CN101533940B - 公共腔体输入多工器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种公共腔体输入多工器，用于将宽带信号按照频率分成多路窄带信号，包括公共腔体和至少两路通道滤波器，公共腔体为输入宽带信号的宽带谐振器且分别与各路通道滤波器耦合。本发明的输入多工器不使用电缆或波导和环行器连接，通过构建公共腔体和通道滤波器完成多通道一体化设计，减小了体积、质量，并消除了环行器受温度变化的影响造成的误差，提高了可靠性，节约成本，又提高了电性能，公共腔体的设计使输入耦合计算准确，调试方便，并使通道性能一致性好。

Description

公共腔体输入多工器

技术领域

本发明涉及一种微波输入多工器设备，特别是利用宽带谐振器作为公共腔体的一种公共腔体输入多工器，所述公共腔体输入多工器用于将宽带信号按照频率分成多路窄带信号。 

背景技术

随着科技的进步和市场的扩大，卫星通信事业快速发展，卫星通信领域对航天产品的可靠性有着很高的要求，并对产品的质量和体积的要求十分严格。高可靠性、小型化是航天产品的发展趋势。输入多工器是必不可少的通信卫星设备，用以实现宽带信号的通道化。现有的输入多工器采用电缆或波导、环行器来连接通道滤波器，具有体积大，质量重，可靠性低、通道间一致性差的缺点。 

发明内容

本发明针对现有技术中存在的缺陷或不足，提供一种公共腔体输入多工器，所述公共腔体输入多工器能够用于将宽带信号按照频率分成多路窄带信号，并且有利于采用多通道一体化设计，减小体积和减轻质量，方便安装调试等。 

本发明的技术方案如下： 

一种公共腔体输入多工器，用于将宽带信号按照频率分成多路窄带信号，其特征在于，包括公共腔体和四路通道滤波器，所述各路通道滤波器的侧面并靠在一起，并靠后的通道滤波器按2*2方阵排列，所述公共腔体为输入宽带信号的宽带谐振器且分别与各路通道滤波器耦合，所述输入多工器不使用电缆或波导、环行器与通道滤波器连接，通过构建公共腔体和通道滤波器形成多通道一体化结构。 

所述公共腔体与各通道滤波器的第一谐振器耦合，所述第一谐振器与通道滤波器的输入端口连接。 

所述公共腔体通过耦合窗口与各通道滤波器的第一谐振器耦合，所述耦合窗口上设置有耦合螺钉，所述第一谐振器与通道滤波器的输入端口连接。 

所述各路通道滤波器的下端面位于同一平面。 

所述各路通道滤波器的输入端口位于顶端，各路通道滤波器的第一谐振器并靠在一起。 

所述公共腔体包括公共谐振杆，所述公共谐振杆为两段金属杆连接而成，公共谐振杆上连接着同轴连接器。 

所述各路通道滤波器的谐振器为折叠式排布，所述谐振器中的谐振腔为五边形腔体。 

所述各路通道滤波器具有-5.0～5.0ppm/℃的频率随温度漂移特性。 

所述各路通道滤波器的谐振器为同轴腔体谐振器，所述各路通道滤波器的谐振杆为两种线膨胀系数不同的材料拼接而成。 

所述两种线膨胀系数不同的材料为低膨胀合金和铝，所述公共腔体的公共谐振杆采用铝材料。 

所述各路通道滤波器为具有10阶设计、4个有限远传输零点提高带外抑制、4个有限远传输零点用于实现自均衡的通道滤波器。 

所述公共腔体宽带谐振的带宽覆盖各通道滤波器的中心频率。 

所述各路通道滤波器为同轴腔体滤波器或介质滤波器或波导滤波器或梳状滤波器或交指滤波器。 

所述各路通道滤波器谐振的中心频率为300MHz～30GHz。 

本发明的技术效果如下： 

一种公共腔体输入多工器，用于将宽带信号按照频率分成多路窄带信号，包括公共腔体和至少两路通道滤波器，公共腔体为输入宽带信号的宽带谐振器且分别与各路通道滤波器耦合。本发明的输入多工器将公共腔体应用于输入端口，宽带信号进入公共腔体，由于公共腔体为宽带谐振器且分别与各路通道滤波器耦合，故宽带信号又被耦合到各路通道滤波器中，本发明的输入多工器把一路宽带信号按照不同频率分成多路窄带信号，不使用电缆或波导和环行器连接，通过构建公共腔体和通道滤波器完成多通道一体化设计，减小了体积、质量，并消除了环行器受温度变化的影响造成的误差，提高了可靠性，节约成本，又提高了电性能，公共腔体的设计使输入耦合计算准确，调试方便，并使通道性能一致性好。 

