CN101478317A - 直接变频调制中iq幅度的自适应平衡系统 - Google Patents
直接变频调制中iq幅度的自适应平衡系统 Download PDFInfo
- Publication number
- CN101478317A CN101478317A CNA2008102077074A CN200810207707A CN101478317A CN 101478317 A CN101478317 A CN 101478317A CN A2008102077074 A CNA2008102077074 A CN A2008102077074A CN 200810207707 A CN200810207707 A CN 200810207707A CN 101478317 A CN101478317 A CN 101478317A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- module
- output
- amplitude
- digital
- converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
一种数字信号处理技术领域的直接变频调制中IQ幅度的自适应平衡系统，包括：下变频模块、解调与频相恢复模块、平均器模块和反馈模块，其中：下变频模块的输入端接收待处理射频信号并将基带信号传送至解调与频相恢复模块和反馈模块，解调与频相恢复模块将基带信号解调并恢复载波的频率与相位后传输至平均器模块，平均器模块将计算后的功率幅值差传输至反馈模块，反馈模块设置于调制系统的输出端并同时接收来自调制系统的基带数据和来自平均器模块的功率幅值差，反馈模块的输出端连接至发射天线。本发明能够自动监测、跟踪和补偿整个上变频链路中所有器件中因环境温度及湿度变化而引起的I，Q幅度差，同时自适应反馈结构精度高。
Description
技术领域
本发明涉及的是一种数字信号处理技术领域的系统，具体是一种直接变频调制中IQ幅度的自适应平衡系统。
背景技术
在数字信号传输系统中，需要将基带信号上变频到射频。以数字电视传输系统为例，8MHz的基带信号需要被上变频到相应的射频频率，如48MHz到866MHz。传统的上变频有以下三种方式：三次变频、二次变频和直接变频。
三次变频，能比较好地滤除镜像频谱，各模拟滤波器的频点固定，系统在各频率点上性能一致。本振频率不在所需要的频带之内，可以和镜像频谱一起很好地滤除。但是这种变频方式需要2级变频，对系统和电路设计有相当高的要求，系统相当复杂，三级变频的相位噪声比二次变频和直接变频的相位噪声差；而二次变频的模拟带通滤波器既不能保证很好的带外抑制，也不能保证很好的带通特性，即带内的平坦度无法保证。为了解决以上三次变频和二次变频的不足，直接变频即一次变频的方式得到推崇。直接变频是将复数字基带信号I，Q两路通过两个DAC转换为复模拟基带信号；在零中频处将I，Q两路通过两个低通滤波器进行简单的模拟低通滤波，滤除DAC的高次频谱谐波；再将该模拟复零中频信号I，Q两路通过变频器直接正交调制到所需要的频带上。由于复数字基带信号和复模拟基带信号的I路和Q路均为零均值，在本振信号为理想的正弦波和余弦波时，本振信号被抵消。从而复模拟基带信号被直接变频到所需要的频点。直接变频的优势是明显的。首先，系统只有一次变频，相位噪声优于二次变频和三次变频；其次，基带的模拟滤波器是简单的低通滤波器，性能很容易保证，设计很简单；最后，因为零中频的结构，射频不需要任何模拟滤波器。现有技术中在很多用于零中频直接变频的两路DAC器件中，如AD9773，9775，9777，9779和DAC5686，5687等，在主输出DAC基础上还有辅助DAC，用于调整主DAC的增益。但是，直接变频有一个很严格的要求，就是复模拟基带信号的I路和Q路信号幅度均值必须保持不变。现代数字通讯系统，在数字域是能保证这一点的，但是，基带的I，Q两路DAC一般因设计和制造的原因，都会有一定的增益差存在，在变频器中，因设计和制造的原因，也会有一定的增益差存在。这些增益差会导致最终输出射频信号的I，Q幅度不平衡，使得最终输出的频谱不够理想，影响接收机性能。这些增益差还会随环境温度，湿度的变化而变化。
经过对现有技术的检索发现，美国专利US6751266，公布了一种用于线性和非线性补偿的机制，将发射机的特性储存在本地ROM中，用于补偿发射系统的非线性失真。但是该技术完全没有区分I和Q的幅度差，因此并不能补偿I，Q两路的幅度差。
又经检索发现，美国专利US6281936，公布了一种自适应的用于线性和非线性补偿的机制，自适应地补偿发射机中的线性和非线性失真。但是该技术基于仅仅是实信号的美国8VSB系统，Q路信号是由I路直接产生的，并没有区分I和Q的幅度差，因此并不能补偿I，Q两路的幅度差。
