CN101536302A - 用于运行异步电机的三相变流器的控制和/或调节 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于运行一异步电机(K)的控制和/或调节装置，该异步电机由一三相变流器(G)供电。一控制和/或调节结构(简称：结构)(1，2，3，4，5，C，F)具有一定子磁通调节器(R)和一用于产生基于平均值的脉冲信号的脉冲波形发生器(P)，其中该定子磁通调节器(R)的一输出端与该脉冲波形发生器(P)的一输入端相连接，以致该脉冲波形发生器(P)可根据一由该定子磁通调节器(R)产生的调节量来产生所述脉冲信号，其中该定子磁通调节器(R)被构造用于根据该异步电机(K)的定子磁通的给定值以及根据该异步电机(K)的转矩的给定值产生所述调节量，并且其中该定子磁通调节器(R)具有最少拍调节特性。

Description

用于运行异步电机的三相变流器的控制和/或调节

技术领域

本发明涉及一种用于向异步电机供电的三相变流器的控制和/或调节装置。此外本发明涉及一种相应的控制和/或调节方法。特别地，本发明尤其涉及用于变流器供电的三相异步电机的转矩给定值和定子磁通给定值的被控制和/或被调节的施加。本发明尤其可在大功率应用中使用，例如用于向轨道机动车辆的驱动电机供电的牵引变流器。

背景技术

这种驱动系统的特征是结合三相脉冲逆变器以及加入的中间回路电压使用三相异步电机。所述驱动系统由于所需要的高功率密度和效率要求以相对低的开关频率工作。例如在用于长途快车的机车、机动车辆和重轨短途交通机车中，在电压调节区域中的开关频率仅位于300Hz至800Hz的范围中。在轻轨短途交通中，该开关频率典型地位于800Hz至3kHz的范围中。可供使用的中间回路电压必须被优化地充分利用，即所使用的控制结构和/或调节结构必须能够在无调节技术上所要求电压调节备用(Spannungsstellreserve)的情况下在弱磁场区域中工作。此外为了避免不允许的电网反作用，需要产生一个静态确定的和可被影响的谐波频谱。这要求与变流器的相对低的开关频率和最大的输出电压一起使用同步的脉冲发生方法。

对变流器供电的牵引传动的调节动态特性的要求也是相对高的。通常在对传动系统的这种调节技术上的要求的情况下，在低的功率范围和中等功率范围中与传统的磁场定向调节方法相结合地使用具有相对高的开关频率(5kHz至20kHz)的变流器。

尤其对于直接工作在直流电压滑接线上的无输入调节器的牵引应用，重要的是调节部分相对滑接线电压跳变的良好的抗干扰特性。滑动过程及打滑过程的控制，以及机械的传动振动的阻尼以及在可振荡的LC输入滤波器上的稳定工作要求良好的和相对同样功率等级的静态驱动而言的高动态性能的、间接转矩输入的导控性能。

此外用于保护变流器和/或电动机的调节和/或控制方法必须保证一个可设计的最大电流负荷并且必须可靠地防止所连接的三相异步电机或一组驱动装置内的各个电机的倾覆。出于上述原因这也适合于或者尤其适合于干扰量改变和给定参量改变的情况。

尤其适合于在所述边界条件下使用的方法已被公知。对于这些公知方法，所共同的是将相应的控制和/或调节方法划分成如下的主要功能：测量值的检测、磁通模型、调节结构以及控制装置(用于脉冲发生)，其中尤其是调节结构和控制装置在各个所述的方法中是不同的。通常所述功能部分地或全部地在一个信号处理系统中以及部分地借助于直接的FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)支持来实现。

通常对于所述的驱动调节装置将检测以下的模拟的被测量：

·三个逆变器相电流中的至少两个(电机电流或具有并联连接的电机的一组驱动装置中的各个电机电流的总和)以及

·脉冲逆变器的中间回路电压，

·在一个可能的变型中也可附加地检测逆变器输出端的两个线电压，

·可选择地附加检测各个电机温度以及用于跟踪与温度相关的、电机的电阻参数，

·作为其它的被测量可选择性地检测电机转速，

·如果一个逆变器向两个或多个并联连接的牵引电机供电，则优选地检测各个电机的转速并将例如算数平均值用于调节。

公知的磁场定向调节方法的基础是转子磁通定向方法中的对转子磁通的大小和角位置的掌握和/或定子磁通定向方法中的对定子磁通大小和角位置的掌握。但因为磁通交联和电机的转矩不能直接地测量，所以通常使用计算模型(磁通模型)，该模型模拟异步电机的内部结构。

磁通模型尤其用于由所测量的或通过适当的计算所模拟的电机端电压、电机电流及转速的实际值来确定磁通。该磁通模型通常由两个公知的异步电机的部分模型组成，即所谓的电压模型和所谓的电流模型。在较低转速时电流模型的影响占优势，而相反地在较高转速时电压模型的影响占优势。两个部分模型的组合兼有二者的优点并可被理解为由电流模型引导的电压模型。

在Stanke，G.和Horstmann，D.所著的：“Die stromrichternaheAntriebsregelung des  für BahnautomatisierungssystemeSIBAS32”，eb-Elektrische Bahnen，第90卷(1992年)，第11期，第344-350页中描述的方法涉及一种具有用于控制变流器的异步和同步脉冲发生的、基于平均值的转子磁通定向调节方法。除了尤其是同步脉冲发生和间接的两分量电流调节(参见上面)的优点外，该方法相对其它的方法在可达到的调节动态特性方面和干扰特性方面-尤其当中间回路电压改变时-具有缺点。

在Depenbrock，M.所著的：“Direkte Selbstregelung(DSR)fürhochdynamische Drehfeldantriebe mit Stromrichterspeisung”，etzArchiv，第7卷(1985年)，第7期，第211-218页中，或者在

，M.，Kremer，R.和Steuerwald，G.所著的：“Direkte Selbstregelung，einneuartiges Regelverfahren für Traktionsantriebe im Ersteinsatz beidieselelektrischen Lokomotiven”，eb-Elektrische Bahnen，第89卷(1991年)，第3期，第79-87页中所描述的DSR方法是一种专门适用于牵引驱动装置的、基于瞬时值的方法，该方法尤其具有优化的动态特性，但不具有可重现的静态特性。此外DSR不允许开关频率相对基频的很小的比例。此外由于变流器的最小导通持续时间，在小转速时的工作是有问题的，这可通过转换到一个替换的、同样基于定子磁通的调节方法ISR来解决(见所述

，M等人发表的文章)。

并且在“Direkte Drehmomentregelung von Drehstromantrieben”ABB Technik，第3期(1995年)，第19-24页中描述的DTC方法作为基于瞬时值的方法提供了如直接自调节(DSR)那样的优化的动态特性，但其静态特性同样不可重现并且该直接转矩调节也不允许开关频率相对基频的很小的比例。与DSR相反地，在DTC方法中定子磁通轨迹在一个圆轨道上导行，这尤其需要变流器的明显更高的开关频率。

在WO 2005/018086 A1中，在Amler，G.，Hoffmann，F.，Stanke，G.，Sperr，F.，Weidauer，M.所著：“Highly dynamic and speed sensorlesscontrol of traction drives”EPE 2003年图卢兹会议会刊中，在Evers，C.，Steimel，A.，

，K.所著的：“Flux-guided control strategy forpulse pattern changes without transients of torque and current for highpower IGBT-inverter drives”EPE 2001年格拉茨会议会刊中以及在

，K.所著的：“Quasi-synchrone statorflussgeführte Pulsverfahrenfür die wechselrichtergespeiste Induktionsmaschine”，博士论文，2001年，德国工程师协会(VDI)进展报告，第21刊，第302号中所描述的方法通过基于瞬时值的定子磁通导控的脉冲发生尤其克服了上述的缺点，如在具有后置脉冲波形发生器的基于平均值的调节方法的相对低的开关频率的情况下的较差的调节动态特性和较差的干扰特性。

发明内容

本发明的任务在于：给出开始部分所述类型的用于三相变流器的控制和/或调节装置，它允许使用基于平均值的脉冲波形发生来控制变流器，其中尤其对于轨道机动车中的牵引应用，在所提供的变流器的输入电压的最佳充分利用的情况下可满足所述高动态性能的要求。此外，在低开关频率时可产生稳定地确定的和可被影响的谐波频谱。

本发明的一个另外的任务是，给出一种这样的控制和/或调节装置，它允许在一个进一步统一的控制和/或调节结构中既可使用基于平均值的脉冲波形发生也可使用基于瞬时值的脉冲波形发生来控制变流器。