将公共腔体中的宽带信号耦合到各路通道滤波器，由于各路通道滤波器中均包括多个谐振器，针对每路通道滤波器，公共腔体中的宽带信号可以同时耦合到一个或多个谐振器中，选取公共腔体与各通道滤波器的第一谐振器耦合，该第一谐振器与通道滤波器的输入端口连接，使得输入多工器的设计更为方便。公共腔体通过耦合窗口与各路通道滤波器的第一谐振器耦合。这样，公共腔体能够更直接地将输入的宽带信号耦合到各通道滤波器的谐振器。耦合窗口上设置有耦合螺钉可以精确、快速的调节输入端耦合。 

选择2～8路通道滤波器，以及设置各路通道滤波器的下端面位于同一平面。当选择四路通道滤波器时，将各路通道滤波器的侧面并靠在一起，并靠后的通道滤波器按2*2方阵排列；优选各路通道滤波器公用同一底面和相邻两路通道滤波器公用同一侧壁，此时的各路通道滤波器的输入端口位于顶端，各路通道滤波器的第一谐振器并靠在一起，公共腔体与通道滤波器的第一谐振器耦合，这种“背靠背、肩并肩”的结构形式能够使得各路通道滤波器在结构上紧凑的连接在一起，有效地减少了体积和质量。 

公共腔体包括公共谐振杆，所述公共谐振杆为金属杆连接而成，公共谐振杆上连接着同轴连接器。公共腔体通过公共谐振杆将宽带输入信号实现输入耦合，同轴连接器连接到公共谐振杆上，便于安装。 

各路通道滤波器的谐振器为折叠式排布，所述谐振器中的谐振腔为五边形。五边形谐振腔的设计在结构上可以很好的满足公共腔体与通道滤波器耦合时主耦合和交叉耦合的耦合量的需求，使得主耦合的耦合量较大，而交叉耦合的耦合量较小，而且可以方便的增加某些在耦合矩阵中没有的交叉耦合，从而方便调试。 

各路通道滤波器可以满足-5.0～5.0ppm/℃的频率随温度漂移特性。由于通道滤波器是窄带器件，即使是温度变化产生的微小的尺寸变化，也会对电性能产生巨大的影响，所以要应用温度补偿技术消除掉因为温度变化而对通道滤波器的电性能产生的影响。具有温度补偿功能的输入多工器可以防止输入多工器随着温度变化发生频率漂移导致性能变差的缺点，并能够提高通道性能，并使整个信道最优。 

各路通道滤波器的谐振器为同轴腔体谐振器，各路通道滤波器的谐振杆为两种线膨胀系数不同的材料拼接而成，如采用低膨胀合金和铝，公共腔体的公共谐振杆采用铝材料。精确的设计各路通道滤波器的谐振杆中的这两种材料构成的谐振杆的长度可以实现在一定范围内如-5.0～5.0ppm/℃的温度补偿效果。输入多工器的公共腔体以及通道滤波器的谐振腔均采用了铝材料，这样有效的减小了质量，但由于铝的线膨胀系数 

较大，当温度变化时，金属会膨胀，通道滤波器的谐振器(包括谐振腔和谐振杆)的尺寸对谐振频率有着决定性的影响。材料铝的线膨胀系数为 而低膨胀合金为 

谐振器的外导体(即各路通道滤波器的谐振腔)为铝，谐振器的内导体(即各路通道滤波器的谐振杆)使用这两种材料拼接而成，精确的计算两种材料的比例，可以达到零漂移的效果。 

各路通道滤波器为具有10阶设计、4个有限远传输零点提高带外抑制、4个有限远传 输零点用于实现自均衡的通道滤波器。10阶设计使带外抑制、群时延变化更加优良，改善了整个信道。 

