrm{VT}}}{C1+C_{\mathrm{VT}}}}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L(C_{\mathrm{SW}1}+\frac{C1(\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β})}{C1+\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β}})}}$

(式3)

$f_{\mathrm{OSC}3}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L\{\left(C_{\mathrm{SW}2}\right)+\frac{C1\·C_{\mathrm{VT}}}{C1+C_{\mathrm{VT}}}}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L(\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{SW}1}+\frac{C1(\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β})}{C1+\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β}})}}$

(式4)

$f_{\mathrm{OSC}4}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L\frac{C1\·C_{\mathrm{VT}}}{C1+C_{\mathrm{VT}}}}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L\frac{C1(\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β})}{C1+\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β}}}}$

此外，用(式5)～(式8)表示频段1～4的f_OSC/V_T的斜率即频率控制灵敏度df_OSC1/dV_T～df_OSC4/dV_T。

(式5)

${\mathrm{df}}_{\mathrm{OSC}1}/{\mathrm{dV}}_T=\frac{-\mathrm{\α}\·{C1}^2}{4\mathrm{\π}\sqrt{L}\sqrt{C1+\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β}}{\{\frac{3}{2}{C}_{\mathrm{SW}1}(C1+\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β})+C1(\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β})\}}^{\frac{3}{2}}}$

(式6)

${\mathrm{df}}_{\mathrm{OSC}2}/{\mathrm{dV}}_T=\frac{-\mathrm{\α}\·{C1}^2}{4\mathrm{\π}\sqrt{L}\sqrt{C1+\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β}}{\{C_{\mathrm{SW}1}(C1+\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β})+C1(\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β})\}}^{\frac{3}{2}}}$

(式7)

${\mathrm{df}}_{\mathrm{OSC}3}/{\mathrm{dV}}_T=\frac{-\mathrm{\α}\·{C1}^2}{4\mathrm{\π}\sqrt{L}\sqrt{C1+\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β}}{\{\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{SW}1}(C1+\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β})+C1(\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β})\}}^{\frac{3}{2}}}$

(式8)

${\mathrm{df}}_{\mathrm{OSC}4}/{\mathrm{dV}}_T=\frac{-\mathrm{\α}\·{C1}^2}{4\mathrm{\π}\sqrt{L}\sqrt{C1+\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β}}{\left\{C1(\mathrm{\α}{V}_T+\mathrm{\β})\right\}}^{\frac{3}{2}}}$

其次，根据(式5)～(式8)整理频段1～4的频率控制灵敏度df_OSC1/dV_T～df_OSC4/dV_T的关系如(式9)。

(式9)

df_OSC4/dV_T＞df_OSC3/dV_T＞df_OSC2/dV_T＞df_OSC1/dV_T

另外，在上述(式1)～(式9)中，对于谐振电路30的各元件的值，使电感元件20a、20b的电感为L，使电容元件311a、311b的电容值为C1，使控制电压输入端子被施加控制电压V_T时的可变电容元件310a、310b的电容值为C_VT(＝αV_T+β，α、β是用于简化表示与控制电压的变化相对的可变电容值C_VT的系数)，使电容元件410a、410b的电容值C_SW1和电容元件420a、420b的电容值C_SW2的关系为C_SW2＝C_SW1/2。

如图10及(式9)所示，在该现有的局部振荡器10中，频段1～4的V_T比f_OSC的斜率即频率控制灵敏度在振荡频率f_OSC越高的频段越大。并且，在频率控制灵敏度高的频段，由于控制电压V_T中叠加的电压噪声而产生f_OSC的变化，局部振荡器10的相位噪声劣化。

在近年被广泛使用的数字调制的发送接收系统和通信系统中，需要局部振荡器具有能够处理被分割的多个频段的较大的振荡频率范围，和在此基础上，即使是使图像、声音、数据为高品质的多值相位调制的信号，也可以不降低误码率而处理的良好的相位噪声特性。

专利文献1：日本专利第3488180号公报

发明内容

因此本发明是为了解决这样的问题而做出的，提供一种能够兼顾较大的振荡频率范围和良好的相位噪声特性的局部振荡器。

为了实现该目的，本发明的局部振荡器具备振荡电路和与该振荡电路连接的谐振电路。并且，该谐振电路具有：与振荡电路连接的电感元件；与该电感元件连接的第一可变电容部；以及与该第一可变电容部并联连接的第二可变电容部。此外，第一可变电容部具有：与电感元件连接，并且根据控制电压和第一基准电压使电容值变化的第一可变电容元件；以及与该第一可变电容元件并联连接，并且根据控制电压和第二基准电压使电容值变化的第二可变电容元件。并且，本发明的局部振荡器中，根据第二可变电容部的电容值，第一基准电压和第二基准电压被控制。

根据上述结构，本发明通过设置可设定不同的基准电压的多个可变电容元件，并切换使用这些基准电压，能够在振荡频率高的频段，降低局部振荡器的频率控制灵敏度，在局部振荡器的整个振荡频率范围内使频率控制灵敏度大致恒定。为此，可在较大的频率范围提高相位噪声特性。