本发明的又一任务在于，给出用于运行由三相变流器供电的异步电机的相应的控制和/或调节方法。

本发明提出一种具有一个控制和/或调节结构的控制和/或调节装置，它具有一个定子磁通调节器和一个至少用于产生基于平均值的脉冲信号的脉冲波形发生器。定子磁通调节器根据一个尤其由前置的转差频率调节器产生的输入量以及根据其它的输入信号来产生脉冲信号。脉冲波形发生器的定子磁通调节器被构造用于根据异步电机的定子磁通的给定值以及根据异步电机的转矩的给定值来产生调节量。根据本发明，定子磁通调节器具有最少拍调节特性。

此外还提出，所述控制和/或调节装置具有一个控制和/或调节结构，它具有一个转差频率调节器以及一个用于产生基于平均值和基于瞬时值的脉冲信号的、具有自身定子磁通调节的脉冲波形发生器。基于平均值与基于瞬时值的脉冲信号可选择地和根据相应的工作状态来产生。这里脉冲波形发生器应理解为可具有例如分别产生基于平均值或基于瞬时值的脉冲信号的各个脉冲波形发生器的一个总的脉冲波形发生器。转差频率调节器的输出端与总的脉冲波形发生器的输入端连接，以致脉冲波形发生器可根据一个由转差频率调节器产生的调节量以及其它的输入信号来产生脉冲信号。定子磁通调节器尤其如上所提出地构成。

对于具有最少拍特性的调节器尤其应理解为一种调节器，它(如p调节器，即具有比例分量的调节器)在调节量计算时考虑给定参量的给定值与给定参量的实际值之间的差值。因此如在一个p调节器中将进行给定值与实际值的比较。但与传统的p调节器不同的是，具有最少拍特性的调节器不具有可调节的调节放大系数。描述一个p调节器的调节特性以及具有给定值与实际值的差值乘以(可调节的)放大系数的方程式因此例如可这样地转化成一个描述最少拍调节器的调节特性的方程式，其方式是调节放大系数被置于一个恒定的、不可调节的值上。如在对附图(尤其是附图9)的描述中还要说明的，为了计算一个具有最少拍特性的调节器的输出量将给定值与实际值的差值与一个因数或与多个因数相乘，这些因数与当前的工作状态相关和/或与一个期待值相关。但这种因数不是调节技术意义上的调节放大系数。

本发明基于这样的认识：在基于平均值的脉冲发生的范围中在中间回路电压和/或转速的跳变式的改变时，当使用具有用于定子磁通调节的p调节器的的传统调节结构(以及可能使用附加的同步调节器用来保证在同步的、基于平均值的脉冲发生时的同步)的情况下可导致可控制性的部分损失。当在弱磁场区域中工作时出现这种跳变式的改变时，情况尤其是这样。在这样的干扰激励时用于调节的磁场削弱系数与定子电压空间矢量的给定值大小相对于变流器的最大可能输出电压的比例不一致。用于产生基于平均值的脉冲信号的脉冲波形发生器至少在无零电压的脉冲波形时不能够在变流器输出端上调节出由调节器所要求的输出给定电压。

该结构的其它调节器，例如转差频率调节器以及用于使开关操作与定子磁通空间矢量的旋转基频同步的同步调节器，同样试图将干扰调节掉。但因为该脉冲波形发生器不能达到由p调节器所要求的特性，所以总体上在该结构中将出现不稳定和不可重现的状态。这可能导致变流器的阻断和由此导致将干扰情况记录到一个故障存储器中。

相反地，具有最少拍特性的定子磁通调节器将以由其计算出的调节量的最大可能的改变对给定参量和/或干扰量的跳变做出反应。该调节器“优先”定子磁通的调节。因此可实现对通过跳变引起的新的工作状态、例如对升高的中间回路电压的最大可能的接近。视在出现跳变前的工作状态而定，所述跳变甚至可以在单个调节节拍中被完全补偿(所谓的最少拍特性)，这就是说，然后该调节立即重新工作，好像所述跳变没有发生过一样。但当所述跳变不能在单个调节节拍中被补偿时，对新工作状态的最大可能的接近至少具有其优点，即可尽可能地避免调节性能的不稳定。

给定参量跳变和/或干扰量跳变的补偿例如不能在单个调节节拍中被补偿，即使在假定所述跳变可在单个调节节拍中被补偿的情况下，无论在跳变前还是跳变后变流器工作在无电压调节备用的弱磁场区域中。

尤其是出于这个原因以及出于由此可达到的对于选择使用基于平均值和基于瞬时值的脉冲发生来说尽可能的结构同一性的原因，优选的是：该结构除了具有最少拍特性的定子磁通调节器和连接在该定子磁通调节器前面的转差频率调节器外不具有使变流器的零电压的开关与定子磁通空间矢量旋转的基频同步的同步调节器。而是定子磁通调节器与前置的转差频率调节器的组合承担这种同步的功能。由此可达到结构的更高的稳定性，因为参与了更少数量的调节器。在所述两个构型(基于平均值和/或基于瞬时值)中借助实际定子磁通轨迹来进行同步。该同步的同类性简化了借助于基于平均值和基于瞬时值的脉冲发生的变流器的工作之间的转换。

根据本发明的结构既可被用于同步的也可被用于异步的基于平均值的变流器的工作。

本发明的一个另外的优点与前面所述相关。通过：

·用于基于平均值的脉冲发生的、具有最少拍特性的根据本发明的定子磁通调节器，

·与此相关的可能性可实现基于实际定子磁通轨迹的同步而无需附加的同步调节器，

·用于生成具有相同的同步方式的定子磁通轨迹导控的、基于瞬时值的第二脉冲波形发生器，以及

·装置的结构化，其中该装置的其它单元也可与当前选择的脉冲波形的类型无关地工作，

可实现一个用于不同脉冲波形类型的尽可能统一的结构。一个统一结构的基本优点在于其相对小的复杂性。一个另外的优点在于，整体结构的大部分可与脉冲波形无关地被测试和投入工作。

尤其可与脉冲波形的类型无关地工作的一些单元例如为用于建模变流器特性的单元(逆变器模型)，用于估算不可直接测量的量，如所连接的异步电机的定子磁通、转子磁通和气隙转矩以及用于将相应的信息输出给各个当前的脉冲波形发生器的单元(定子磁通观测器)，其中该磁通观测器可选地或替代地计算和输出一个电机转速的估算值，用于计算磁化电压和控制量的单元和/或用于校正变流器的误差电压的单元(对此例如参见EP 0 945 970 A2)，该单元被连接在脉冲波形发生器的后面。

所述统一的结构允许：尤其在具有小循环数(Gangzahl)的脉冲发生时或在阻断工况时附加地通过动态开关的零电压控制对干扰量(尤其是中间回路电压和/或转速的改变)的高动态系统激励。对于“动态开关的零电压”应被理解为这样的零电压：它们相对可能存在的常规零电压(例如同步零电压)附加地被开关，以便能快速地对干扰激励做出反应。基于根据本发明的调节结构以及基于以下还将描述的对被测量采样的控制可无多大延时地例如从小循环数的、基于瞬时值的脉冲发生，尤其阻断脉冲发生(SP1)、EP3、CP3、EP5及CP5(对于这些缩写的说明可参见附图说明部分)视定子磁通轨迹的类型(六角形，或具有折入角的六角形)而定转换到用于直接干扰激励时间的相应的DSR构型。因此自动地消除了可能存在的同步零电压和动态开关的零电压的负面影响。因为定子磁通轨迹具有相同的形状和幅度，所以可在起振过程结束后在新工作点上毫无问题地例如再转换到原来的同步脉冲发生。

此外，在实践中设有用于滤波的单元，特别是用于对矢量(如测量出的定子电流)滤波的单元。优选的是，所述滤波在磁场坐标中进行，其中由于根据本发明的调节结构这些量可有利地用于不同的任务。为了使这些量可在磁场坐标中被滤波，它们被转换到随着定子磁通或转子磁通一起转动的坐标系中。滤波器参数(如滤波器角频率)可适配于相应的脉冲波形。

附图说明

现在参照附图来描述本发明的实施例和其它优选的特征。附图中的各个图示出：

图1：根据本发明的调节装置的一个特别优选的实施形式的结构；

图2：根据图1的结构的细节，但其中表示出其它的接口并由此部分地表示出其它的单元；

图3：定子电压和具有折入角的、用于定子磁通导控的脉冲发生的定子磁通轨迹的示意图；

图4：定子电压和不具有折入角的、用于定子磁通导控的脉冲发生的定子磁通轨迹，即六角形磁通图的示意图；

图5：定子电压和用于基于PWM的、同步的脉冲发生的定子磁通轨迹的示意图；

图6：磁通转向效应的示意图；

图7：在根据本发明的具有基于平均值的脉冲波形发生的调节方法的多个采样周期或调节周期上定子磁通矢量的不同时间采样值的图，其中在这些周期期间中间回路电压跳变式地升高；

图8：在根据本发明的具有基于平均值的脉冲波形发生的调节方法的多个采样周期或调节周期上定子磁通矢量的不同时间采样值的图，其中在这些周期期间电机转速跳变式地减小(例如由于负载更换)；