再经检索发现，美国专利US6285412，公布了一种自适应的用于线性和非线性补偿的机制，自适应地补偿发射机中的线性和非线性失真。但是该技术的ADC和DAC仅仅使用单路的I路信号，Q路信号是由I路直接产生的，并没有区分I和Q的幅度差，因此并不能补偿I，Q两路的幅度差。
发明内容
本发明针对现有技术存在的上述不足，提供一种直接变频调制中IQ幅度的自适应平衡系统，在主信号不中断的情况下，能够自动监测、跟踪和补偿整个上变频链路中所有器件中因环境温度及湿度变化而引起的I，Q幅度差，同时自适应反馈结构精度高。
本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括：下变频模块、解调与频相恢复模块、平均器模块和反馈模块，其中：下变频模块的输入端接收待处理射频信号并将基带信号传送至解调与频相恢复模块和反馈模块，解调与频相恢复模块将基带信号解调并恢复载波的频率与相位后传输至平均器模块，平均器模块将计算后的功率幅值差传输至反馈模块，反馈模块设置于调制系统的输出端并同时接收来自调制系统的基带数据和来自平均器模块的功率幅值差，反馈模块的输出端连接至发射天线。
下变频模块包括：变频器、固定滤波器和模数转换器，其中：变频器接收待处理射频信号，变频器的输出端连接固定滤波器的输入端，固定滤波器的输出端连接模数转换器，模数转换器的输出端连接解调与频相恢复模块。
所述的变频器为带有单口变化带通滤波器的单口变频器或带有双乘法电路的双口变频器，其中：单口变频器将射频信号变换到模拟低中频，该变频器接收单口变化带通滤波器输出的经过滤波的射频信号，该变频器输出中心频率36MHz～44MHz的模拟低中频信号，单口变频器中的单口变化带通滤波器用于滤除镜像频谱；双口变频器包括两个并联的乘法电路，该双口变频器接收射频信号和来自本振信号的正弦波信号和余弦波信号并分别输出基带信号的I分量和Q分量的模拟值。
所述的固定滤波器为双口固定低通滤波器或单口固定带通滤波器，其中：双口固定低通滤波器滤除模拟基带信号的高次频谱谐波，该双口固定低通滤波器输入为模拟基带信号，输出为经低通滤波后的模拟基带信号。
所述的模数转换器为双口模拟-数字转换器或单口模拟-数字转换器以及数字变频器，所述的双口模拟-数字转换器接收模拟基带信号，输出数字基带信号至解调与频相恢复模块；所述的单口模拟-数字转换器接收模拟低中频信号，输出数字低中频信号，所述的数字变频器接收数字低中频信号和数字本振信号并输出数字基带信号。
解调与频相恢复模块包括：半带滤波器，信道成形滤波器，内插器，相位反旋器和同步器，其中：半带滤波器与下变频模块的输出端相连接，半带滤波器的输出端连接信道成形滤波器的输入端，信道成形滤波器的输出端连接内插器的输入端，内插器的输出端分别连接相位反旋器的输入端和同步器的输出端，相位反旋器的输入端另外与同步器的输出端连接，相位反旋器的输出端同时连接同步器的输入端和平均器模块。
所述的半带滤波器滤除模数转换后的高次频谱谐波，输出基带数字信号；信道成形滤波器与调制端信道成形滤波器结构一致，完成解调功能，输出解调后的基带数字信号；内插器用于恢复采样时钟相位，输出采样时钟相位纠正后的数据；相位反旋器用于恢复载波频率和相位，输出频相皆被纠正后的解调后的数据，送到平均器模块。
平均器模块包括：第一积分器、第二积分器、第一求值电路、第二求值电路、减法器和回路滤波器，其中：第一求值电路和第二求值电路分别与解调与频相恢复模块的输出端连接，第一求值电路和第二求值电路分别与第一积分器相连和第二积分器相连后作为减法器的输入，减法器输出至回路滤波器。
所述的求值电路为求绝对值或者平方值电路以获得采样点信号功率或幅度，该求值电路接收基带数字信号并输出基带数字信号的每个采样点的信号功率或幅度至积分器，所述的积分器对基带数字信号的每个采样点的信号功率或幅度求均值并输出，所述的减法器接收来自第一积分器和第二积分器的信号功率或幅度求均值并将差值输出至回路滤波器，所述的回路滤波器接收信号功率或幅度求均值的差值并输出幅度控制信号至反馈模块。
反馈模块包括：数模转换器、反馈滤波器和反馈变频器，其中：数模转换器的输入端分别与平均器模块的输出端和调制系统的输出端连接，数模转换器的输出端依次连接反馈滤波器和反馈变频器并连接至发射天线的输入端。
本发明在数字信号传输中直接变频的调制中，通过对射频信号进行下变频和采样，对采样后的数据进载波频率和相位恢复后分出I、Q两路信号分别进行平方或绝对值运算后，通过积分器获得I、Q两路信号的平均功率或者幅度并相减得到平均功率或者幅度的差值，将该差值经回路滤波器进一步平均后反馈到调制端对I路或Q路的信号幅度进行调整以获得射频信号中I、Q两路信号幅度的平衡。