附图说明

图1为本发明公共腔体输入多工器的一种优选实施例的结构示意图。 

图2为本发明公共腔体输入多工器的一种优选实施例的内部结构示意图。 

图3a为一种优选的公共谐振杆的示意图。图3b为本发明所用紧固件的示意图。 

图4为本发明一种优选实施例的四路通道滤波器排列的结构示意图。 

图5为通道滤波器的五边形谐振腔结构示意图。 

图6为公共腔体与通道滤波器耦合的仿真结构示意图。 

图7为温度对通道滤波器的谐振器尺寸影响图。 

图8为通道滤波器的单个谐振器仿真结构示意图。 

图9为公共腔体仿真曲线。 

图10为n阶通道滤波器的等效电路图。 

图11为通道滤波器设计流程图。 

图12为二端口网络示意图。 

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行说明。 

一种公共腔体输入多工器，用于将宽带信号按照频率分成多路窄带信号，包括公共腔体和至少两路通道滤波器，公共腔体为输入宽带信号的宽带谐振器且分别与各路通道滤波器耦合。各路通道滤波器均包括多个谐振器，各谐振器包括谐振腔以及谐振腔内相应谐振杆，可以选取公共腔体与各通道滤波器的第一谐振器耦合，该第一谐振腔器与通道滤波器的输入端口连接，该输入多工器将公共腔体应用于输入端口，宽带信号进入公共腔体，宽带信号又通过各通道滤波器的第一谐振器被耦合到各路通道滤波器中。具有公共腔体结构的输入多工器可以由2～8路通道滤波器通过公共腔体合成，图1和图2分别为本发明公共腔体输入多工器的一种优选实施例的结构示意图以及内部结构示意图。本实施例选择为4路通道滤波器通过公共腔体合成的输入多工器，包括公共腔体10和各路通道滤波器中的多个谐振器11，还包括主腔体1、盖板2、SMAKFD22接头3、同轴连接器4、隔离器5、支架6、调谐螺钉7，紧固件8和谐振杆93，并在输入多工器的外壳涂覆有温控漆、导电胶、固封胶，并在内表面镀银。为精确、快速地调节输入端耦合，在公共腔体10与各通道滤波 器的第一谐振器之间的耦合窗口上设置有耦合螺钉71，各通道滤波器的谐振器之间也设置有耦合螺钉71，立式安装，节约安装面积，这在体积所限的通信卫星有效载荷中是宝贵的。其中，隔离器5分为输入端隔离器和输出端隔离器；支架6分为主支架61、副支架62和支架垫片63；图3a为一种优选的公共谐振杆的示意图，公共腔体10包括公共谐振腔体和公共谐振杆9，公共谐振杆9为公共谐振杆91和公共谐振杆92两段金属杆通过螺纹连接而成，公共腔体通过公共谐振杆将宽带输入信号实现输入耦合，公共谐振杆9上连接同轴连接器4，便于安装。紧固件8分为紧固螺钉81、弹垫82、平垫83、紧固螺母84、紧固螺栓85，如图3b所示的本发明所用紧固件的示意图。 

图4为本发明一种优选实施例的四路通道滤波器排列的结构示意图，四路通道滤波器采用了“背靠背、肩并肩”的结构形式，即四路通道滤波器公用同一底面和相邻两路通道滤波器公用同一侧壁。此时，公共腔体10与各路通道滤波器的第一谐振器耦合，各路通道滤波器的输入端口位于顶端，各路通道滤波器的第一谐振器并靠在一起，如图6所示的公共腔体与通道滤波器耦合的仿真结构示意图，公共腔体上设置有宽带信号的输入口12。这种“背靠背、肩并肩”的结构形式能够使得各路通道滤波器在结构上紧凑的连接在一起，有效地减少了体积和质量。电性能方面，公共腔体的设计使输入耦合计算准确，调试方便；并取代了以前输入多工器的环行器连接，减小了体积、质量，并消除了环行器受温度变化的影响。 

各路通道滤波器的谐振器排布为常用的折叠式排布，谐振器中的谐振腔为独特的五边形设计，如图5所示的通道滤波器的五边形谐振腔结构示意图，该设计可以方便的实现折叠式所要求的交叉耦合，五边形谐振腔的设计在结构上可以很好的满足公共腔体与通道滤波器耦合时主耦合和交叉耦合的耦合量的需求，使得主耦合的耦合量较大，而交叉耦合的耦合量较小，而且可以方便的增加某些在耦合矩阵中没有的交叉耦合，可以直接用耦合窗口的方法实现，无需复杂的耦合方式，便于实现，并方便调试。 

输入多工器的公共腔体以及通道滤波器的谐振腔均采用了铝材料，这样有效的减小了质量，但由于铝的线膨胀系数 

较大，当温度变化时，金属会膨胀，通道滤波器的谐振器(包括谐振腔和谐振杆)的尺寸对谐振频率有着决定性的影响。由于通道滤波器是窄带器件，即使是温度变化产生的微小的尺寸变化，也会对电性能产生巨大的影响，所以要应用温度补偿技术消除掉因为温度变化而对通道滤波器的电性能产生的影响(对于介质谐振器，由于介质具有优良的温度特性，并不需要温度补偿技术)。各路通道滤波器的谐振器为同轴腔体谐振器，各路通道滤波器的谐振杆为两种线膨胀系数不同的材料拼接而 成，如采用低膨胀合金A和铝B，公共腔体的公共谐振杆采用铝材料，如图7所示的温度对通道滤波器的谐振器尺寸影响图。精确的设计各路通道滤波器的谐振杆中的这两种材料的比例及其构成的谐振杆的长度可以实现在-5.0～5.0ppm/℃的温度范围内的温度补偿，可以达到零漂移的效果。 

图11为通道滤波器设计流程图。 

通道滤波器是种可以通过调谐使能量在特定的谐振频率通过的电磁电路。因此，通道滤波器广泛用于通信领域，来实现在期望的频段内传输能量(也就是所说的通带)，而抑制不希望频段内的能量传输(也就是所说的阻带)。另外，通道滤波器为了满足要求而有一些衡量的指标，典型的指标包括：插入损耗(也就是所说的带内最小损耗)，插损起伏(也就是所说的带内平坦度)，抑制或隔离(也就是所说的阻带衰减)，群时延(也就是所说的涉及通道滤波器相位特性的一个指标)和反射损耗。 