图9：一个信号流程图，该信号流程图示意性地示出了具有具有定子磁通调节的最少拍特性的基于平均值的脉冲波形发生的根据本发明的调节方法的一个特别优选的实施形式的工作形式；

图10：一个采样时间间隔，在该采样时间间隔中在一个逆变器相内进行两次转换；

图11：具有多个采样间隔的一段时间，其中在逆变器的各个开关操作之间具有不同数目和不同长度的采样时间间隔；

图12：具有用于计算开关时刻和用于执行开关操作的元件的一个象征性结构；

图13：具有采样时刻和分别位于其中间的时间间隔的时间序列以及三个逆变器相的相应开关状态的时间图，所述时间序列用于不同的计算任务和具有基于平均值的脉冲波形发生的调节的运算；

图14：每个带有折入角的、用于7倍脉冲发生的扇区的具有状态机的相应的子状态的定子磁通轨迹的一个区段；

图15：每个无折入角的、用于5倍脉冲发生的扇区的具有状态机的相应子状态的定子磁通轨迹的一个区段；

图16：在带折入角的、用于7倍脉冲发生的邻接方法中具有包括脉冲波形更换的相应子状态的状态过渡图；以及

图17：用于定子磁通导控的脉冲发生的磁通比较的投影轴以及开关角的定义。

具体实施方式

图1中示出了三相异步电机的全部驱动调节装置的结构A，该三相异步电机可选择地带有或不带有转速传感器地工作。详细地表示和设有以下的参考标记：一个脉冲波形发生器B、一个转差频率调节器或转矩调节器E、一个用于可选的转速估算的装置(转速估算器)D、一个用于模拟磁通交联(定子磁通和转子磁通)以及转矩的装置(磁通观测器)F、一个用于建模被结构A控制的逆变器G的性能的装置C、一个包括反的逆变器模型的用于干扰量补偿的装置H。

在信号处理器或微处理器控制的信号电子技术范围内实现的脉冲波形发生器B负责执行根据本发明的方法的一个重要部分。尤其在其中实施具有根据本发明的基于平均值的脉冲波形发生和定子磁通调节的最少拍特性的调节方法(在装置J内)。此外，它包括一个定子磁通导控的、基于瞬时值的脉冲波形发生器(在装置M内)的实施。

装置H在输入侧与脉冲波形发生器B连接并且从该脉冲波形发生器接收信号，所述信号确定逆变器G的逆变器相的开关时刻。装置H在输出侧与逆变器G的开关器件的控制单元连接并且将脉冲信号传输给这些开关器件，这些脉冲信号使所述开关器件导通或关断。在产生脉冲信号时，装置H以本身公知的方式补偿干扰量，并且此外执行各个开关器件的闭锁和最小开关时间监测。

装置H的输入信号的时间变化可基于不同的脉冲波形。尤其在异步电机K的磁化过程的开始时，输入信号可来自脉冲波形发生器B的单元L，在其它工作期间通过基于平均值的脉冲波形，例如脉冲宽度调制(PWM)的脉冲波形，输入信号可来自单元J，或者在以定子磁通轨迹导控的脉冲波形工作期间，输入信号可来自同样是脉冲波形发生器B的一部分的单元M。

根据图1中的图示可设置有用于生成基于平均值的脉冲波形的定子磁通调节器，其被固有地称为脉冲波形发生器B。该定子磁通调节器在图1中用参考标号R表示。此外，在图1中用于生成基于平均值的脉冲波形的脉冲波形发生器P被表示为整个脉冲波形发生器B的一部分。定子磁通调节器R的输出端与脉冲波形发生器P的输入端连接。两个装置R、P被表示为单元J的一部分。对于装置R、P的一个可能的构型还将通过图9以及所属的描述来详细说明。

此外，图1还示出通过三个相与逆变器G连接的异步电机K，一个测量流过三相中至少两相的电流的电流测量装置N，一个测量逆变器G的输入端上的中间回路电压的电压传感器O，以及一个可选的转速传感器P。

图1中的结构A的图示可被示意性地理解并且仅示出了该结构的基本部分。进一步的细节现在参照图2进行描述，在该图中未示出结构外部的元件和装置。

图2中总共示出结构A的七个装置。其中装置C(逆变器模型)和磁通观测器F与相应的在图1中所示的装置相同。但脉冲波形发生器5与图1中的脉冲波形发生器B的区别在于：它具有另外的接口。但它也可包括根据本发明的具有最少拍特性的定子磁通调节器和用于基于平均值的脉冲发生的后置的脉冲波形发生器以及用于其它脉冲发生的其它脉冲的波形发生器。

此外示出了一个用于检测模拟的测量值(模拟的实际值检测)的装置1，一组滤波器装置2，一个用于中间回路稳定、用于实现倾覆保护、用于平稳的定子电流限制和用于转差频率调节的装置3，以及一个用于计算磁化电压和异步电机控制量的装置4。根据图1的转差频率调节器E尤其是根据图2的装置3的一部分。在图2中同样示出了所示的单元与各个接收的、输出的或传输的物理量之间的接口。对于在图2中使用的符号的意义还要进行详细说明，只要其对于本发明是有意义的。

作为装置4的、其值被传输给脉冲波形发生器5的输出量在图2中尤其被表示为给定控制量|α_ref|和|α_ref|_f。这些给定控制量尤其用作方程式[5]及[7]的输入量或用于决定：是否更换脉冲波形类型。

所有由图2中的单元实施的计算和/或运算除少数例外分别在对于结构A的工作所必需的被测量的两个采样时刻之间进行。这些被测量尤其是中间回路电压U_DC，流过逆变器G与异步电机K之间的三个相中两个相的电流i_ph1、i_ph2(这些被测量被输送给单元1)以及可选的异步电机K的转速ω_mech乘以极对数P_P。

如果确定出在紧接着的，即将进行的下个采样时刻上必须计算变流器的开关器件的开关动作，那么在一个采样周期内，即在两个随后相邻的采样时刻之间，由所述七个单元执行所有必需的计算任务。但以后还将详细讨论这些情况，其中仅一部分单元和/或仅一部分任务要在一个采样周期内被处理完成，例如因为直到紧接着的采样时刻仍不必计算新的开关动作。

单元1如所述地接收三个相电流中至少两个相电流的测量值和中间回路电压的测量值。它计算一个以异步电机的定子坐标系为参考的定子电流空间矢量的各个分量。它们作为空间矢量被传输给装置3(磁通模型)和装置4(滤波器)。所述两个被测量的相电流和第三个被计算的相电流被传输给装置C和B。

装置C(逆变器模型)使用关于中间回路电压的信息以及适当求得的相开关信息和被测量的逆变器相电流(例如在EP 09 45 970和EP 09 45 956中描述的关于装置C的工作方式和变型的其它细节)来计算端电压空间矢量，该端电压空间矢量也以异步电机的定子坐标系为参考。

在磁通观测器F中实现了一个可转换的或可连续地相互重叠的磁通模型(电压模型，电流模型)，该磁通模型计算三相异步电机的状态量(尤其是定子磁通空间矢量、转子磁通空间矢量及其定向角)以及从中导出的转矩。对于其它的细节可参考说明书导言部分和WO2005/018086。电压模型附加地计算一个估算的定子电流空间矢量，该定子电流空间矢量与被测得的定子电流空间矢量一起能以有利的方式例如用于异步电机的转速估算或温度估算和/或在一个用于仿真变流器的方式的范围中用于实际值仿真。此外在装置F中进行异步电机的等效电路的随工作改变的参数的适配或跟踪，尤其是定子电阻和转子电阻、主电感以及等效铁耗电流或铁耗电阻的适配或跟踪。

在滤波器装置2中用一阶或二阶滤波器进行自适应滤波(在可变的采样时间的情况下和以与脉冲波形相关的角频率)。在不同坐标系中的中间回路电压和定子电流空间矢量的测量值被滤波(定子坐标中的、定子磁通固定和转子磁通固定的坐标系中的定子电流空间矢量以及转子磁通固定的坐标中的误差电流空间矢量被表示为输出量并且部分地与其它同样被示出的装置连接)。在此情况下这些矢量优选地在磁场坐标(即在定子磁通坐标和/或转子磁通坐标)中被滤波。此外其它装置，尤其是磁通观测器F的计算结果、即计算值被滤波，以便衰减由逆变器的开关特性和/或由脉冲波形引起的谐波。特别地，标量，即中间回路电压和被估算的转矩可分别借助多个不同的滤波器滤波。

装置3如上所述地为了保护变流器和/或电机执行倾覆转差限制和稳定的定子电流限制。此外为了在直流电流直接供电时稳定LC输入滤波器进行U_DC的合闸控制，即基于转矩给定值或转差频率给定值进行直流电压(DC)中间回路的电压波动的合闸控制，例如根据DE4110225。