本发明能够在输出的模拟射频频谱达到60dB的带肩比，IQ之间幅度差在0.01dB，IQ之间相位差在0.1度，能够确保得到优越的输出模拟射频特性。
附图说明
图1为实施例1应用示意图；
图2为实施例1中下变频模块示意图；
图3为实施例1中解调与频相恢复模块示意图；
图4为实施例1中平均器模块示意图；
图5为实施例1中反馈模块示意图；
图6为实施例2中下变频模块示意图；
图7为实施例2中反馈模块示意图；
图8为实施例2输出频谱；
图9为实施例2性能曲线图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的实施例作详细说明：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
如图1所示为本实施例1应用示意图，实施例1包括：下变频模块100、解调与频相恢复模块200、平均器模块300、反馈模块400、调制系统500和发射天线600，其中：下变频模块100的输入端与发射天线600耦合后接收到待处理射频信号并输出基带信号至解调与频相恢复模块200，解调与频相恢复模块200将基带信号解调并恢复载波的频率与相位后传输至平均器模块300，平均器模块300将计算后的功率幅值差传输至反馈模块400，反馈模块400同时接收来自调制系统500输出的基带信号，实现幅度调整以及变频后输出射频信号传送至发射天线600。
如图2所示，实施例1中所述的下变频模块100包括：第一乘法电路101、第二乘法电路111、第一固定低通滤波器102、第二固定低通滤波器112、第一模数转换器103和第二模数转换器113，其中：第一乘法电路101接收待处理射频信号和来自本振信号产生的余弦波信号，第一乘法电路101的输出是送给第一固定低通滤波器102的I路模拟基带信号；第二乘法电路111接收待处理射频信号和来自本振信号产生的正弦波信号，第二乘法电路111的输出是送给第二固定低通滤波器112的Q路模拟基带信号，第一固定低通滤波器102的输入是第一乘法电路101输出的I路模拟基带信号，第一固定低通滤波器102将滤波后的I路模拟基带信号输出到第一模数转换器103；第二固定低通滤波器112的输入是第二乘法电路121输出的Q路模拟基带信号，第二固定低通滤波器112将滤波后的Q路模拟基带信号输出到第二模数转换器113，第一模数转换器103和第二模数转换器113分别将I路数字基带信号和Q路数字基带信号输出至解调与频相恢复模块200。
如图3所示，实施例1中所述的解调与频相恢复模块200包括：半带滤波器201，信道成形滤波器202，内插器203，相位反旋器204，同步器205，其中：半带滤波器201接收来自下变频模块100输出的基带数字信号，半带滤波器201将滤波后的基带数字信号输出到信道成形滤波器202，信道成形滤波器202的输入是半带滤波器201滤波后的基带数字信号，信道成形滤波器202将解调后的基带数字信号输出到内插器203，内插器203的输入是信道成形滤波器202滤波后的基带数字信号以及同步器205输出的恢复采样相位的控制信号，内插器203将恢复采样相位的数据输出到相位反旋器204，相位反旋器204的输入是内插器203恢复采样相位后的数据以及同步器205输出的恢复载波频率和相位的控制信号，相位反旋器204将恢复了载波频率和相位的数据分别输出到平均器模块300，以及同步器205，同步器205的输入是相位反旋器恢复了载波频率和相位的数据，输出的是恢复采样相位和载波频率与相位的控制信号，分别反馈到相位反旋器204和内插器203。
所述的信道成形滤波器202用于恢复出解调信号，该信道成形滤波器202和调制系统500中的信道成形滤波器在结构上完全一致，所述的内插器203用于恢复解调信号采样相位，由模拟-数字转换器采样时钟产生与调制端数据一致的频率的时钟，并通过内插器203恢复采样相位误差，所述的相位反旋器204用于恢复解调信号的载波频率和相位，所述的同步器205用于生成恢复载波频率与相位以及时钟采样相位的控制信号。
如图4所示，实施例1中所述的平均器模块300包括：第一积分器301、第二积分器311、第一求值电路302、第二求值电路312、减法器303和回路滤波器304，其中：第一求值电路302和第二求值电路312分别接收解调与频相恢复模块200的输出，第一求值电路302和第二求值电路312分别与第一积分器301相连和第二积分器311相连后作为减法器303的输入，减法器303输出至回路滤波器304。