首先，根据指标要求设计通道滤波器，以单通道滤波器为例。根据指标的中心频率、带宽，选择合适的耦合谐振器并选择合适的通道滤波器Q值。 

耦合谐振器电路适用于很多物理结构如：波导、介质谐振器、微带线，同轴腔体，不同的物理结构适用不同频率范围。例如，指标的中心频率位于C频段内，由于波导谐振器在C频段体积大；介质谐振器也是一个很好的选择，但调试量要大于同轴腔体；微带线谐振器的Q值很低，满足不了本发明的要求；同轴腔体谐振器调试方便，而且得到的Q值为千量级，恰好满足本发明的要求，故本发明选择同轴腔体谐振器构成的同轴腔体滤波器。 

接着，根据要求的插入损耗、阻带衰减、群时延、带内平坦度等指标求解出满足指标要求的幅频响应和相频响应曲线，要求相应的曲线满足指标要求，根据求出的曲线综合得到耦合矩阵，由得到的耦合矩阵通过自编软件或者商用软件(如CST)计算得到具体的物理尺寸，绘图加工得到加工图纸。 

具体步骤如下： 

1、幅频响应和相频响应的求解 

为了设计满足上面提到的通道滤波器指标，通常就需要设计不同通道滤波器的幅频响应和相频响应曲线(幅频响应曲线是指：信号幅度随着频率变化的曲线，它可以衡量在不同频率时能量的传输或反射；相频响应曲线是指：信号相位随着频率变化的曲线，它对通信的质量有影响)。通道滤波器的幅频响应中重要的两项为传输函数(S₂₁，即S参数中描述的S₂₁)和反射函数(S₁₁，即S参数中描述的S₁₁)，可以由如下等式所示的多项式定义： 

$S_{11}\left(s\right)=\frac{F\left(s\right)}{E\left(s\right)}$ $S_{21}\left(s\right)=\frac{P\left(s\right)}{\mathrm{\ϵE}\left(s\right)}$

这里F(s)，P(s)和E(s)是变量s的多项式。s＝jω， $j=\sqrt{-1},$ ω为角频率，ε为常数，ε与反射损耗有关。分子多项式F(s)的根为通道滤波器的反射零点，分子多项式P(s)的根为通道滤波器的传输零点，分母多项式E(s)的根为通道滤波器的极点。通过改变反射零点、传输零点和极点的个数和位置，可以采用不同的通道滤波器响应类型，如切比雪夫、椭圆函数、最平坦响应、类椭圆函数等。通过改变反射零点、传输零点和传输极点的个数和位置，幅频响应和相频响应曲线的形式可以得到改变。不同的幅频响应和相频响应曲线满足各种指标要求。 

在选择反射零点、传输零点和传输极点的个数和位置时，对于切比雪夫、椭圆函数、最平坦响应传输形式的滤波器均有解析的公式计算得到。但是考虑到切比雪夫函数和最平坦响应不能选择有限远传输零点，椭圆函数不能随意改变极点位置等因素，本发明选择类椭圆函数传输形式。 

对于类椭圆函数可以凭借一定的经验或试验灵活地选择。根据霍尔维兹多项式等一系列的要求，类椭圆函数要满足一定的函数表达式如：极点的选择要位于复平面的左半平面；再如传输零点一对或几对为纯虚数，提供带外的高抑制；当传输零点为复数时，用作改善群时延和带内波动，就是所说的自均衡技术。 

各路通道滤波器采用10阶设计、4个有限远传输零点提高带外抑制、4个有限远传输零点用于实现自均衡的通道滤波器，即有4个交叉耦合，其中两个交叉耦合用作带外极点的实现，另外两个用作自均衡对带内群时延进行补偿。10阶设计使带外抑制、群时延变化更加优良，改善了整个信道。具体选择如下： 

传输零点：±1.01j，±1.6j，±0.62±0.35j，ε为0.05。 

极点为：-0.02±1.03j，-0.097±0.97j，-0.23±0.75j，-0.25±0.45j，-0.26±0.16j 

反射零点：±1.02j，-0.07±0.97j，-0.19±0.74j，-0.22±0.44j，-0.23±0.15j。 

2、耦合矩阵推导 

第一步：推导y₂₂和y₂₁的已知表达式 

已知： $S_{11}\left(s\right)=\frac{F\left(s\right)}{E\left(s\right)},$ $S_{21}\left(s\right)=\frac{P\left(s\right)}{\mathrm{\ϵE}\left(s\right)}$ 多项式和ε，其中(s＝jw) 

推出导纳矩阵的两个表达式y₂₂(s)，y₂₁(s)。 

从输入端看去的外部阻抗为 $Z_{11}\left(s\right)=\frac{z_{11}[1/y_{22}+1]}{z_{22}+1}---\left(1.1\right)$