此外装置3进行自身的转差频率调节。这以恒定的磁通为前提，但与转矩调节等同地提供以上所述的倾覆保护，以维持所调整的最大转差频率。装置3输出定子频率的一个参考值ω_{s_ref}作为其输出量，定子磁通空间矢量以该频率在一个相应的以定子为参考的坐标系中旋转。

这个由装置3输出的值一方面被传输给脉冲波形发生器B而另一方面被传输给装置4中实现的磁化电压计算和控制量计算部分。

装置4尤其为了弱磁调节和控制计算的目的进行最大的基波磁化电压的计算。最大的磁化电压的幅度值|u’_mq|_max尤其根据以下方程式来计算：

$U_{\mathrm{mq}\_\max }=\sqrt{{\left(\frac{2}{\mathrm{\π}}{U}_{\mathrm{DC}}\right)}^2-{\left(R_S{i}_{\mathrm{Sd}}\right)}^2}-R_S{i}_{\mathrm{Sq}}\·\mathrm{sign}\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{Fs}}\right)---\left[1\right]$

式中R_S为电机的等效定子电阻，i_Sd为定子磁通定向的坐标系中的定子电流空间矢量的被滤波的实数部分；i_Sq为定子磁通定向的坐标系中的定子电流空间矢量的被滤波的虚数部分以及ω_Fs为定子频率的给定值。

变流器或电机的给定控制量|α_ref|被定义为当前的磁化电压U_mq与最大的磁化电压U_{mq_max}的商。它特别地如下计算：

$\left|a_{\mathrm{ref}}\right|\≈\frac{U_{\mathrm{mq}}}{U_{\mathrm{mq}\_\max }}=\frac{|{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{FS}}\·{\mathrm{\ψ}}_{S\_\mathrm{ref}}|}{U_{\mathrm{mq}\_\max }},---\left(2\right)$

其中ψ_{S_ref}为定子磁通给定值。装置4输出给脉冲波形发生器B的输出量为磁场削弱系数γ与定子磁通给定值ψ_{S_ref}的乘积，该乘积将根据以下方程式[3]计算：

$\mathrm{\γ}\·{\mathrm{\Ψ}}_{s\_\mathrm{ref}}=\frac{\left|a_{\mathrm{ref},\lim }\right|\·U_{\mathrm{mq}\_\max }}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{FS}}},---\left[3\right]$

其中当用上面重新给出的方程式计算出的控制量|α_ref|大于或等于最大的控制量时，|α_ref，lim|等于相应的瞬时脉冲波形的最大的控制量，并且其中当所述控制量小于最大的控制量时，|α_ref，lim|等于控制量|α_ref|。在此情况下磁场削弱系数被限制在其最大值1上。

根据本发明的一个优选的构型，迄今借助图2所描述的装置1至4以及C与F的功能在驱动装置的整个工作范围中是相同的并且与分别使用的脉冲发生方法无关，即与：

·基于平均值的、异步的和/或同步的脉冲发生，

·基于瞬时值的、定子磁通导控的同步的脉冲发生，包括全阻断工况，

无关。在此，除脉冲波形发生装置(装置B)外所述同一调节结构被用于所有的脉冲发生方法。这不仅适合于专门的、这里所描述的构型，而且在本发明的其它构型上情况也可如此。可能在根据现有技术的其它所述的调节方法中取消具有与其相关的不同调节结构之间的接替现象的、所需的结构转换。

在脉冲波形发生器B中进行用于单个逆变器相的接通时刻和关断时间(t_ON和/或t_OFF)的计算以及进行采样时刻t_INTO的控制。

在此所述的具体实施例中，由共同的调节部分(转差频率调节器，装置3)出发可产生三种不同的脉冲波形类型。变流器总是仅以这些类型之一的脉冲波形工作，其中可用简单的方法转换到一种另外的类型。在变流器阻断之后电机磁化过程开始时产生第一种类型的脉冲波形(图1中单元L产生该脉冲波形，其中既可实现完全去磁的电机的磁化过程也可实现部分去磁的电机的磁化过程)。异步的和同步的基于平均值的脉冲发生属于所谓的基于平均值的脉冲波形的第二种类型(图1中单元J)。除了在这里所述的构型中的脉冲波形，其它的基于平均值的脉冲波形也是可能的，例如(7倍、5倍、3倍的脉冲发生节拍或者阻断脉冲发生节拍，参照Stanke，G.和Horstmann，D.所著的：“Die stromrichternahe Antriebsregelung des 

 fürBahnautomatisierungssystem SIBAS32”，eb-Elektrische Bahnen，第90卷，(1992，第11期，第344-350页或者RichterS所著的：“Analyseund Bewertung von Steuerverfahren für pulsumrichtergespeisteAsynchronmaschinen”，博士论文，1996年，德国工程师协会(VDI)进展报告，第21刊，第207号)。磁通轨迹导控的、基于瞬时值的脉冲波形(第三种类型)由图1中的单元M生成。

图12示出用于控制变流器的开关器件的结构。该结构具有一个控制和/或调节装置11，该装置的有利的实施形式已在上面借助图2进行了示范地说明。

一个用于计算相开关时刻的开关时刻计算单元13(参见图1或图2中的单元B)是装置11的组成部分，该开关时刻计算单元分别在相继的计算周期中基于当前的采样值计算开关时刻，所述开关时刻在下一采样时刻被写入与处理器无关的寄存器14(所谓的比较捕获单元)中。

如在此所述的实施例中，寄存器14可以是一个与处理器无关的可编程逻辑单元15的一部分，该逻辑单元例如在FPGA中实现。在该逻辑单元内，相应的寄存器内容与一个周期地进行改变的值(计数器)17比较。如果对于各个开关瞬间的寄存器中的值中的一个与该周期地进行改变的值相一致，那么在所属的开关瞬间(k，k+1)上自动地执行对应于该寄存器的开关动作(ON/OFF)。该逻辑单元输出一个相应的信号，该信号被传输给开关器件控制装置(闭锁装置)18，该开关器件控制装置控制开关器件的相应的开关动作，尤其在考虑闭锁时间和最小开关时间的情况下控制变流器的开关器件的开关。

脉冲波形发生器B在周期地运行的微处理器或信号处理程序内优选地实现为每个脉冲波形类型各具有一个主状态以及每个脉冲波形类型具有不同的子状态的状态机。这借助各个脉冲发生方法的附图14、15和16被示范地示出。

图3至5示出基于平均值类型的脉冲波形(图5表示专门的PWM脉冲波形)和基于瞬时值类型的脉冲波形(图3和图4)。在所有三个图中示出了相应类型的多个不同的脉冲波形。这些图分别以表格形式构成，其中在第一列中给出脉冲波形的名称或缩写，其中在第二列中示出了单个相的定子电压的原则上的时间变化波形，其中定子电压可在它的瞬时最大值+U_DC/2与它的瞬时最小值-U_DC/2之间来回地转换，其中在第三列中示出了以定子的坐标系为参考的定子磁通轨迹，并且其中在第四列中给出在一个周期中(即在定子磁通图上定子磁通矢量的顶端在逆时针方向上转一圈)被转换到零电压的数目。在此情况下定子磁通矢量绕坐标系原点转动并且零电压在定子磁通图上通过小黑圆圈表示，即当定子磁通矢量的顶端达到该圆圈时，转换到零电压。

只要开关操作的自由度允许，相应的、同步的脉冲发生的开关角可根据不同的优化标准，如根据谐波电流的最小有效值或最小摆动力矩或对电网的最小反作用被离线地优化。例如分别以表格形式存储的开关角(参见图14和15)作为磁通导控的调制器的基础。

图14示出在同步的7倍脉冲发生的情况下、具有折入角的磁通轨迹的一个扇区(主状态EP7)的所述状态机的子状态以及它们与数学上正的转动方向的定子磁通轨迹的相应的部分区段的对应关系。

图15示出在同步的5倍脉冲发生的情况下、不具有折入角的磁通轨迹的一个扇区(主状态CP5)的所述状态机的子状态以及它们与数学上正的转动方向的定子磁通轨迹的相应的部分区段的对应关系。

图16以具有折入角的、同步的7倍脉冲发生的例子表示包括进入或者离开直接相邻的脉冲发生方法的变换状态在内的状态过渡图。

每个子状态可借助本发明的其它的、随后被描述的特征(见图10)计算到四个将来的开关操作。

本发明的上述有利的实施形式能够一方面实现实时系统中的计算时间优化的处理以及另一方面实现简单的可扩展性。

在该方法的一个另外的有利的实施形式中，例如在中间回路电压和/或转速的高动态的改变时为了避免瞬时电流关断而尽可能快地为转换动态零电压起见以简单的方式转换到公知的DSR方法或带有折入角的DSR方法(即定子磁通轨迹不是如图4中的六角形，而是在DSR方法中出现角的位置上由六角形的棱直线地向内然后再直线地向外直到六角形的棱，见图3)。