所述的第一求值电路302和第二求值电路312为求绝对值或者平方值电路以获得采样点信号功率或幅度，并将基带数字信号每个采样点的信号功率或幅度分别传输至第一积分器301和第二积分器311，所述的第一积分器301和第二积分器311将基带数字信号的每个采样点的信号功率或幅度求均值并输出至减法器303，所述的减法器303将信号功率或幅度均值相减并将差值输出至回路滤波器304，所述的回路滤波器304接收信号功率或幅度求均值的差值并输出幅度控制信号至反馈模块400。
如图5所示，实施例1中所述的反馈模块400包括：乘法器401、第一数模转换器402、第二数模转换器412、第一反馈滤波器403、第二反馈滤波器413、第一反馈变频器404、第二反馈变频器405和加法器406，其中：乘法器401接收平均器模块300输出的幅度控制信号和调制系统500输出的I路数字基带信号并输出至第一数模转换器402，第二数模转换器412接收调制系统500输出的Q路数字基带信号，第一数模转换器402、第一反馈滤波器403和第一反馈变频器404组成支路并与第二数模转换器412、第二反馈滤波器413、第二反馈变频器405组成的支路合并至加法器406并输出。
如图6所示，实施例2中的下变频模块100包括：单口变化带通滤波器121、单口变频器122、单口固定带通滤波器123、单口模拟-数字转换器124和数字变频器125，其中：单口变化带通滤波器121接收待处理射频信号并依次连接单口变频器122、单口固定带通滤波器123、单口模拟-数字转换器124和数字变频器125，单口变频器122和数字变频器125另外分别接收36MHz～44MHz的中心频率和来自本振信号产生的数字域的本振信号，数字变频器125的输出端与解调与频相恢复模块200的输入端连接。
如图7所示，实施例2中的反馈模块400包括：第一数模转换器402、第二数模转换器412、第一反馈滤波器403、第二反馈滤波器413、第一反馈变频器404、第二反馈变频器405和加法器406，其中：第一数模转换器402和第二数模转换器412分别接收调制系统500输出的I路数字基带信号和Q路数字基带信号，第一数模转换器402、第一反馈滤波器403和第一反馈变频器404组成支路并与第二数模转换器412、第二反馈滤波器413、第二反馈变频器405组成的支路合并至加法器406并输出。
所述的第一数模转换器402和第二数模转换器412上还分别设有第一辅助转换器422、第二辅助转换器432和控制信号转换器407，控制信号转换器407的输入端连接至平均器模块300的输出端以接收幅度控制信号，控制信号转换器407的输出端分别连接第一辅助转换器422和第二辅助转换器432的输入端以输出I路幅度控制信号和Q路幅度信号，第一辅助转换器422和第二辅助转换器432的输出端分别连接至第一数模转换器402和第二数模转换器412的输入端。
所述的控制信号转换器407输出的I路幅度控制信号AI和Q路幅度控制信号AQ与控制信号转换器407输入的幅度控制信号ΔA的关系如下所示：
AI＝A+ΔAI，AQ＝A+ΔAQ，
AI-AQ＝ΔAI-ΔAQ＝α×ΔA
其中：α是差值增益，I路幅度控制信号AI等于预设值A和增量值ΔAI的和，Q路幅度控制信号AQ等于预设值A和增量值ΔAQ的和，所述的预设值A，ΔAI与ΔAQ的值都由第一数模转换器402、第二数模转换器412的器件特性所决定，ΔAI和ΔAQ的差值满足和与ΔA成线形关系。
如图8所示，其x轴表示频率，y轴表示增益，Marker表示本实施例2的频域图谱的中心频率，如图可见，本实施例2能够在输出的模拟射频频谱达到60dB的带肩比，依照性能曲线图可以得到推断，IQ之间幅度差在0.01dB。
如图9所示，其x轴表示I/Q相位差，y轴表示I/Q增益差，如图可见，本实施例2的I/Q之间相位差在0.1度，如仅依靠模拟器件保障IQ之间幅度的一致性，以使用AD8345为例，在器件本身设计和制造的局限性下，其理论上IQ之间幅度差仅能做到0.5dB，输出的模拟射频频谱带肩比将低于40dB。
Claims (10)
1、一种直接变频调制中IQ幅度的自适应平衡系统，其特征在于，包括：下变频模块、解调与频相恢复模块、平均器模块和反馈模块，其中：下变频模块的输入端接收待处理射频信号并将基带信号传送至解调与频相恢复模块和反馈模块，解调与频相恢复模块将基带信号解调并恢复载波的频率与相位后传输至平均器模块，平均器模块将计算后的功率幅值差传输至反馈模块，反馈模块设置于调制系统的输出端并同时接收来自调制系统的基带数据和来自平均器模块的功率幅值差，反馈模块的输出端连接至发射天线。
2、根据权利要求1所述的直接变频调制中IQ幅度的自适应平衡系统，其特征是，所述的下变频模块包括：变频器、固定滤波器和模数转换器，其中：变频器接收待处理射频信号，变频器的输出端连接固定滤波器的输入端，固定滤波器的输出端连接模数转换器，模数转换器的输出端连接解调与频相恢复模块。
3、根据权利要求2所述的直接变频调制中IQ幅度的自适应平衡系统，其特征是，所述的变频器为带有单口变化带通滤波器的单口变频器或带有双乘法电路的双口变频器。