其中，z₁₁、z₂₂均为二端口网络自身的阻抗。 

阻抗为 $Z_{11}\left(s\right)=\frac{1+S_{11}\left(s\right)}{1-S_{11}\left(s\right)}=\frac{E\left(s\right)\±F\left(s\right)}{E\left(s\right)\stackrel{\‾}{+}F\left(s\right)}=\frac{m_1+n_1}{m_2+n_2},---\left(1.2\right)$

其中m₁+n₁是Z₁₁(s)的分子。 

m₁＝Re(e₀+f₀)+Im(e₁+f₁)s+Re(e₂+f₂)s²+… 

n₁＝Im(e₀+f₀)+Re(e₁+f₁)s+Im(e₂+f₂)s²+…    (1.3) 

m₁为E(s)+F(s)的s的偶次幂项的系数的实部多项式和奇次幂项的系数的虚部多项式之和； 

n₁为E(s)+F(s)的s的偶次幂项的系数的虚部多项式和奇次幂项的系数的实部多项式之和； 

m₂为E(s)-F(s)的s的偶次幂项的系数的实部多项式和奇次幂项的系数的虚部多项式之和； 

n₂为E(s)-F(s)的s的偶次幂项的系数的虚部多项式和奇次幂项的系数的实部多项式之和。 

对于双端口偶数阶谐振器的情况： 

将1.2式中的n₁提出，可以得到 $Z_{11}\left(s\right)=\frac{n_1[m_1/n_1+1]}{m_2+n_2}$ 可以看出 $y_{22}=\frac{n_1}{m_1}---\left(1.4\right)$

对于一个双端口网络的网络矩阵有该换算关系： 

$\left[\begin{array}{cc}{y}_{11}& y_{12}\\ y_{21}& y_{22}\end{array}\right]=\frac{\left[\begin{array}{cc}1-S_{11}+S_{22}-\left|S\right|& -2S_{12}\\ -2S_{12}& 1+S_{11}-S_{22}-\left|S\right|\end{array}\right]}{1+S_{11}+S_{22}+\left|S\right|},$ |S|为行列式    (1.5) 

因为y₂₁与y₂₂具有相同的分母，且y₂₁和S₂₁(s)有相同的传输零点，则有 

$y_{21}=\frac{P\left(s\right)}{\mathrm{\ϵ}{m}_1}---\left(1.6\right)$

当双端口奇数阶谐振器时： $y_{22}=\frac{m_1}{n_1},$ $y_{21}=\frac{P\left(s\right)}{\mathrm{\ϵ}{n}_1}---\left(1.7\right)$

单端口偶数阶谐振器时： $y_{22}=\frac{n_1}{m_1},$ $y_{21}=\frac{P\left(s\right)}{\mathrm{\ϵ}{m}_1}--\left(1.8\right)$

单端口奇数阶谐振器时： $y_{22}=\frac{m_1}{n_1},$ $y_{21}=\frac{P\left(s\right)}{\mathrm{\ϵ}{n}_1}---\left(1.9\right)$

单端口网络时在式子1.8和1.9中 

m₁＝Re(e₀)+Im(e₁)s+Re(e₂)s²+… 

n₁＝Im(e₀)+Re(e₁)s+Im(e₂)s²+…    (1.10) 

其中e_i，f_i，(i＝1，2，…N)是E(s)和F(s)的复系数。上述两多项式的系数为实虚交替，以确保能有纯虚数的根。 

第二步：推导y₂₂和y₂₁的未知表达式 

图10为n阶通道滤波器的等效电路图，其电路方程为： 

$\left[\begin{array}{c}{e}_1\\ 0\\ 0\\ 0\\ .\\ .\\ .\\ 0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\begin{array}{cccccccc}S+R_1& {\mathrm{jM}}_{12}& {\mathrm{jM}}_{13}& .& .& .& .& {\mathrm{jM}}_{1n}\\ {\mathrm{jM}}_{12}& S& {\mathrm{jM}}_{23}& .& .& .& .& .\\ {\mathrm{jM}}_{13}& {\mathrm{jM}}_{23}& S& .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .& .& S& {\mathrm{jM}}_{n-1,n}\\ {\mathrm{jM}}_{1n}& .& .& .& .& .& {\mathrm{jM}}_{n-1,n}& S+R_n\end{array}& \·\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_1\\ i_2\\ i_3\\ .\\ .\\ .\\ i_{n-1}\\ i_n\end{array}\right]$

写成矩阵方程为：E＝Z·i＝j(ωI-jR+M)i    (1.11) 

其中，I是单位矩阵；R是第(1，1)个元为R₁，第(n，n)个元为R_n，其余元为零的矩阵；M就是耦合矩阵，对角线元均为零，其余元依次为M_ij的矩阵。 

为了计算M_ij做以下的理论推导： 

其外部特性如图12所示的二端口网络示意图，二端口网络的内部的等效电路如图10所示，即n阶通道滤波器的等效电路图： 

I₁＝y₁₁V₁+y₂₁V₂， 

I₂＝y₂₁V₁+y₂₂V₂(y₁₁＝y₂₂)    (1.12) 

当R₁＝R_n＝0，V₁＝e₁，V₂＝0时，可知短路导纳为： 

y₁₁＝I₁/e₁＝i₁＝-j[(ωI+M)^-1]₁₁，y₂₁＝I₂/e₁＝i_n＝-j[(ωI+M)^-1]_n1    (1.13) 

在式(1.11)中，令R等于零，得： 

(ωI+M)i＝-j(1，0，0，…，0)′＝e′    (1.14) 

其中i＝(i₁，i₂，…i_n)，是列矩阵，上角撇号代表倒置运算。在数值上，i₁＝y₁₁，i_n＝y₂₁。现取i的一个正交变换，i＝Ty，TT′＝T′T＝I，代入式(1.14)，方程两边均左乘以式i′＝(Ty)′，变换得： 

y′(T′MT+ωI)y＝y′T′e′(1.15) 

我们要求T作用于M后，变成如下对角阵： 

即可得：M＝-TΛT′，代入式(1.15)得： 

y＝-(Λ-ωI)^-1T′e′(1.17) 

又知下式成立： 

可得：y＝-DT′e′＝-(DT′)e′，即是式： 

$i=\mathrm{Ty}=\mathrm{jTD}{(T_{11},T_{12},\·\·\·,T_{1n})}^{\′}=\mathrm{jT}{(\frac{T_{11}}{{\mathrm{\λ}}_1-\mathrm{\ω}},\frac{T_{12}}{{\mathrm{\λ}}_2-\mathrm{\ω}},\·\·\·\frac{T_{1n}}{{\mathrm{\λ}}_n-\mathrm{\ω}})}^{\′}---\left(1.19\right)$

故可分出矩阵i的第一个元和最后一个元。 

$i_1=y_{11}=j\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{T_{1k}^2}{{\mathrm{\λ}}_k-\mathrm{\ω}},$ $i_n=y_{21}=j\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{T_{\mathrm{nk}}{T}_{1k}}{{\mathrm{\λ}}_k-\mathrm{\ω}}---\left(1.20\right)$

第三步：推出λ_k，T_1k，T_nk

由式(1.20)可以看出矩阵M的特征值λ_k正好是y₂₂，y₂₁共同的分母多项式的根，而 正交矩阵T的第一行和最后一行元素可以根据y₂₂和y₂₁对应于每个λ_k的留数求得。设y₂₂和y₂₁的留数分别为r_21k和r_22k。 

则有 $T_{\mathrm{nk}}=\sqrt{r_{22k}},$ $T_{1k}=\frac{r_{21k}}{T_{\mathrm{nk}}}=\frac{r_{21k}}{\sqrt{r_{22k}}},$ k＝1，2，…，n    (1.21) 

第四步：构造T，M矩阵： 

当求出正交矩阵的第一行及第n行T_1k，T_nk时，中间的行补做单位矩阵形式时，进行施密斯正交归一化求得T。根据(1.16)可求解出耦合矩阵M。 

又因为 $R_1=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{T}_{1k}^2,$ $R_n=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{T}_{\mathrm{Nk}}^2---\left(1.22\right)$

最终综合并折叠形式排布旋转得到的耦合矩阵为：R₁＝0.1342，Rn＝1.5839。 

$\left[\begin{array}{cccccccccc}0.0000& 0.6938& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0142\\ 0.6938& 0.0000& 0.5528& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000& -0.0197& 0.0000\\ 0.0000& 0.5528& 0.0000& 0.5016& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0906& 0.0000& 0.0000\\ 0.0000& 0.0000& 0.5016& 0.0000& 0.4928& 0.0000& -0.073& 0.0000& 0.0000& 0.0000\\ 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.4928& 0.0000& 0.6279& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000\\ 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.6279& 0.0000& 0.5386& 0.0000& 0.0000& 0.0000\\ 0.0000& 0.0000& 0.0000& -0.073& 0.0000& 0.5386& 0.0000& 0.5602& 0.0000& 0.0000\\ 0.0000& 0.0000& 0.0906& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.5602& 0.0000& 0.6476& 0.0000\\ 0.0000& -0.0197& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.6476& 0.0000& 1.0640\\ 0.0142& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 0.0000& 1.0640& 0.0000\end{array}\right]$

其中，R₁为公共腔体与通道滤波器的第一谐振器的耦合量，即耦合输入量，Rn为通道滤波器的最后一个谐振器与输出的耦合量，即耦合输出量。如耦合矩阵所示，主耦合的耦合量较大，而交叉耦合的耦合量较小，这种五边形谐振腔体的设计在结构上可以很好的满足这种需求，而且可以方便的增加某些在耦合矩阵中没有的交叉耦合，使得这些耦合方便调试。 