基于瞬时值的、同步的脉冲发生通过一个根据预给定的开关角所计算的给定定子磁通轨迹与一个通过磁通观测器所求得的定子磁通轨迹的已调整的实际值的比较来实现。

为此，可有利地使用在图17中所示的定子磁通轨迹的投影，以致根据本发明的磁通比较(定子磁通导控的脉冲发生的基础)在状态机内仅需对一个扇区进行编程。

在其它的方法(例如见WO 2005/018086)中所需的和部分地耗费的虚拟端子磁通的计算通过下面所述的与负载和电阻相关的定子磁通转向的补偿来避免。

$u_{\mathrm{Sd}}^{\mathrm{SFO}}\≈R_S{i}_{\mathrm{Sd}}^{\mathrm{SFO}}$

$u_{\mathrm{Sq}}^{\mathrm{SFO}}=R_S{i}_{\mathrm{Sq}}^{\mathrm{SFO}}+u_{\mathrm{mq}}^{\′}=R_S{i}_{\mathrm{Sq}}^{\mathrm{SFO}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{FS}}\·\mathrm{\γ}\·{\mathrm{\ψ}}_{S\_\mathrm{ref}}$

$\left|{\underset{\‾}{u}}_S\right|=\sqrt{{\left(u_{\mathrm{Sd}}^{\mathrm{SFO}}\right)}^2+{\left(u_{\mathrm{Sq}}^{\mathrm{SFO}}\right)}^2}$

$\cos \left({\mathrm{\ϵ}}_U\right)=\frac{u_{\mathrm{Sd}}^{\mathrm{SFO}}}{\left|{\underset{\‾}{u}}_S\right|};\sin \left({\mathrm{\ϵ}}_U\right)=\frac{u_{\mathrm{Sq}}^{\mathrm{SFO}}}{\left|{\underset{\‾}{u}}_S\right|}$

$\cos \left(\mathrm{\δ}\right)=\cos (\frac{\mathrm{\π}}{2}-{\mathrm{\ϵ}}_U)=\sin \left({\mathrm{\ϵ}}_U\right)=\frac{u_{\mathrm{Sq}}^{\mathrm{SFO}}}{\left|{\underset{\‾}{u}}_S\right|}$

                             [4]

$\sin \left(\mathrm{\δ}\right)=\sin (\frac{\mathrm{\π}}{2}-{\mathrm{\ϵ}}_U)=\cos \left({\mathrm{\ϵ}}_U\right)=\frac{u_{\mathrm{Sq}}^{\mathrm{SFO}}}{\left|{\underset{\‾}{u}}_S\right|}$

图6表示转向的磁通图，该磁通图在逆时针方向上相对于通过补偿被校正的磁通图转动了角度δ。定子磁通空间矢量的实际值在根据下列方程式[4]投影到图17中所示的具有校正角(这里例如为正的转动方向)的投影轴前回转到坐标原点。

磁通导控的开关时间计算将使用下列用于各个所述的基本开关操作的方程式来进行：

现在来描述用于计算至开关一个有效的电压(所谓外部电压)的时间间隔的例子，参见图17sw_code＝1...6。以下所述的算法被用于开关时间的计算，如

-至扇区更换的时间(CP方法，例如见图4)

-至角折入的时间(EP方法，例如见图3)

-至角折出的时间(EP方法，例如见图3)

ψ_{β_ref}＝γ·ψ_{S_ref}·β_N(|α_ref|)；N＝1，2

$\mathrm{dt}=\frac{3}{\mathrm{\π}\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{6}\right)}\frac{1}{U_{\mathrm{mq}\_\max }}({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}\_\mathrm{ref}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}\_x});x=L1,L2,L3,\mathrm{NL}1,\mathrm{NL}2,\mathrm{NL}3---\left[5\right]$

相应的β磁通阈值对于每个脉冲波形作为给定控制量和相应的开关操作(扇区转换或角调制)的函数以表格的形式被存储。用于瞬时磁通矢量(L1，L2，L3，NL1，NL2，NL3)的变换(见图17)与定子磁通的当前扇区和旋转方向相关。根据上述方程式，变量U_{mq_max}表示感应电机的瞬时最大磁化电压。

以下说明零电压的计算。如从图17中可看到的，开关事件“零电压开”(在图中表示为点或小圆圈)通过α磁通阈值来确定。与每个脉冲波形的零矢量的数目相关地使用不同的磁通阈值。表1表示脉冲波形和零矢量的开关角与每个扇区零矢量的数目的对应关系。

表1

 

每个扇区的零矢量的数目	脉冲波形	所使用的零矢量角
			1	CP3，EP5	零
2	CP5，EP7	α1；-α1
			3	CP7，EP9	α1；零；-α1

所谓的内α磁通阈值α₂(见图17)不能通过在有利的实施形式中示范地给出的脉冲发生(见图3和图4)使用或者取很小的值0，因为在脉冲波形CPx(x＝3，5，7)或EPy(y＝3，5，7，9)的情况下每个扇区的零电压的最大数目小于等于3。内磁通阈值α₂在一个另外的、未详细说明的实施形式例如脉冲波形CP9中可用于图4中表达的进一步逻辑推导。

以下算法被用于计算至下个事件“零电压开”的开关时间。该算法适用于两个相近地实施的脉冲发生方法CP(center pulsing：中心脉冲发生)以及EP(edge pulsing：边缘脉冲发生)：

ψ_{α_ref}＝γ·ψ_{S_ref}·α_N(|α_ref|)；N＝1，2

$\mathrm{dt}=-\frac{3}{\mathrm{\π}}\frac{1}{U_{\mathrm{mq}\_\max }}({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}\_\mathrm{ref}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}\_x});x=L1,L2,L3,\mathrm{NL}1,\mathrm{NL}2,\mathrm{NL}3---\left[6\right]$

相应的α磁通阈值对于每个脉冲波形作为期望控制量和相应的开关操作(相应的零电压的序号)的函数以表格的形式被存储。用于瞬时磁通矢量(L1，L2，L3，NL1，NL2，NL3)的变换与定子磁通的当前扇区和旋转方向相关。根据上述方程，变量|u’_mq|_max表示感应电机的当前最大磁化电压。

现在描述用于“零电压关”的时间的计算。以下用于计算至下个事件“零电压关”的开关时间dt的规定可在两个脉冲发生方法CP和EP上使用：

所使用的零电压角对于每个脉冲波形作为期望控制量和相应的开关操作(相应的零电压序号)的函数以表格的形式被存储。

分别在表格中存储的、上述开关角可以离线地、根据不同的优化标准，例如谐波电流的最小有效值或最小摆动力矩或对电网的最小反作用来计算，并且由于所选择的脉冲波形发生器的结构可以简单地由另外的组替代。

以下借助图10和图11所描述的实施例涉及本发明的两个方面，根据它们预先计算和存储多个开关操作或者开关操作之间的较长时间间隔被用于采样的重复及开关时刻的计算。这些方面特别适用于变流器的基于瞬时值的控制情况下根据预给定的定子磁通轨迹的脉冲波形。通过以下所述的方法可在逆变器的同时的、最大的电压利用的情况下选择大于逆变器相的最小开关时间的调节装置的采样时间。以下的实施例涉及一种这样的情况。

图10中用小写t表示从左向右延伸的时间轴。两个长的从上向下延伸的、与该时间轴交叉的线确定了两个采样时刻t₁和t₂，它们直接地彼此相随，即在这两个时刻之间不发生其它的采样和计算。在时刻t₁之前所执行的计算周期中计算了用于开关变流器的同一相的两个开关周期(每个周期各具有两个开关动作)并且在时刻t1将其写入到相应的寄存器中。图10中所示的两个采样时刻之间的时间间隔用T_sample表示。在该采样时间间隔内仅可执行用于计算时刻t₂后的开关时刻的唯一的新的计算周期。因此两个在先计算的开关周期在该采样时间间隔期间来执行。图10仅涉及三个相中的一个。对于其它两个相可用相应的方式计算开关周期。此外用所述的方法同样可以实现从一个已接通的相开始的两个开关周期。图10仅示范地表示在采样时间开始时由关断的相出发的一个序列。

图10中每个开关周期由一个矩形信号来确定，其中矩形信号的开始的时刻分别在采样时间间隔开始后的一个时间距离T_ON处。在此，第一开关周期由附加的下标k而第二开关周期由附加的下标k+1来表示。因此，在该实施例中在时刻t₁对于总共四个开关动作的每一个将一个对应于该相应的时刻的值加载到寄存器中。在时刻T_ON(k)该相例如从中间回路的低电位转换到中间回路的高电位上。在时刻T_OFF(k)该相则重新被转换回到低电位上，以此类推。在图10中所示的、如同时间的函数的矩形状态曲线的较高的值P₂对应于高电位。较低的值P₁对应于低电位。