此外，使用本发明的局部振荡器构成调谐器等接收装置，或构成与通信系统有关的电子设备时，能够对应较大的频率范围的广播标准及具有不同频段的通信标准。并且能够通过良好的相位噪声实现高质量的图像、声音、数据的发送接收。

附图说明

图1是本发明第一实施方式中的局部振荡器的框图。

图2是第一实施方式中的第一基准电压生成电路及第二基准电压生成电路的框图。

图3是第一实施方式中的频率特性图。

图4是第一实施方式中的噪声特性图。

图5A是表示第一实施方式的频段1中的第一可变电容部的电容值的变化的附图。

图5B是表示第一实施方式的频段2中的第一可变电容部的电容值的变化的附图。

图5C是表示第一实施方式的频段3中的第一可变电容部的电容值的变化的附图。

图5D是表示第一实施方式的频段4中的第一可变电容部的电容值的变化的附图。

图6是表示第一实施方式中的第一可变电容部的另一例的框图。

图7是本发明第二实施方式中的第一基准电压生成电路及第二基准电压生成电路的框图。

图8是表示本发明的一个实施方式中的电子设备的概略结构图。

图9是现有的局部振荡器的框图。

图10是现有的局部振荡器的频率特性图。

附图标记说明

1、81   局部振荡器

2       振荡电路

3       谐振电路

6       第一基准电压生成电路

7       第二基准电压生成电路

11a、11b晶体管

13a、13b、15a、15b、311a、311b、321a、321b、331a、331b、410a、410b、420a、420b       电容元件

17a、17b             电阻

18a、18b             局部振荡信号输出端子

19                   恒流源

20a、20b             电感元件

31a、31b             第一可变电容电路

32a、32b             第二可变电容电路

33a、33b             第三可变电容电路

33                   第一可变电容部

35                   控制电压输入端子

41a、41b             第一电容开关电路

42a、42b             第二电容开关电路

50                   第三基准电压生成电路

60                   PLL

82                   天线

83                   混频器

84                   解调部

85                   信号处理部

86                   再现部

87                   接收装置

88                   高频放大器

89                   中频放大器

310a、310b           第一可变电容元件

312                  第一基准电压端子

320a、320b           第二可变电容元件

322                  第二基准电压端子

330a、330b           第三可变电容元件

332                  第三基准电压端子

411a、411b           第一开关

413                  第一电容控制端子

421a、421b           第二开关

423                  第二电容控制端子

430                  第二可变电容部

600、700             解码电路

610                  振荡频率分频器

611～618、711～718   电阻

620                           基准频率输入端子

621～628、721～728            开关

630                           基准频率分频器

640                           相位比较器

650                           电荷泵

660                           环路滤波器

670                           频率调整电路

681～684、781～784            二极管

具体实施方式

以下，一边参照附图一边根据第一实施方式说明本发明。

(第一实施方式)

以下，使用图1说明本发明中的第一实施方式。图1是本实施方式中的局部振荡器的框图。

在图1中，局部振荡器1具备振荡电路2和与该振荡电路2连接的谐振电路3。并且，振荡电路2和谐振电路3与PLL电路60环路连接。此外，使用该局部振荡器1的接收装置(未图示)具有混频器(未图示)和解调部(未图示)，该混频器使用从局部振荡器1的局部振荡信号输出端子18a、18b输出的局部信号将接收信号转换为中频信号，该解调部解调从该混频器输出的中频信号。此外，使用该局部振荡器1的电子设备(未图示)具有与该解调部的输出侧连接的信号处理部(未图示)和与该信号处理部的输出侧连接的液晶显示器等显示部(未图示)和扬声器等声音再现设备(未图示)。

谐振电路3具有与振荡电路2连接的电感元件20a、20b。电感元件20a及电感元件20b串联连接，其接点与VCC连接。并且，谐振电路3还具有与电感元件20a、20b并联连接的第一可变电容部33和与该第一可变电容部33并联连接的第二可变电容部430。

此外，第一可变电容部33具有与电感元件20a、20b并联连接的第一可变电容电路31a、31b及第二可变电容电路32a、32b。

第一可变电容电路31a、31b具有可变电容元件(第一可变电容元件)310a、310b，该可变电容元件310a、310b根据从控制电压输入端子35供给 的控制电压V_T和从第一基准电压生成电路6经由第一基准电压端子312供给的第一基准电压V_REF1使电容值变化。并且，第一可变电容电路31a、31b具有与可变电容元件310a、310b串联连接的电容元件(第一电容元件)311a、311b。另外，可变电容元件310a和310b串联连接，其接点与第一基准电压端子312连接。此外，可变电容元件310a和电容元件311a串联连接，其接点与控制电压输入端子35连接。同样地，可变电容元件310b和电容元件311b串联连接，其接点与控制电压输入端子35连接。电容元件311a、311b直流分离分别从VCC经由电感元件20a、20b施加的电压和从控制电压输入端子35施加到可变电容元件310a、310b的电压。