3、公共腔体尺寸计算 

3.1计算单腔谐振频率 

通道滤波器中的谐振器中的谐振腔是一个精确尺寸设计的金属空膛。通常相邻的谐振腔用小缝隙联系在一起(例如膜片)以实现两个谐振器间的能量耦合。谐振腔可以选择性地使用金属杆或者陶瓷介质材料。本领域技术人员清楚，该谐振器的尺寸可由解析公式、数值计算得到。 

通道滤波器的谐振器的材料和尺寸确定后，通道滤波器Q值(即品质因数)就被确定。 对于实际的滤波器，Q值会直接影响到插入损耗和带内平坦度的大小。特别的，高Q值的滤波器有小的插入损耗，并且在过渡带有陡峭的滚降(即更高的矩形系数)。相反的，低Q值的滤波器由于大的插入损耗而有大的能量损耗，而且在通带边缘损耗也增大的很快。例如，有高Q值的波导谐振器构成的波导滤波器或介质谐振器构成的介质滤波器的Q值能达到8000到15000，低Q值的谐振器，例如同轴腔体谐振器构成的同轴腔体滤波器的Q值为2000到5000量级。 

通常，为了提高Q值以改善滤波器的性能，需要选择尺寸较大的谐振器，选择合适的谐振腔大小，满足Q值的要求。如图8所示的通道滤波器的单个谐振器仿真结构示意图，在高频仿真软件CST中建立单腔仿真模型，用来计算单腔谐振频率。在选择谐振腔的腔体大小时选择约18mm*18mm*15mm(高)，Q值约为2500。内部的谐振杆长度为12.2mm时，内部的谐振杆直径平均为6mm，计算得出中心频率为4.04GHz。 

调整内部的谐振杆长度不同值时，计算出如图9所示的公共腔体仿真曲线中的4个通道的谐振频率：3760MHz，3880MHz，4000MHz，4120MHz。 

3.2计算输入端耦合量 

根据得到的耦合矩阵，输入多工器的输入端为公共腔体的公共端口，采用了反射群时延方法，在高频仿真软件CST中建模计算，通过适当的选取公共腔体及内部的公共谐振杆的长度和直径，使公共腔体宽带谐振，由于公共腔体宽带谐振的带宽需覆盖各通道滤波器的中心频率，本实施例带宽覆盖了3.7GHz～4.2GHz，以满足需要。 

输入端耦合量采用反射群时延法计算： 

对于低通滤波器S11的群时延我们定义为： 

其中 

为S11的相位(单位rad)，w为角频率。当转化为带通滤波器时为 

w¹为低通的角频率。且 $w^1\→\frac{w_0}{w_2-w_1}(\frac{w}{w_0}-\frac{w_0}{w})$

其中w₀为带通滤波器的中心频率，w₁为带通的下边频，w₂为带通的上边频， 

w₀＝(w₁w₂)^1/2

对于低通滤波器原形的传输函数： 

$S_{11}=\frac{Z_{\mathrm{in}}-Z_0}{Z_{\mathrm{in}}+Z_0}$

其中，Z_in为从低通滤波器的端口看去的二端口网络阻抗，Z₀为源阻抗。 

对于无耗情况Z_in为纯虚数，Z₀为实数。 $S_{11}=\frac{{\mathrm{jX}}_{\mathrm{in}}-Z_0}{{\mathrm{jX}}_{\mathrm{in}}+Z_0}$

所以， 

由于 $X_{\mathrm{in}}=-\frac{1}{w^1{g}_1},$ Z₀＝g₀

故 ${\tan }^{-1}\frac{X_{\mathrm{in}}\left(w^1\right)}{Z_0}={\tan }^{-1}-\frac{1}{w^1{g}_0{g}_1}$

$\frac{\∂{\tan }^{-1}(-\frac{1}{w^1{g}_0{g}_1})}{{\∂w}^1}=\frac{g_0{g}_1}{1+{\left(g_0{g}_1{w}^1\right)}^2},$ 将其代入上面群时延的式子得： 

${\mathrm{\Γ}}_d\left(w\right)=\frac{2(w^2+w_0^2)g_0{g}_1}{w^2(w_2-w_1)(1+{\left(g_0{g}_1\right)}^2{\left(\frac{w_0}{w_2-w_1}(\frac{w}{w_0}-\frac{w_0}{w})\right)}^2)}$

当w＝w₀时， ${\mathrm{\Γ}}_{d1}\left(w_0\right)=\frac{4g_0{g}_1}{w_2-w_1}=\frac{4g_0{g}_1}{2\mathrm{\π}(\mathrm{BW}*R_1)},$ 其中g₀，g₁为低通滤波器归一化因子。 