为了执行开关动作，例如在时刻T_ON(k)使该相的电路的两个开关器件的串联支路的第一开关器件转换。同一串联支路的第二开关器件则在以后根据闭锁时间转换。

也可与图10中不同地，在采样时间间隔内不完整地执行一个开关周期。

图11同样表示控制变流器时的时间过程图。时间轴还用t来表示。在时间轴的上面，多个采样时刻分别通过一个垂直的粗线来标记。总共表示出9个采样时刻t₁至t₉。此外，在时间轴的下面表示出三相逆变器的所有三个相的开关状态。这些相用L1、L2和L3表示。但在所示的时间区间中仅发生相L1和L2的转换。

此外还用较长的、从上向下延伸的虚线来标记这些时刻，在这些时刻上进行开关操作。总共4个所示的开关时刻S₁至S₄分别与采样时刻t1至t9中的一个重叠，即与采样时刻t₁(开关时刻S₁)、t₃(开关时刻S₂)、t₇(开关时刻S₃)和t₉(开关时刻S₄)重叠。因此这些开关时刻是在上述意义上的所谓的共同时刻。

也可不同于图11中所示的情况地出现：在两个共同时刻之间具有一个另外的开关时刻，例如在根据图10的实施例中就是这种情况。

根据这里所述的实施例，在控制变流器时对于两个共同时刻之间的时间间隔总要检验：该时间间隔是否大于或等于最小采样时间间隔T_{sample_min}的长度的两倍。当情况是肯定时，随后的采样时刻在由两个共同的时刻确定的时间间隔开始后被固定在最小采样时间间隔的终点上，该最小采样时间间隔在共同时刻的时间间隔的开始处开始。在图11的情况下，对于所有三个所示的时间间隔情况就是这样。在共同时刻S₁至S₄之间没有一个时间间隔小于最小采样时间间隔。在第一最小采样时间间隔期间执行用于计算将来的、位于随后的采样时刻之后的开关时刻的计算周期。共同时刻之间的时间间隔内的这些第一计算周期在图11的情况下发生在时刻t₁与t₂之间、时刻t₃与t₄之间和时刻t₇与t₈之间。在这些第一最小采样时间间隔的终点，即在时刻t₂、t₄和t₈对下个计算周期所需的测量信号进行重新采样，刚刚计算的开关时刻例如被写入到比较捕获单元(见上述)的寄存器中然后开始一个新的计算周期。在时间间隔S₁至S₂和S₃至S₄的情况下这是最后的计算周期，因为在该相应的间隔中不能装入多于一个另外的最小采样时间间隔。但在间隔S₂至S₃的情况下在该间隔中还可直接相连地相继装入三个另外的最小采样时间间隔，以至还可进行另外的计算周期以及分别在最小采样时间间隔的终点进行采样。因此，在间隔S₂至S₃内的第二计算周期开始于时刻t₄，第三计算周期开始于t₅。在时刻t₆之后直至共同时刻S₃留下不多于一个另外的最小采样时间间隔，从而不执行其它的计算周期。

如果在一个采样时刻(这里t₂、t₆和t₈)之后的时间间隔中不能再装入两个其它的最小采样时间间隔，那么仅再执行一个计算周期，直到达到确定该时间间隔终点的共同时刻S₂、S₃或S₄为止。因此最后采样时间间隔的长度通常大于最小采样时间间隔的长度。

应当指出，在图11中所示的情况不是从一开始，即时刻t₁便确定的。而是在图11中所示的单个采样时间间隔的序列以及共同时刻S₁至S₄的序列是具体执行的计算周期的序列的后果。在每个计算周期中才确定：哪个在随后的采样时刻之后的开关操作被执行。由此开关时间的整个控制是实时的并且总是基于计算周期开始时所得到的采样值。

图9表示具有基于平均值的脉冲波形发生和定子磁通调节的最少拍特性的上述调节方法的给定电压计算的一个特别的、有利的实施形式的示意性信号流程图。

根据本发明，所示结构既可被用于异步的也可被用于同步的不同循环数的、基于平均值的脉冲发生方法。在进一步描述的有利的实施形式中仅考虑具有循环数15和9的异步的和同步的脉冲发生。但在一个不进一步说明的、另外的有利实施形式中该结构也可被用于较小循环数的(包括阻断脉冲发生节拍的7倍、5倍、3倍的脉冲发生节拍)与较高循环数的(例如21倍脉冲发生节拍)基于平均值的脉冲发生。以下将进一步描述的最少拍磁通调节的优点也适合于所有所述的脉冲发生。

图9中所示的流程图具有一个上支路，该支路接收调节装置的定子磁通给定值ψ_{s_ref}与磁场削弱系数γ的乘积作为其输入量。该标量的给定值与在当前脉冲周期终点上预计的定子磁通空间矢量的方向空间矢量相乘(框91)。所述相乘的结果在框92中与用于待调节的定子磁通矢量的角度差的另一支路的结果相乘。通过与预计的定子磁通空间矢量的减法运算93得到一个中间结果，该中间结果在框94中被下个采样周期(下个脉冲周期)的持续时间T_p来除。接下来所述相除的结果通过一个加法器95被加到定子电阻R_S与定子电流i_S的乘积(框96)上。

相加的结果在框97中除以被滤波的中间回路电压U_DCf1，从而作为结果得到控制度矢量α_{S_ref}。该矢量或其分量例如可以是装置4(图2)的调节输出量，所述调节输出量被传输给脉冲波形发生装置B。但框97(图9)中的乘法运算也可由脉冲波形发生装置B来实现，从而待调节的定子电压给定值矢量u _{S_ref}或其分量也可以是装置4的调节输出量。

在该实施例中，该流程图的下支路具有三个输入量，其中两个输入量可交替地使用。在第一种情况下所示框101、104、106的开关单元如图9中所示地处于下面的位置上。这种情况涉及使用基于平均值的脉冲波形的、相对于定子基频异步的运行。下支路的输入量在此情况下为定子频率ω_S和脉冲周期T_P，asyn的倒数。由该倒数通过重新的倒数运算(框102)以及接着的与定子频率的相乘(框103)计算出用于计算新的定子磁通矢量的角位置的差。该角度差在框105中以该矢量的当前位置为参考并被输送给框105。此外，脉冲周期T_P，asyn的倒数通过开关单元106被输送给框94。

在相应于在同步PMW情况下工作的第二种情况中，不同于图9所示地，开关单元101、104、106取得其上面的开关位置。在此情况下输入量是调节周期上的定子磁通矢量的角位置的差值，或替代地为定子磁通矢量在调节周期的终点、下个采样时刻上应取得的新的给定角位置，以及还有定子旋转频率。通过在框102中角位置差值的倒数运算和接着在框103中与定子旋转频率的相乘构成用于同步情况的采样周期的持续时间的倒数，并且通过开关单元106将其输送给框94。此外，该角位置差值通过开关单元104再次被输送给框105，该框105的结果被输送给框92。

图9中所示的结构尤其以软件来实施，从而所述框、加法器、减法器、除法器以及开关单元不必在硬件中存在。

根据本发明的在图9中所示的最少拍磁通调节的优点借助图7和图8中两个示意性的假想实验来说明。

图7表示当中间回路电压跳变式地升高时，在弱磁运行中基于平均值的异步脉冲发生的情况下在一个位置固定的、以定子为参考的坐标系中的定子磁通空间矢量的特性。在该图中定子磁通ψ_s，k，ψ_s，k+1等分别通过一个从该坐标系原点出发的箭头来表示。在此情况下总是涉及在调节周期开始时的采样时刻上是有效的定子磁通。在第k个调节周期开始时定子磁通被表示为在500V的中间回路电压U_DC的情况下。在该周期开始的采样时测量该中间电压。因此在第k个调节周期期间定子矢量在其大小上不改变而仅仅该矢量的旋转量Δψ_s，k被调节了角度差ΔX_s，k。根据本发明的一个优选实施形式，在此定子磁通空间矢量的角位置X_s，k和/或角度差ΔX_s，k可以是预给定的，例如被存放在一个表格中。以这样的方式可以以简单的方式达到定子磁通矢量的旋转与基频的同步。

但在一定的情况下也可能有例外，定子磁通空间矢量可被调节到一个偏离预给定的角位置的位置上或被旋转一个不同于预给定的角度差的量。一个这样的例外被表示在图7和图8中。

在第k个调节周期期间中间回路电压跳变式地从500V改变到692V。因此在第k+1个调节周期开始时的采样时刻测量该中间电压。对于所述调节结构这意味着磁场削弱系数γ也跳变式地改变。