4、根据权利要求2所述的直接变频调制中IQ幅度的自适应平衡系统，其特征是，所述的固定滤波器为双口固定低通滤波器或单口固定带通滤波器。
5、根据权利要求2所述的直接变频调制中IQ幅度的自适应平衡系统，其特征是，所述的模数转换器为双口模拟-数字转换器或单口模拟-数字转换器以及数字变频器。
6、根据权利要求1所述的直接变频调制中IQ幅度的自适应平衡系统，其特征是，所述的解调与频相恢复模块包括：半带滤波器、信道成形滤波器、内插器、相位反旋器和同步器，其中：半带滤波器与下变频模块的输出端相连接，半带滤波器的输出端连接信道成形滤波器的输入端，信道成形滤波器的输出端连接内插器的输入端，内插器的输出端分别连接相位反旋器的输入端和同步器的输出端，相位反旋器的输入端另外与同步器的输出端连接，相位反旋器的输出端同时连接同步器的输入端和平均器模块。
7、根据权利要求1所述的直接变频调制中IQ幅度的自适应平衡系统，其特征是，所述的平均器模块包括：第一积分器、第二积分器、第一求值电路、第二求值电路、减法器和回路滤波器，其中：第一求值电路和第二求值电路分别与解调与频相恢复模块的输出端连接，第一求值电路和第二求值电路分别与第一积分器相连和第二积分器相连后作为减法器的输入，减法器输出至回路滤波器。
8、根据权利要求7所述的直接变频调制中IQ幅度的自适应平衡系统，其特征是，所述的求值电路为求绝对值或者平方值电路以获得采样点信号功率或幅度，该求值电路接收基带数字信号并输出基带数字信号的每个采样点的信号功率或幅度至积分器，
9、根据权利要求1所述的直接变频调制中IQ幅度的自适应平衡系统，其特征是，所述的反馈模块包括：数模转换器、反馈滤波器和反馈变频器，其中：数模转换器的输入端分别与平均器模块的输出端和下变频模块的输出端连接，数模转换器的输出端依次连接反馈滤波器和反馈变频器并连接至调制系统的输入端。
10、根据权利要求9所述的直接变频调制中IQ幅度的自适应平衡系统，其特征是，所述的数模转换器上设有辅助转换器和控制信号转换器，其中：控制信号转换器的输入端连接至平均器模块的输出端，控制信号转换器的输出端连接辅助转换器的输入端，辅助转换器的输出端与数模转换器的输入端相连接。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN2008102077074A CN101478317B (zh) | 2008-12-25 | 2008-12-25 | 直接变频调制中iq幅度的自适应平衡系统 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN2008102077074A CN101478317B (zh) | 2008-12-25 | 2008-12-25 | 直接变频调制中iq幅度的自适应平衡系统 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN101478317A true CN101478317A (zh) | 2009-07-08 |
| CN101478317B CN101478317B (zh) | 2012-02-01 |
Family
ID=40838956
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN2008102077074A Active CN101478317B (zh) | 2008-12-25 | 2008-12-25 | 直接变频调制中iq幅度的自适应平衡系统 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN101478317B (zh) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103634261A (zh) * | 2012-08-21 | 2014-03-12 | 北京同方吉兆科技有限公司 | 一种数字电视发射系统解决直接变频i、q数据失真的方法 |
| CN106301489A (zh) * | 2015-06-26 | 2017-01-04 | 深圳市中兴微电子技术有限公司 | 链路均衡方法及装置 |
| CN109450467A (zh) * | 2018-12-28 | 2019-03-08 | 陕西烽火电子股份有限公司 | 基于iq调制器内插锁相环合成射频信号的装置及方法 |
| CN109525336A (zh) * | 2018-10-29 | 2019-03-26 | 上海大学 | 非同步时钟下基于频差检测时域补偿的无线通信信道测试方法 |