第二可变电容电路32a、32b具有可变电容元件(第二可变电容元件)320a、320b，该可变电容元件320a、320b根据从控制电压输入端子35供给的控制电压V_T和从第二基准电压生成电路7经由第二基准电压端子322供给的第二基准电压V_REF2使电容值变化。并且，第二可变电容电路32a、32b具有分别与可变电容元件320a、320b串联连接的电容元件(第二电容元件)321a、321b。另外，可变电容元件320a和320b串联连接，其接点与第二基准电压端子322连接。此外，可变电容元件320a与电容元件321a、可变电容元件320b与电容元件321b分别串联连接，这些接点的每个都与控制电压输入端子35连接。电容元件321a、321b直流分离分别从VCC经由电感元件20a、20b施加的电压和从控制电压输入端子35施加到可变电容元件320a、320b的电压。

第二可变电容部430具有分别与电感元件20a、20b并联连接的第一电容开关电路41a、41b和分别与该第一电容开关电路41a、41b并联连接的第二电容开关电路42a、42b。并且，第一电容开关电路41a具有电容元件(第三电容元件)410a和第一开关411a，该第一开关411a与该电容元件410a串联连接，并根据从第一电容控制端子413供给的信号切换接通断开。同样地，第一电容开关电路41b具有电容元件(第三电容元件)410b和第一开关411b，该第一开关411b与该电容元件410b串联连接，并根据从第一电容控制端子413供给的信号切换接通断开。第一开关411a和第一开关411b串联连接，其接点与GND连接。并且，第二电容开关电路42a具有电容元件(第四电容元件)420a和第二开关421a，该第二开关421a与该电容元件420a串联连接，并根据从第二电容控制端子423供给的信号切 换接通断开。同样地，第二电容开关电路42b具有电容元件(第四电容元件)420b和第二开关421b，该第二开关421b与该电容元件420b串联连接，并根据从第二电容控制端子423供给的信号切换接通断开。第二开关421a和第二开关421b串联连接，其接点与GND连接。

此外，振荡电路2如图1所示，具备与谐振电路3连接的两个NPN晶体管11a、11b、两个反馈用电容元件13a、13b、两个去耦用电容元件15a、15b、两个电阻17a、17b以及恒流源19。

电感元件20a的一个电极(与VCC连接的电极的相反侧的电极)和晶体管11a的集电极连接，电感元件20b的一个电极(与VCC连接的电极的相反侧的电极)和晶体管11b的集电极连接。

晶体管11a的基极经由反馈用电容元件13a与晶体管11b的集电极连接，晶体管11b的基极经由反馈用电容元件13b与晶体管11a的集电极连接。即，反馈用电容元件13a的一个电极与晶体管11a的基极连接，另一电极与晶体管11b的集电极连接。同样地，反馈用电容元件13b的一个电极与晶体管11b的基极连接，另一电极与晶体管11a的集电极连接。

此外，晶体管11a的发射极和晶体管11b的发射极连接，并且接点与恒流源19的用作一个端子的上游侧连接。另外，该恒流源19的用作另一个端子的下游侧与GND连接。

并且，晶体管11a的基极经由电阻17a与恒压源Vb连接，同样地，晶体管11b的基极经由电阻17b与恒压源Vb连接。此外，晶体管11a的基极经由去耦用电容元件15a与局部振荡信号输出端子18a连接，同样地，晶体管11b的基极经由去耦用电容元件15b与局部振荡信号输出端子18b连接。

PLL60具有与局部振荡器1的局部振荡信号输出端子18a、18b的输出侧连接的振荡频率分频器610和与基准频率输入端子620连接的基准频率分频器630。并且，PLL60具有比较来自振荡频率分频器610的信号和来自基准频率分频器630的基准频率信号的相位比较器640。并且，PLL60具有电荷泵电路650，相位比较器640的比较结果被输入到该电荷泵电路650，并且该电荷泵电路650经由环路滤波器660将控制电压供给给局部振荡器1的控制电压输入端子35。因此，PLL60具有如下控制电路的功能，即，该控制电路经由控制电压输入端子35，根据从振荡电路2输出的局部信号的 频率向谐振电路3供给控制电压。

接着说明如以上构成的局部振荡器1的振荡频率的特性。

在图1中，从局部振荡器1的振荡信号输出端子18a、18b以相位相互相反的方式输出的谐振频率为谐振电路3中的谐振频率。并且，该谐振频率由第一可变电容部33、第二可变电容部430及电感20a、20b决定。并且，第一可变电容部33中具备的可变电容元件310a、310b的电容值由从第一基准电压生成电路6经由第一基准电压端子312输入的第一基准电压V_REF1和由控制电压输入端子35施加的控制电压V_T决定。同样地，第二可变电容元件320a、320b的电容值由从第二基准电压生成电路7经由第二基准电压端子322输入的第二基准电压V_REF2和由控制电压输入端子35施加的控制电压V_T决定。并且，第二可变电容部430的电容值是通过如下方式决定的，即通过第一开关411a、411b、第二开关421a、421b的接通断开切换，使电容元件410a、410b与电容元件420a、420b若干段并联连接。

此处，第一开关411a、411b、第二开关421a、421b的控制按照从PLL60的频率调整电路670输出的控制信号进行。该频率调整电路670比较振荡频率分频器610的输出信号f_DIV与基准频率分频器630的输出信号f_REF的频率差，决定使f_DIV与f_REF频率差分最小的电容值。并且，频率调整电路670考虑电容元件410a、410b、电容元件420a、420b的组合，经由第一、第二电容控制端子413、423控制第一开关411a、411b和第二开关421a、421b。通过该结构，能够获得较大的振荡频率范围。

另外，在局部振荡器1和PLL60锁定的状态下，局部振荡器1的控制电压输入端子35中被施加控制电压V_T，第一电容控制端子413和第二电容控制端子423中被输入第一电容控制信号和第二电容控制信号。

接着，使用图2说明第一基准电压生成电路6及第二基准电压生成电路7。图2是表示图1中的第一基准电压生成电路6和第二基准电压生成电路7的具体结构的一个示例的图。在图2中，第一基准电压生成电路6具备解码电路600、电阻611～618、及开关621～628。第二基准电压生成电路7也具备解码电路700、电阻711～718、及开关721～728。

解码电路600、700分别解码从第一电容控制端子413输入的第一电容控制信号的接通断开和从第二电容控制端子423输入的第二电容控制信号的接通断开，例如，输出从各4组的输出中只接通一组的控制信号。

第一基准电压生成电路6中的电阻611～618、开关621～628，构成在VCC-GND之间设定为不同的电阻分割比的4组电压生成电路，以通过解码电路600接通开关的1组电压生成电路的电阻分割比决定的V_REF1从第一基准电压端子312输出。此外，同样地，第二基准电压生成电路7中的电阻711～718、开关721～728，同样地构成在VCC-GND之间设定为不同电阻分割比的4组电压生成电路，以通过解码电路700接通开关的1组电压生成电路的电阻分割比决定的V_REF2从第二基准电压端子322输出。

(表1)是表示图2中表示的第一基准电压生成电路6和第二基准电压生成电路7的输入输出信号的设定的一个示例的表。

表1

在(表1)中，“输入”表示第一电容控制信号和第二电容控制信号的4个组合，“输出”表示第一基准电压V_REF1和第二基准电压V_REF2的电压设定例。此外，“第二可变电容部的设定”表示频段1～4中的第二可变电容部430的电容值。

图3是局部振荡器1的频率特性图，表示被施加到控制电压输入端子35中的第一可变电容部控制电压(V_T)和局部振荡器1的振荡频率(f_OSC)的关系。

在图3中，频段1～4是以4种组合方式接通断开图1表示的第一开关411a、411b、第二开关421a、421b时的f_OSC/V_T的特性。

各频段1～4的实线表示本实施方式中的、频段1～4的f_OSC/V_T的频率控制灵敏度在各频段大致相同的特性。另一方面，频段1～4的虚线表示频段1～4的f_OSC/V_T的频率控制灵敏度在f_OSC越高的频段越大的现有的局部振荡器10的特性。

图4是图1中的局部振荡器1的相位噪声特性图，表示局部振荡器1的 振荡频率(f_OSC)和相位噪声的关系。图4中的实线和虚线表示图3表示的两种频率特性的不同。也就是说，实线表示频段1～4的f_OSC/V_T的频率控制灵敏度在各频段大致相同时的、本实施方式中的相位噪声特性，在较大的频率范围相位噪声大致恒定。另一方面，虚线表示频段1～4的f_OSC/V_T的频率控制灵敏度在f_OSC越高的频段越大时的、现有的相位噪声特性，随着振荡频率增大，频率控制灵敏度变高相位噪声增加。

在本实施方式中，局部振荡器1根据从PLL60的频率调整电路670输出到第一电容控制端子413及第二电容控制端子423的第一控制信号及第二控制信号，连动切换第二可变电容部430的电容值和第一可变电容部33的电容值两者。由此，设定第二可变电容部430的电容值变得越小(振动频率高的频段)，第一可变电容部33的电容值相对于控制电压V_T的变化越小。因此，图3、图4的虚线表示的特征能够调整为实线表示的特征。即，能够使频段1～4的频率控制灵敏度在各频段大致相同，并能在较大的频率范围使相位噪声特性大致恒定。

图5A～图5D是分别表示图3所示的频段1至频段4的第一可变电容部33的电容值的变化的图，表示被施加到控制电压输入端子35中的控制电压V_T与第一可变电容部33的电容值的关系。从上部开始依次表示第二可变电容电路32a、32b的电容值、第一可变电容电路31a、31b的电容值、第一可变电容部33整体的电容值。另外，图5A～图5D中，控制电压V_T的实际使用范围为VL～VH范围。

图5A～图5D中的频段1～4的不同点是第一基准电压V_REF1和第二基准电压V_REF2的设定电压不同，各频段的设定的第一基准电压V_REF1和第二基准电压V_REF2是(表1)中表示的第一基准电压生成电路6、第二基准电压生成电路7的输出电压。