借助常规的P调节器在多个计算周期(脉冲周期)之后才结束将给定值偏差调节到近似为零。在此，由于P调节器的工作方式，电机运行在电压调节区域中，而非如通常的弱磁情况那样具有恒定的、最大的控制量。这是由这样的事实产生的，即定子磁通的改变和由此给定电压的大小以及由此最后的控制量不能根据在其值上控制量为最大来调节，而是根据转差调节器和磁通调节器的预给定值来调节。

附加地，在不可调节减小的控制量的一个脉冲波形(例如阻断脉冲发生)中定子磁通强制地超出其所需的角位置，由此在第k+1个调节周期的终点导致定子磁通空间矢量的一个角误差，转差频率调节器又对该角误差做出反应。最终由此导致上述可控制性的损失。

相反地，根据本发明的调节结构由于其最少拍特性在跳变后的第一个调节周期(第k+1调节周期)中要求定子磁通改变和由此的额定电压，其大于或(最佳地)等于定子磁通的最大可能的改变和由此的给定电压。基于这个事实以及给定电压在其被输送给基于平均值的脉冲波形发生装置以前被角度正确地限定的事实，电机在所述情况下不工作在电压调节区域中，而是(如弱磁时通常地)具有恒定的、最大的控制量。上述的传统的P调节器与电压调节区域相结合的缺点被消除。但由于给定电压被角度正确地限定，导致了在第k+1个调节周期的终点定子磁通空间矢量的角误差。但通过根据本发明的调节结构该误差也可以在最小数目的调节周期(图7中为一个调节周期)中被调节掉。

图7中示出：对于中间回路电压未改变的假定情况的定子磁通矢量III；对于不可达到的情况，即预给定的角位置立即以所期望的定子磁通的大小来达到的情况的定子磁通矢量I；以及在第k+1个调节周期的终点实际上被调节的矢量II。

在随后的第k+2个调节周期中，中间回路电压的跳变被完全地调节掉并且定子磁通的大小达到一个与新的中间回路电压U＝692V相应的值。所述调节保持稳定，因为转差频率调节器起作用，其方式是它使转矩保持恒定。在第k+2个调节周期的终点，又可维持矢量角位置或角度差的预给定值(通过两个周期)。

如上所述，该关系也适用于异步、基于平均值的脉冲波形工作。在同步的、基于平均值的脉冲波形工作中实际情况是类似的，仅是未出现以上所述的在第k+1个调节周期的终点上的定子磁通矢量的角误差。这是因为以下事实：脉冲周期不是如在异步工作的情况下那样被预给定的，而是可以由定子频率和第k+1个调节周期中的定子磁通空间矢量ΔX_s，k+1的角度差根据以下方程式对于每个调节周期重新计算(参见图9)：

$T_p=\frac{{\mathrm{\Δ\χ}}_{s,k+1}}{{\mathrm{\ω}}_{s\_\mathrm{ref}}}---\left[8\right]$

因此去掉一个附加的同步调节器起到三重有利的作用：首先使调节结构的复杂性减小，其次不介入与转差频率调节器竞争定子磁通空间矢量的角位置的其它的调节器，不然也会导致调节的不稳定，以及第三可实现与基频非常精确的同步，其中仅在动态变化时出现例外，但这可在下个调节周期中重新被调节好。

图8也表示在弱磁运行中异步的、基于平均值的脉冲发生的情况下在一个位置固定的、以定子为参考的坐标系中的定子磁通空间矢量的特性，但其中在第k个调节周期中发生电机的转速从600到433rad/s的跳变。

这种情况类似于图7，仅是具有和不具有电机转速变化的定子磁通空间矢量的角位置(在调节后)不再彼此重叠，而在图7中当中间回路电压改变时其为重叠。

图13表示与图11类似的控制变流器时的一个时间顺序图，但借助基于平均值的脉冲波形。时间轴也用t来表示。在时间轴的上面分别通过垂直的粗线表示多个采样时刻。总共表示出9个采样时刻t₁至t₉。此外在时间轴的下面表示该变流器的所有三个相的开关状态。这些相用L1，L2和L3表示。

此外在图13中表示出两个脉冲周期T_{PP_1}，T_{PP_2}，其中第一脉冲周期从采样时刻t₁到采样时刻t₆而第二脉冲周期紧接着延伸到采样时刻t₉。每个相在两个脉冲周期上被接通一次和关断一次(如图所示)。替代地，三个相在两个脉冲周期上分别首先被关断然后被接通。在每种情况中在脉冲周期的起点和终点上，即在采样时刻t₁、t₆、t₉上开关零电压。

根据这里所述的实施形式预给定了最小采样时间间隔，该最小采样时间间隔相应于图11中所示的T_{sample_min}。相应的异步或同步的基于平均值的脉冲发生的当前脉冲周期以整数倍被划分(但至少三个分别具有最小T_{sample_min}的采样间隔)。

脉冲周期内的最后的时间间隔被用于计算任务或运算，它们被直接地执行用于基于平均值的脉冲波形(例如PWM脉冲波形)的计算。在所示的情况中它们为采样时刻t₅与t₆或t₈与t₉之间的时间间隔。这些时间间隔在图13中用“ISC_A_PWM”来表示。

该方案的优点在于，脉冲波形可以分别基于当前的采样值尤其中间回路电压值来计算。

在位于时间间隔ISC_A_PWM紧前面的时间间隔ISC_A_CRTL中进行非直接用于脉冲波形计算的计算任务及运算。这些任务例如为根据图9的给定电压计算。

在所示的第三时间间隔ISC_A_CRTL_WAIT中通常进行不必在倒数第二的和最后的采样周期中直接进行的计算，例如在当前脉冲周期终点上的当前的定子磁通空间矢量的预测，通过过去的脉冲周期的测量值的平均值形成。

Claims (28)

1.用于运行一异步电机(K)的控制和/或调节装置，该异步电机由一三相变流器(G)供电，其特征在于一控制和/或调节结构(简称：结构)(1，2，3，4，5，C，F)，该控制和/或调节结构具有一定子磁通调节器(R)和一用于产生基于平均值的脉冲信号的脉冲波形发生器(P)，其中该定子磁通调节器(R)的一输出端与该脉冲波形发生器(P)的一输入端相连接，以致该脉冲波形发生器(P)可根据一由该定子磁通调节器(R)产生的调节量来产生所述脉冲信号，其中该定子磁通调节器(R)被构造用于根据该异步电机(K)的定子磁通的给定值以及根据该异步电机(K)的转矩的给定值产生所述调节量，并且其中该定子磁通调节器(R)具有一最少拍调节特性。

2.根据权利要求1的装置，其特征在于，用于借助所述基于平均值的脉冲信号控制所述变流器(G)的所述定子磁通调节器(R)输出所述异步电机(K)的一控制量作为所述调节量，其中该控制量通过所述变流器(G)的一平均输出电压与所述变流器(G)的一输入电压(最大可能的输出电压)的关系来定义，或者输出所述异步电机(K)的一给定电压作为所述调节量。

3.根据以上权利要求中任一项所述的装置，其特征在于，由所述定子磁通调节器(R)产生的调节量在所述异步电机(K)工作时既被用于电压调节区域中也被用于弱磁场区域中。

4.根据以上权利要求中任一项所述的装置，其特征在于，与所述用于产生基于平均值的脉冲信号的脉冲波形发生器(P)并联地连接了一第二脉冲波形发生器(M)，该第二脉冲波形发生器与一定子磁通观测器(F)的输出端相连接，以便在所述异步电机工作时借助定子磁通轨迹导控的、基于瞬时值的脉冲波形与所述定子磁通的给定值以及由所述定子磁通观测器(F)求出的相应的实际值直接相关地生成脉冲波形。

5.根据权利要求4的装置，其特征在于，由所述定子磁通观测器(F)和所述第二脉冲波形发生器(M)形成的调节显示最少拍调节特性。

6.根据以上权利要求中任一项的装置，其特征在于，在所述定子磁通调节器(R)的前面连接有一转差频率调节器(3)。

7.根据权利要求6的装置，其特征在于，所述转差频率调节器(3)与所述定子磁通调节器(R)共同地在借助所述基于平均值的脉冲信号(第一工作方式)控制所述变流器(G)时满足在PLL(锁相环)意义上的同步调节器的功能，该同步调节器使所述变流器(G)的零电压的开关与定子磁通空间矢量的旋转的基频同步。

8.根据以上两个权利要求中任一项的装置，其特征在于，所述结构(1，2，3，4，5，C，F)在所述变流器(G)以同步的脉冲发生工作时与是否基于平均值或基于瞬时值的脉冲信号被产生无关地除所述定子磁通调节器(R)以及所述转差频率调节器(3)外不具有使所述变流器(G)的零电压的开关与所述定子磁通空间矢量的旋转的基频同步的同步调节器。