求出谐振的群时延值为119ns。 

公共腔体与通道滤波器耦合的仿真结构示意图如图6所示，公共腔体仿真曲线如图9所示。根据3.1节中计算得出的尺寸，改变公共腔体和通道滤波器第一个谐振器间的耦合窗口大小，并改变公共谐振杆的长度和直径，计算得到所需要的群时延值。CST中的设置为：公共腔体中没有加调谐螺钉时群时延计算值为130ns(仿真值为119ns)，计算出的调谐螺钉长度约为0.8mm。 

4、耦合及温度补偿设计 

在CST中建模如图8所示，CST中的设置为：低膨胀合金的线膨胀系数为 

铝的线膨胀系数为 

在计算温度补偿时，结构的任意长度尺寸为L，如果铝材料，温度从0变化为T时， 长度尺寸从L变化到L×(1+T×23×10^-6)。求解器选择为本征模计算仿真结果。 

5、根据指标要求，计算每个通道的尺寸，把最终计算的尺寸，加工调试，可得到最终输入多工器。 

本发明的主要性能参数及指标要求如表1所示： 

表1 

本发明的公共腔体输入多工器设计同样适用于中心频率为300MHz～30GHz的同轴腔体、介质、波导滤波器、梳状滤波器、交指滤波器构建的输入多工器。不使用电缆或波导和环行器连接，通过构建公共腔体和通道滤波器完成多通道一体化设计，减小了体积、质量，并消除了环行器受温度变化的影响造成的误差，提高了可靠性，节约成本，又提高了 电性能，公共腔体的设计使输入耦合计算准确，调试方便，并使通道性能一致性好。 

应当指出，以上所述具体实施方式可以使本领域的技术人员更全面地理解本发明创造，但不以任何方式限制本发明创造。因此，尽管本说明书参照附图和实施例对本发明创造已进行了详细的说明，但是，本领域技术人员应当理解，仍然可以对本发明创造进行修改或者等同替换，总之，一切不脱离本发明创造的精神和范围的技术方案及其改进，其均应涵盖在本发明创造专利的保护范围当中。 

Claims (14)

1.一种公共腔体输入多工器，用于将宽带信号按照频率分成多路窄带信号，其特征在于，包括公共腔体和四路通道滤波器，所述各路通道滤波器的侧面并靠在一起，并靠后的通道滤波器按2*2方阵排列，所述公共腔体为输入宽带信号的宽带谐振器且分别与各路通道滤波器耦合，所述输入多工器不使用电缆或波导、环行器与通道滤波器连接，通过构建公共腔体和通道滤波器形成多通道一体化结构。

2.根据权利要求1所述的公共腔体输入多工器，其特征在于，所述公共腔体与各通道滤波器的第一谐振器耦合，所述第一谐振器与通道滤波器的输入端口连接。

3.根据权利要求1所述的公共腔体输入多工器，其特征在于，所述公共腔体通过耦合窗口与各通道滤波器的第一谐振器耦合，所述耦合窗口上设置有耦合螺钉，所述第一谐振器与通道滤波器的输入端口连接。

4.根据权利要求1所述的公共腔体输入多工器，其特征在于，所述各路通道滤波器的下端面位于同一平面。

5.根据权利要求1所述的公共腔体输入多工器，其特征在于，所述各路通道滤波器的输入端口位于顶端，各路通道滤波器的第一谐振器并靠在一起。

6.根据权利要求1所述的公共腔体输入多工器，其特征在于，所述公共腔体包括公共谐振杆，所述公共谐振杆为两段金属杆连接而成，公共谐振杆上连接着同轴连接器。

7.根据权利要求1所述的公共腔体输入多工器，其特征在于，所述各路通道滤波器的谐振器为折叠式排布，所述谐振器中的谐振腔为五边形腔体。

8.根据权利要求1所述的公共腔体输入多工器，其特征在于，所述各路通道滤波器具有-5.0～5.0ppm/℃的频率随温度漂移特性。

9.根据权利要求8所述的公共腔体输入多工器，其特征在于，所述各路通道滤波器的谐振器为同轴腔体谐振器，所述各路通道滤波器的谐振杆为两种线膨胀系数不同的材料拼接而成。

10.根据权利要求9所述的公共腔体输入多工器，其特征在于，所述两种线膨胀系数不同的材料为低膨胀合金和铝，所述公共腔体的公共谐振杆采用铝材料。

11.根据权利要求1所述的公共腔体输入多工器，其特征在于，所述各路通道滤波器为具有10阶设计、4个有限远传输零点提高带外抑制、4个有限远传输零点用于实现自均衡的通道滤波器。

12.根据权利要求1所述的公共腔体输入多工器，其特征在于，所述公共腔体宽带谐振的带宽覆盖各通道滤波器的中心频率。

13.根据权利要求1所述的公共腔体输入多工器，其特征在于，所述各路通道滤波器为同轴腔体滤波器或介质滤波器或波导滤波器或梳状滤波器或交指滤波器。

14.根据权利要求13所述的公共腔体输入多工器，其特征在于，所述各路通道滤波器的中心频率为300MHz～30GHz。

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