| CN111769805A (zh) * | 2020-06-22 | 2020-10-13 | 北京北广科技股份有限公司 | 一种射频功率源自动频率追踪装置 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5568520A (en) * | 1995-03-09 | 1996-10-22 | Ericsson Inc. | Slope drift and offset compensation in zero-IF receivers |
| US6516183B1 (en) * | 1999-09-10 | 2003-02-04 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for disturbance compensation of a direct conversion receiver in a full duplex transceiver |
| CN1707962A (zh) * | 2004-06-07 | 2005-12-14 | 技术概念公司 | 直接变频德尔塔－西格玛接收机 |
| GB2424326B (en) * | 2005-03-18 | 2008-01-16 | Motorola Inc | Receiver for receipt and demodulation of a frequency modulated RF signal and method of operation therein |
-
2008
- 2008-12-25 CN CN2008102077074A patent/CN101478317B/zh active Active
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103634261A (zh) * | 2012-08-21 | 2014-03-12 | 北京同方吉兆科技有限公司 | 一种数字电视发射系统解决直接变频i、q数据失真的方法 |
| CN106301489A (zh) * | 2015-06-26 | 2017-01-04 | 深圳市中兴微电子技术有限公司 | 链路均衡方法及装置 |
| CN106301489B (zh) * | 2015-06-26 | 2019-10-18 | 深圳市中兴微电子技术有限公司 | 链路均衡方法及装置 |
| CN109525336A (zh) * | 2018-10-29 | 2019-03-26 | 上海大学 | 非同步时钟下基于频差检测时域补偿的无线通信信道测试方法 |
| CN109450467A (zh) * | 2018-12-28 | 2019-03-08 | 陕西烽火电子股份有限公司 | 基于iq调制器内插锁相环合成射频信号的装置及方法 |
| CN109450467B (zh) * | 2018-12-28 | 2024-04-05 | 陕西烽火电子股份有限公司 | 基于iq调制器内插锁相环合成射频信号的装置及方法 |
| CN111769805A (zh) * | 2020-06-22 | 2020-10-13 | 北京北广科技股份有限公司 | 一种射频功率源自动频率追踪装置 |
| CN111769805B (zh) * | 2020-06-22 | 2023-08-08 | 北京北广科技股份有限公司 | 一种射频功率源自动频率追踪装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN101478317B (zh) | 2012-02-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN101478287B (zh) | 直接变频调制中载波泄露的自适应消除系统 | |
| US10090971B2 (en) | Systems and methods for asynchronous re-modulation with adaptive I/Q adjustment | |
| CN101534133B (zh) | 一种无线收发信机 | |
| JP5896392B2 (ja) | 通信補正のための装置及び方法 | |
| KR100860670B1 (ko) | 무선 송수신장치에서 자가 보상방법 | |
| CN101478317B (zh) | 直接变频调制中iq幅度的自适应平衡系统 | |
| US20090096521A1 (en) | Power amplifier predistortion methods and apparatus using envelope and phase detector | |