9.根据权利要求8的装置，其特征在于，所述结构(1，2，3，4，5，C，F)被这样地构成，即为了借助所述基于平均值的脉冲信号(第一工作方式)控制所述变流器(G)在每个工作节拍(脉冲周期)中基于一用于所述定子磁通空间矢量的角度的预给定值由所述定子磁通调节器(R)计算待由其输出的调节量，以致在所述预给定的角度上开关下个待开关的零电压。

10.根据以上权利要求中任一项的装置，其特征在于，所述变流器(G)具有多个电子开关器件，尤其是IGBT(绝缘栅双极型晶体管)，所述开关器件根据由所述脉冲波形发生器产生的脉冲信号被导通和被关断，其中所述装置具有一用于控制所述变流器(G)的控制装置(11)并且其中

·所述控制装置(11)具有一用于计算相开关时刻的计算单元(13)，

·所述控制装置(11)与寄存器(14)相组合，在所述寄存器中可分别写入一个与一个相开关时刻相应的数据值，

·设有一比较装置，该比较装置被构造用于检验：一个随前进的时间周期地改变的数据值是否与所述寄存器(14)中的一个数据值相一致，并且-当情况为肯定时-触发一配置给所述相应的寄存器(14)的开关动作，

·对于至少一个开关动作，尤其对于所有6个可能的开关动作设有至少一另外的寄存器(14)，以致可多重地触发所述开关动作而不在所述寄存器(14)中重新写入数据值。

11.根据以上权利要求中任一项的装置，其特征在于，所述计算单元(13)被构造用于确定采样时刻，在所述采样时刻上应采样对于计算所述相开关时刻所需的测量信号，并且所述计算单元被构造用于在随后相继的计算周期中重复地计算所述相开关时刻，并且其中所述控制装置(11)被构造用于将在所述计算周期之一中已被计算的、与所述相开关时刻相应的数据值在随后的下个采样时刻上写入到所述寄存器(14)中。

12.根据以上权利要求中任一项的装置，其特征在于，所述变流器(G)具有多个电子开关器件，尤其是IGBT(绝缘栅双极型晶体管)，所述开关器件为了所述变流器的工作被重复地导通和关断，其中所述结构(1，2，3，4，5，C，F)具有一用于控制所述变流器(G)的控制装置并且其中

·所述控制装置具有一用于计算相开关时刻的计算单元，

·所述计算单元被构造用于确定采样时刻，在所述采样时刻上应采样对于计算所述相开关时刻所需的测量信号，

·所述计算单元被构造用于将所述相开关时刻的至少一部分和所述采样时刻的至少一部分确定在共同时刻上，在这些共同时刻上分别一个采样时刻与至少一个相开关时刻重叠，

·所述计算单元被构造用于在一个时间间隔-该时间间隔的始点和该时间间隔的终点分别由所述共同时刻的一个确定-中确定至少一个附加的采样时刻，如果该时间间隔足够用于多于一个用于计算新的相开关时刻的计算周期，并且在所述附加的采样时刻之后基于在所述附加的采样时刻上采样的值执行所述计算周期。

13.用于运行异步电机(K)的控制和/或调节方法，该异步电机由一三相变流器(G)供电，其特征在于，为了在借助基于平均值的脉冲信号控制所述变流器时的控制和/或调节，使用一具有最少拍特性的定子磁通调节器(R)，其中该定子磁通调节器(R)根据所述异步电机(K)的定子磁通的给定值以及根据所述异步电机(K)的转矩的给定值来输出一调节量，在使用该调节量的情况下产生所述基于平均值的脉冲信号。

14.根据权利要求13的方法，其特征在于，所述用于借助所述基于平均值的脉冲信号控制所述变流器(G)的定子磁通调节器(R)输出所述异步电机(K)的一控制量作为调节量，其中该控制量通过所述变流器(G)的一平均输出电压与所述变流器(G)的一输入电压(最大可能的输出电压)的关系来定义，或者所述定子磁通调节器(R)输出所述异步电机(K)的一给定电压作为调节量。

15.根据以上权利要求中任一项的方法，其特征在于，由所述定子磁通调节器(R)所调节的量(调节量)在所述异步电机(K)工作时既被用于电压调节区域中也被用于弱磁场区域中。

16.根据以上权利要求中任一项的方法，其特征在于，一转差频率调节器(3)的输出信号被输送给所述定子磁通调节器(R)作为输入信号。

17.根据权利要求16的方法，其特征在于，所述转差频率调节器(3)与所述定子磁通调节器(R)共同地在借助所述基于平均值的脉冲信号(第一工作方式)控制所述变流器(G)时满足在PLL(锁相环)的意义上的同步调节器的功能，该同步调节器使所述变流器(G)的零电压的开关与所述定子磁通空间矢量的旋转的基频同步。

18.根据以上两个权利要求中任一项的方法，其特征在于，在所述变流器(G)以同步的脉冲发生工作时与是否基于平均值的脉冲信号或基于瞬时值的脉冲信号被产生无关地除所述定子磁通调节器(R)以及所述转差频率调节器(3)外不使用使所述变流器(G)的零电压的开关与所述定子磁通空间矢量的旋转的基频同步的同步调节器。

19.根据以上权利要求中任一项的方法，其特征在于，对用于产生基于平均值的脉冲信号的所述脉冲波形发生器(P)附加地使用一第二脉冲波形发生器(M)，对该第二脉冲波形发生器作为其输入量输入定子磁通的一给定值，以便在所述异步电机工作时借助定子磁通轨迹导控的、基于瞬时值的脉冲波形与所述定子磁通的给定值和实际值直接相关地生成脉冲波形。

20.根据权利要求19的方法，其特征在于，所述变流器在电压类型点的上面，即在弱磁场区域中无电压调节备用地工作并且其中随时可以进行脉冲波形更换。

21.根据以上权利要求中任一项的方法，其特征在于，向所述定子磁通调节器(R)输送所述定子磁通空间矢量的角度的一值作为其输入量并且其中所述定子磁通调节器(R)这样地计算一待由其输出的调节量，以致在所述角度上开关下个待开关的零电压。

22.根据以上权利要求中任一项的方法，其特征在于，

·计算一些相开关时刻，在这些相开关时刻上应执行涉及所述变流器(G)的一个相的开关动作，

·分别将一个与所述相开关时刻相应的数据值写入一寄存器(14)中，

·检验：一个随前进的时间周期地改变的数据值是否与所述寄存器(14)中的一个数据值相一致，以及-当情况为肯定时-触发一配置给相应的寄存器(14)的开关动作，

·对于至少一个开关动作，尤其对于所有6个可能的开关动作预先计算多于一个的相开关时刻并且将所述相开关时刻写入到寄存器(14)中，以致可以不在所述寄存器(14)中重新写入数据值地多重地触发所述开关动作。

23.根据权利要求22的方法，其特征在于，确定一些采样时刻，在这些采样时刻上应采样对于计算所述相开关时刻所需的测量信号，其中在随后相继的计算周期中重复地计算所述相开关时刻，并且其中在所述计算周期的一个中已被计算的相开关时刻在随后的下个采样时刻上被加载到所述寄存器中。

24.根据权利要求23的方法，其特征在于，在所述随后的下个采样时刻上在为了触发开关动作可被检验的所有寄存器(14)中写入新的数据值。

25.根据以上权利要求中任一项的方法，其特征在于，

·计算相开关时刻，

·确定一些采样时刻，在这些采样时刻上应采样对于计算所述相开关时刻所需的测量信号，

·所述相开关时刻的至少一部分和所述采样时刻的至少一部分被确定在一些共同时刻上，在这些共同时刻上分别是一个采样时刻与至少一个相开关时刻重叠，

·在一个时间间隔-该时间间隔的始点和该时间间隔的终点分别由所述共同时刻的一个来确定-中确定至少一个附加的采样时刻，如果该时间间隔足够用于多于一个用于计算新的相开关时刻的计算周期，并且在该附加的采样时刻之后基于在该附加的采样时刻上采样的值执行所述计算周期。

26.根据以上权利要求中任一项的方法，其特征在于，对于从第一脉冲波形更换到第二脉冲波形检验：在所述两个脉冲波形的哪个上所述变流器具有一个较小的最大可能的控制量，

·如果所述变流器在所述第一脉冲波形时具有一个较小的最大可能控制量，不改变所述控制量地执行至所述第二脉冲波形的转换并且所述变流器在所述转换之后至少暂时地工作在弱磁场区域中，并且

·如果所述变流器在所述第二脉冲波形时具有一个较小的最大可能控制量，如果需要的话，这样程度地减小所述控制量，以致所述控制量处于在以所述第二脉冲波形工作的情况下的最大可能控制量之下，并且接着执行至所述第二脉冲波形的所述转换。

27.具有程序代码的计算机程序，当该计算机程序在计算机上运行时用于执行根据上述权利要求中任一项的方法。

28.数据载体，其中在该数据载体上存储了一数据结构，该数据结构被构造用于当计算机访问该数据结构时将促使该计算机执行根据以上权利要求中任一项的方法。

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