另外，图5A～图5D中的横轴是控制电压V_T。对第一可变电容元件310a、310b和第二可变电容元件320a、320b在连接背栅间的各接点上施加控制电压V_T。此外，对连接栅极间的各接点施加第一基准电压V_REF1和第二基准电压V_REF2。因此，有如下关系，随着控制电压V_T的增加各电容值降低，并且，第一基准电压V_REF1和第二基准电压V_REF2增加的话，各电容值反而降低。

图5A所示的频段1表示第一可变电容部33的电容值的变化最大的形 态。设定电压为V_REF1＝V_REF2＝(3/6)×VCC，第一可变电容电路31a、31b和第二可变电容电路32a、32b的电容值能在控制电压V_T的整个实际使用范围(VL-VH)内变化。因此，能够增大并联连接第一可变电容电路31a、31b和第二可变电容电路32a、32b而构成的第一可变电容部33的电容变化。

接着，图5B所示的频段2中，设定电压为V_REF1＝(2/6)×VCC、V_REF2＝(4/6)×VCC，V_REF1和V_REF2的电压比频段1向正负反向偏移(1/6)×VCC。第一可变电容电路31a、31b和第二可变电容电路32a、32b的电容变化分别在VL附近、VH附近饱和，第一可变电容部33的电容变化比频段1小。

以后同样地，图5C所示的频段3中，V_REF1和V_REF2的电压比频段2向正负反向偏移(1/6)×VCC，图5D所示的频段4中，V_REF1和V_REF2的电压比频段3向正负反向偏移(1/6)×VCC。由此，第一可变电容电路31a、31b和第二可变电容电路32a、32b的电容变化分别在VL附近、VH附近饱和，第一可变电容部33的电容变化更小。

即，如图5A～图5D所示，通过将第一及第二基准电压V_REF1、V_REF2向正负反向偏移，可使第一可变电容部33的相对于控制电压V_T的电容变化的关系可变。

另外，(式10)～(式12)是从(式5)～(式8)导出并表示使频段1～4的频率控制灵敏度大致相同时设定的第一可变电容部33的控制电压V_T与电容变化的关系的式子，用αV_T+β表示第一可变电容部33的控制电压V_T和电容变化的关系。

施加不同的第一及第二基准电压V_REF1、V_REF2的频段1～4中的各系数α1～α4、β1～β4的关系可设定为(式10)～(式12)所示的值。

(式10)

$\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{OSC}2}/{\mathrm{dV}}_T}{{\mathrm{df}}_{\mathrm{OSC}1}/{\mathrm{dV}}_T}=\left\{\frac{\frac{3}{2}{C}_{\mathrm{SW}1}(C1+{\mathrm{\α}}_1{V}_T+{\mathrm{\β}}_1)+C1({\mathrm{\α}}_1{V}_T+{\mathrm{\β}}_1)}{C_{\mathrm{SW}1}(C1+{\mathrm{\α}}_2{V}_T+{\mathrm{\β}}_2)+C1({\mathrm{\α}}_2{V}_T+{\mathrm{\β}}_2)}\right\}=1$

${\mathrm{\α}}_2{V}_t+{\mathrm{\β}}_2=\left(\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{{2C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}\right){\mathrm{\α}}_1{V}_T+(\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{{2C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{\mathrm{\β}}_1-\frac{C_{\mathrm{SW}1}\·C1}{{2C}_{\mathrm{SW}1}+2C1})$

∴  ${\mathrm{\α}}_2=\left(\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{{2C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}\right){\mathrm{\α}}_1,{\mathrm{\β}}_2=(\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{{2C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{\mathrm{\β}}_1-\frac{C_{\mathrm{SW}1}\·C1}{{2C}_{\mathrm{SW}1}+2C1})$

(式11)

$\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{OSC}3}/{\mathrm{dV}}_T}{{\mathrm{df}}_{\mathrm{OSC}1}/{\mathrm{dV}}_T}=\left\{\frac{\frac{3}{2}{C}_{\mathrm{SW}1}(C1+{\mathrm{\α}}_1{V}_T+{\mathrm{\β}}_1)+C1({\mathrm{\α}}_1{V}_T+{\mathrm{\β}}_1)}{\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{SW}1}(C1+{\mathrm{\α}}_3{V}_T+{\mathrm{\β}}_3)+C1({\mathrm{\α}}_3{V}_T+{\mathrm{\β}}_3)}\right\}=1$

${\mathrm{\α}}_3{V}_T+{\mathrm{\β}}_3=\left(\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{C_{\mathrm{SW}1}+2C1}\right){\mathrm{\α}}_1{V}_T+(\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{C_{\mathrm{SW}1}+2C1}{\mathrm{\β}}_1-\frac{{2C}_{\mathrm{SW}1}\·C1}{C_{\mathrm{SW}1}+2C1})$

∴  ${\mathrm{\α}}_3=\left(\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{C_{\mathrm{SW}1}+2C1}\right){\mathrm{\α}}_1,{\mathrm{\β}}_3=(\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{C_{\mathrm{SW}1}+2C1}{\mathrm{\β}}_1-\frac{{2C}_{\mathrm{SW}1}\·C1}{C_{\mathrm{SW}1}+2C1})$

(式12)

$\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{OSC}4}/{\mathrm{dV}}_T}{{\mathrm{df}}_{\mathrm{OSC}1}/{\mathrm{dV}}_T}=\left\{\frac{\frac{3}{2}{C}_{\mathrm{SW}1}(C1+{\mathrm{\α}}_1{V}_T+{\mathrm{\β}}_1)+C1({\mathrm{\α}}_1{V}_T+{\mathrm{\β}}_1)}{C1({\mathrm{\α}}_4{V}_T+{\mathrm{\β}}_4)}\right\}=1$

${\mathrm{\α}}_4{V}_T+{\mathrm{\β}}_4=\left(\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{2C1}\right){\mathrm{\α}}_1{V}_T+(\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{2C1}{\mathrm{\β}}_1-\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}}{2})$

∴  ${\mathrm{\α}}_4=\left(\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{2C1}\right){\mathrm{\α}}_1,{\mathrm{\β}}_4=(\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}+2C1}{2C1}{\mathrm{\β}}_1-\frac{{3C}_{\mathrm{SW}1}}{2})$

这样，设置可设定不同的基准电压的多个可变电容元件，通过切换使用这些基准电压，在振荡频率高的频段，能够降低局部振荡器的频率控制灵敏度，使局部振荡器的整个振荡频率范围内频率控制灵敏度大致恒定。因此，在较大的范围能够提高相位噪声特性。

另外，在图1中，第二可变电容部430使用第一电容开关电路41a、41b和第二电容开关电路42a、42b这两组电路，该组数和电容元件410a、 410b的值，电容元件420a、420b的电容值可配合规定的振荡频率的范围适当地选择。

此外，在图1中，说明了第一可变电容部33为第一可变电容元件310a、310b和第二可变电容元件320a、320b的两组结构，但是也可为3组以上。

例如，如图6所示，设置从第三基准电压端子332输出基于第一控制信号及第二控制信号的第三基准电压V_REF3的第三基准电压生成电路50。该第三基准电压V_REF3和来自控制电压输入端子35的控制电压V_T被施加到各端子，并且，追加与第一可变电容电路31a、31b及第二可变电容电路32a、32b并联连接的第三可变电容电路33a、33b。第三可变电容电路33a与第一可变电容电路31a及第二可变电容电路32a相同，具有根据控制电压V_T和基准电压V_REF3使电容值变化的第三可变电容元件330a。此外，具有与第一可变电容元件330a串联连接的电容元件331a。同样地，第三可变电容电路33b与第一可变电容电路31b及第二可变电容电路32b相同，具有根据控制电压V_T和基准电压V_REF3使电容值变化的第三可变电容元件330b。此外，具有与第一可变电容元件330b串联连接的电容元件331b。

根据该结构，追加的第三可变电容元件330a、330b的相对于控制电压V_T的电容变化与第一可变电容元件310a、310b及第二可变电容元件320a、320b独立地控制。因此，能够更细微地调整局部振荡器的频率控制灵敏度，可在更大的频率范围提高相位噪声特性。

(第二实施方式)

以下，使用图7说明本发明的第二实施方式。另外，对于与第一实施方式相同的结构，赋予相同的标记并省略其说明，只详述不同点。图7是表示本实施方式中的第一基准电压生成电路6及第二基准电压生成电路7的图。

图7所示的第一基准电压生成电路6及第二基准电压生成电路7与第一实施方式的不同点在于，在VCC-GND之间设定为不同的电阻分割比的各4组电压生成电路的每组中使用二极管681～684、781～784。通常，在半导体内构成生成预定电压的电路时，为了避免不必要的耗电的增加和由图2所示的电阻体引起的电路规模的增加多使用二极管。

第一基准电压生成电路6具有分别串联连接电阻611～618、开关 621～628及二极管681～684的4组电压生成电路。例如，从VCC侧向GND侧串联连接电阻612(R1)、二极管681、开关622、开关621、电阻611(R2)的一组电压生成电路被选择时，从开关622和开关621被连接的点输出(式13)所示的第一基准电压V_REF1。

此处，(式13)是因二极管681中产生的基极-发射极间电压V_BE而与温度变化同方向的电压变化。

(式13)

$V_{\mathrm{REF}1}=\frac{(\mathrm{VCC}-V_{\mathrm{BE}})R2}{R1+R2}=\frac{\mathrm{VCC}\·R2-V_{\mathrm{BE}}\·R2}{R1+R2}$

同样地，第二基准电压生成电路7具有分别串联连接电阻711～718、开关721～728及二极管781～784的4组电压生成电路。例如，从VCC侧向GND侧串联连接电阻712(R1)、开关722、开关721、二极管781、电阻711(R2)的一组电压生成电路被选择时，从开关722和开关721被连接的点输出(式14)所示的第二基准电压V_REF2。

此处，(式14)是因二极管781中产生的基极-发射极间电压V_BE而与温度变化同方向的电压变化。

(式14)

$V_{\mathrm{REF}2}=\frac{(\mathrm{VCC}-V_{\mathrm{BE}})R2}{R1+R2}+V_{\mathrm{BE}}=\frac{\mathrm{VCC}\·R2+V_{\mathrm{BE}}\·R1}{R1+R2}$

根据上述结构，第一基准电压V_REF1和第二基准电压V_REF2相对温度向正负反向变化。并且，由被施加了第一基准电压V_REF1和第二基准电压V_REF2的第一可变电容电路31a、31b及第二可变电容电路32a、32b构成的第一可变电容部33为温度变化较小的电容值。因此，能够使从局部振荡器1输出的振荡频率的温度变化较小。

图8是表示具备使用了第一实施方式或第二实施方式中表示的局部振荡器的接收装置的、本发明的电子设备的一个实施方式的概略结构图。

在图8中，在本实施方式中表示了以电视广播接收设备作为电子设备。本实施方式的电视广播接收设备具备第一实施方式或第二实施方式中 表示的局部振荡器81。并且，本实施方式的电视广播接收设备还具备使用从局部发送器81输出的局部信号，将用天线82接收的接收信号转换为中频信号的混频器83。并且，本实施方式的电视广播接收设备还具备解调从该混频器83输出的中频信号的解调部84。并且，本实施方式的电视广播接收设备还具备连接在解调部84的输出侧的信号处理部85和连接在信号处理部85的输出侧的、包含扬声器及显示装置的再现部86。

另外，局部发送器81、混频器83及解调部84构成本发明的接收装置87。

此外，在图8中，在天线82和混频器83之间耦合有高频放大器88，在混频器83和解调部84之间耦合有中频放大器89。

根据本发明的方式，如在第一实施方式及第二实施方式中所说明的，能够在较大的频率范围内通过良好的相位噪声特性再现高质量的图像和声音。

此外，同样地，用使用了第一实施方式或第二实施方式中说明的局部振荡器的接收装置构成调谐器的话，能够接收较大的频率范围的广播，并且能够通过良好的相位噪声特性再现高质量的图像和声音。

并且，用使用了第一实施方式或第二实施方式中说明的局部振荡器的电子设备构成通信系统的话，能够对应具有不同频段的通信标准，并且能够通过良好的相位噪声特性接收发送高质量的图像和声音及数据。

工业利用可能性

本发明的局部振荡器能够同时实现较广的振荡频率范围和良好的相位噪声特性，可用于便携终端或车载用电视广播接收设备等电子设备。例如，可用于需要较大频率范围的广播接收和高质量的图像、声音、数据的再现的调谐器。此外，可用于对应具有不同的多个频段的通信标准，需要高质量的图像、声音、数据的接收发送的通信系统。

Claims (7)

1.一种局部振荡器，其具备

振荡电路和与所述振荡电路连接的谐振电路，

所述谐振电路具有：与所述振荡电路连接的电感元件；与所述电感元件连接的第一可变电容部；以及与所述第一可变电容部并联连接的第二可变电容部，

所述第一可变电容部具有：与所述电感元件连接，并且根据控制电压和从第一基准电压生成电路输出的第一基准电压使电容值变化的第一可变电容元件；以及与所述第一可变电容元件并联连接，并且根据所述控制电压和从第二基准电压生成电路输出的第二基准电压使电容值变化的第二可变电容元件，

所述第二可变电容部具有：与所述电感元件并联连接的第三电容元件；与所述第三电容元件串联连接的第一开关元件；与所述电感元件并联连接的第四电容元件；以及与所述第四电容元件串联连接的第二开关元件，

所述第二可变电容部的电容，通过由来自第一电容控制端子的信号对所述第一开关元件进行导通关断、由来自第二电容控制端子的信号对所述第二开关元件进行导通关断而能够改变，

所述第一基准电压生成电路和第二基准电压生成电路，分别根据来自所述第一电容控制端子的信号和来自所述第二电容控制端子的信号生成所述第一基准电压和第二基准电压，

所述第一可变电容元件，通过所述控制电压与所述第一基准电压的电压差改变电容值，

所述第二可变电容元件，通过所述控制电压与所述第二基准电压的电压差改变电容值。

2.根据权利要求1所述的局部振荡器，其中，

所述第一可变电容部还具有：与所述第一可变电容元件串联连接的第一电容元件；以及与所述第二可变电容元件串联连接的第二电容元件。

3.根据权利要求1所述的局部振荡器，其中，

所述第一可变电容元件和第二可变电容元件，分别由直接串联连接的2个可变电容元件构成，

对构成所述第一可变电容元件的2个可变电容元件的连接点供给所述第一基准电压，

对构成所述第二可变电容元件的2个可变电容元件的连接点供给所述第二基准电压，

所述控制电压被提供给所述第一可变电容元件的两端，

所述控制电压被提供给所述第二可变电容元件的两端。

4.根据权利要求1所述的局部振荡器，其中，

所述第一可变电容部还具有与所述第一可变电容元件并联连接，并且根据所述控制电压和从第三基准电压生成电路输出的第三基准电压使电容值变化的第三可变电容元件，

所述第三基准电压生成电路，根据来自所述第一电容控制端子的信号和来自所述第二电容控制端子的信号生成所述第三基准电压，

所述第三可变电容元件，通过所述控制电压与所述第三基准电压的电压差改变电容值。

5.根据权利要求1所述的局部振荡器，其中，

所述第一基准电压生成电路和第二基准电压生成电路，分别具有对输入的来自所述第一电容控制端子的信号和来自所述第二电容控制端子的信号进行解码的解码电路，

所述第一基准电压生成电路和第二基准电压生成电路，为了分割电压VCC，还分别对应所述解码电路的输出具有：从VCC侧起依次串联连接的第一电阻、由所述解码电路的输出导通关断的第三开关元件和第四开关元件、以及第二电阻，

所述第一基准电压生成电路和所述第二基准电压生成电路的一方，还具有在比所述第三开关更靠VCC侧与所述第一电阻串联连接的二极管，另一方还具有从所述第四开关元件在与VCC侧相反侧与所述第二电阻串联连接的二极管，

所述第一基准电压生成电路，从所述第三开关元件与所述第四开关元件的连接点输出所述第一基准电压，

所述第二基准电压生成电路，从所述第三开关元件与所述第四开关元件的连接点输出所述第二基准电压，

所述第一基准电压和所述第二基准电压，相对于温度变化互相正负反向变化。

6.一种接收装置，其具备：

振荡电路；与所述振荡电路连接的谐振电路；根据从所述振荡电路输出的局部信号的频率向所述谐振电路供给控制电压的控制电路；使用从所述振荡电路输出的局部信号将接收信号转换为中频信号的混频器；以及解调从所述混频器输出的所述中频信号的解调器，

所述谐振电路具有：与所述振荡电路连接的电感元件；与所述电感元件连接的第一可变电容部；以及与所述第一可变电容部并联连接的第二可变电容部，

所述第一可变电容部具有：与所述电感元件连接，并且根据所述控制电压和从所述第一基准电压生成电路输出的第一基准电压使电容值变化的第一可变电容元件；以及与所述第一可变电容元件并联连接，并且根据所述控制电压和从所述第二基准电压生成电路输出的第二基准电压使电容值变化的第二可变电容元件，

所述第二可变电容部具有：与所述电感元件并联连接的第三电容元件；与所述第三电容元件串联连接的第一开关元件；与所述电感元件并联连接的第四电容元件；以及与所述第四电容元件串联连接的第二开关元件，

所述第二可变电容部的电容，通过由来自第一电容控制端子的信号对所述第一开关元件进行导通关断、由来自第二电容控制端子的信号对所述第二开关元件进行导通关断而能够改变，

所述第一基准电压生成电路和第二基准电压生成电路，分别根据来自所述第一电容控制端子的信号和来自所述第二电容控制端子的信号生成所述第一基准电压和第二基准电压，

所述第一可变电容元件，通过所述控制电压与所述第一基准电压的电压差改变电容值，

所述第二可变电容元件，通过所述控制电压与所述第二基准电压的电压差改变电容值。

7.一种电子设备，其具备：振荡电路；与所述振荡电路连接的谐振电路；根据从所述振荡电路输出的局部信号的频率向所述谐振电路供给控制电压的控制电路；使用从所述振荡电路输出的局部信号将接收信号转换为中频信号的混频器；与所述混频器的输出侧连接的解调部；与所述解调部的输出侧连接的信号处理部；以及与所述信号处理部的输出侧连接的再现部，

所述谐振电路具有：与所述振荡电路连接的电感元件；与所述电感元件连接的第一可变电容部；以及与所述第一可变电容部并联连接的第二可变电容部，

所述第一可变电容部具有：与所述电感元件连接，并且根据所述控制电压和从第一基准电压生成电路输出的第一基准电压使电容值变化的第一可变电容元件；以及与所述第一可变电容元件并联连接，并且根据所述控制电压和从第二基准电压生成电路输出的第二基准电压使电容值变化的第二可变电容元件，

所述第二可变电容部具有：与所述电感元件并联连接的第三电容元件；与所述第三电容元件串联连接的第一开关元件；与所述电感元件并联连接的第四电容元件；以及与所述第四电容元件串联连接的第二开关元件，

所述第二可变电容部的电容，通过由来自第一电容控制端子的信号对所述第一开关元件进行导通关断、由来自第二电容控制端子的信号对所述第二开关元件进行导通关断而能够改变，

所述第一基准电压生成电路和第二基准电压生成电路，分别根据来自所述第一电容控制端子的信号和来自所述第二电容控制端子的信号生成所述第一基准电压和第二基准电压，

所述第一可变电容元件，通过所述控制电压与所述第一基准电压的电压差改变电容值，

所述第二可变电容元件，通过所述控制电压与所述第二基准电压的电压差改变电容值。

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