| US7190932B2 (en) | Circuit arrangement for a predistorted feedback coupling from a transmitter to a receiver in a multi-mode mobile telephone | |
| KR20100069332A (ko) | 멀티 스탠다드를 통신방식을 지원하는 타워탑 무선송수신기 | |
| US11206163B2 (en) | Radio frequency (RF) to digital polar data converter and time-to-digital converter based time domain signal processing receiver | |
| KR20080107482A (ko) | 사양을 완화하기 위한 아날로그 무선 컴포넌트 손상의 보상 | |
| CN106533472B (zh) | 超宽频段通用接收机 | |
| CN109274617A (zh) | 一种同时同频全双工测控应答机 | |
| CN101777875B (zh) | 基于直角坐标系统的自适应非线性补偿装置 | |
| CN102065042B (zh) | 一种数字预失真装置及方法 | |
| CN114301476B (zh) | 一种太赫兹高速通信发射机构架及超宽带信号处理方法 | |
| US6687311B1 (en) | Direct QAM modulator with digital feedback control and complex pre-equalization for phase and amplitude distortion | |
| CN212231430U (zh) | 中频信号处理装置及通信系统 | |
| JP6148728B2 (ja) | 送信機 | |
| CN117220713B (zh) | 不共本振的tx直流跟踪校正方法 | |
| CN117254996A (zh) | 信号预失真补偿装置及收发机 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| ASS | Succession or assignment of patent right |
Owner name: SUZHOU ANYWAVE COMMUNICATIONS TECHNOLOGY CO., LTD. Free format text: FORMER OWNER: SHANGHAI QUANBO COMMUNICATION TECHNOLOGY CO., LTD. Effective date: 20110303 |
|
| C41 | Transfer of patent application or patent right or utility model | ||
| COR | Change of bibliographic data |
Free format text: CORRECT: ADDRESS; FROM: 200233 ROOM 1506, XINYIN BUILDING, NO.888, YISHAN ROAD, SHANGHAI TO: 215500NO.8, JINDU ROAD, SOUTHEAST ECONOMIC DEVELOPMENT ZONE, CHANGSHU CITY, JIANGSU PROVINCE |
|
| TA01 | Transfer of patent application right |
Effective date of registration: 20110303 Address after: 215500 Changshou City South East Economic Development Zone, Jiangsu, Jin Road, No. 8 Applicant after: Suzhou Anywave Communications Technology Co., Ltd. Address before: 200233 Shanghai city Yishan Road No. 888 new building room 1506 Applicant before: Shanghai Quanbo Communication Technology Co., Ltd. |
|
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant |