CN101470193B - 一种舷侧水平阵运动孔径合成定位的方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种水平阵运动孔径合成定位的方法和装置，将水平阵阵元采集的水声数据分解成若干个时间单元；用于对阵元之间在空间上重叠的各个窄带时间单元进行相位估计，获得相位估计因子，并对阵元时间单元进行延时取样、相位补偿；针对同一窄带内的不同阵元获得的时间序列，进行孔径合成，形成大孔径虚拟水平阵列；根据零点控制简正模滤波原理，对大孔径虚拟水平阵列进行零点控制模滤波，获得目标模态信息；利用所述目标模态信息，根据最大似然方法获取目标三维定位结果。本发明的方法和装置能够获得更高的定位精度，方法简单实用，可以实时实现且不需要增加许多额外的计算资源。

Description

一种舷侧水平阵运动孔径合成定位的方法与装置

技术领域

本发明涉及水下无人潜水器用声纳技术领域，特别涉及一种利用舷侧水平阵列和运动孔径合成来定位的方法和装置。

背景技术

目标远程三维定位是水声探测技术领域的一个重要技术问题。对于线列阵而言，普通的波束形成方法并不能进行定深，而可以定深的方法，诸如匹配场方法，多使用垂直阵列进行。对于水平阵列，由于定位精度和水平阵的空间尺度长度成正比，往往需要较大的水平孔径尺度才能保证进行准确的三维定位。但是对于水下无人潜水器这样的小型载体，其长度往往只有几米，因此在其上安装的舷侧水平阵列的物理孔径远远满足不了进行三维精确定位的要求。所以，传统的通过匹配场进行三维定位以及通过短水平实阵列进行三维定位的方法，由于其水平孔径不足，造成低定位精度的问题，而且环境适应性差。而合成孔径的方法可以较好的扩展阵列孔径，由黄勇、李宇、刘纪元等所著的“被动合成孔径声纳阵列目标远程定位”(电子与信息学报，2006，28(3)：526-531)公开了基于被动合成孔径的目标定位方法，此方法仅仅分析阵列运动对目标定位的影响，没有涉及合成大孔径虚拟阵列进行目标定位的方法。

发明内容

为克服现有通过匹配场或者短水平实阵列进行三维定位时精度低、实用性差的缺陷，本发明提出一种水平阵运动孔径合成定位的方法与装置。

根据本发明的一个方面，提出了一种水平阵运动孔径合成定位的方法，包括：

步骤10)、将水平阵阵元采集的水声数据分解成若干个时间单元；

步骤20)、对阵元之间在空间上重叠的各个窄带时间单元进行相位估计，获得相位估计因子，并对阵元时间单元进行延时取样，同时进行相位补偿；

步骤30)、针对同一窄带内的不同阵元获得的时间序列，进行孔径合成，形成大孔径虚拟水平阵列；

步骤40)、根据零点控制简正模滤波原理，对大孔径虚拟水平阵列进行零点控制模滤波，获得目标模态信息；

步骤50)、利用所述目标模态信息，根据最大似然方法获取目标三维定位结果。

其中，步骤10)还包括：通过FFT方法器将所述阵元接收的宽带数据分解成若干个窄带的时间单元。

其中，步骤20)，所述相位估计因子根据运动合成孔径原理获得。

其中，步骤20)还包括：

步骤210)、根据简正波理论，获取t时刻第n个阵元所接收到的信号声压值 $x_n(r,z,t)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m(r,z)\exp \left({\mathrm{jnk}}_{m}d\cos \mathrm{\β}\right)\exp [-\mathrm{j\ω}(1+\frac{v}{v_{\mathrm{mp}}}\cos {\mathrm{\β}}_r)t],$ 其中，r为目标与接收阵的第0个阵元之间的距离，短水平线列阵运动速度为v、深度为z以及和目标呈β角，h_m(r，z)为第m个简正波的复幅值；

步骤220)、获取t+τ时刻第n个阵元所接收到的信号声压值 $x_n(r^{\′},z,t+\mathrm{\τ})=\exp (-\mathrm{j\ω\τ})\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m(r^{\′},z,t)\exp \left({\mathrm{jnk}}_{m}d\cos \mathrm{\β}\right)\exp [-\mathrm{j\ω}\left(\frac{v}{v_{\mathrm{mp}}}\cos \mathrm{\β}\right)\mathrm{\τ}],$ 其中r′为t+τ时刻目标与接收阵的第0个阵元之间的距离；

步骤230)、根据运动产生的空间采样的重叠性，使用t与t+τ时刻的信号声压值，获得相位估计因子。

其中，步骤230)进一步包括：如果n阵元移动到t时刻第n+q阵元所在的位置，则x_n+q(r，z，t)＝exp(jωτ)x_n(r，z，t+τ)，获取到相位估计因子ψ＝exp(jωτ)。

其中，步骤30)进一步包括，基于运动合成孔径原理，根据相位补偿结果，利用运动产生的空间采样的重叠性进行孔径合成，形成所述大孔径虚拟水平阵列。

其中，步骤40)中，所述简正模滤波包括：对于特定的第n号简正波，获得一组权系数W_n＝(w_-Q，w_-Q+1，…，w_Q}，通过所述零点控制使滤波输出n号简正波响应为1，而所有其它号简正波的准平面波方向的响应为0。

其中，步骤40)中，所述W_n具有M个阵元，n大于等于M。

其中，步骤50)还包括：

通过对所述目标模态信息进行模滤波，得到实际简正波幅度， $A_n=g_{\mathrm{nn}}^{-1}\underset{q=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{nq}}{x}_q,$ 其中，w_nq(n＝1，…，M；q＝1，…，Q)是滤出n号简正波的第q个权系数，g_nm是滤出n号简正波m号简正波的增益因子；

通过简正波模型计算得到拷贝简正波幅度并使用简正波匹配方法的模糊度函数表示为：

$C_{\mathrm{NMM}}({\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)=\frac{\underset{M}{\mathrm{\Σ}}|A^{*}\tilde{A}({\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)|}{\sqrt{\underset{M}{\mathrm{\Σ}}\left|A^{*}A\right|}\sqrt{\underset{M}{\mathrm{\Σ}}\left|{\tilde{A}}^{*}({\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)\tilde{A}({\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)\right|}};$ 其中，A和

分别由实际简正波幅度A_n，n＝1，…，M和拷贝简正波幅度

n＝1，…，M组成的向量，W为某权矩阵；模糊度函数C_NMM(

)的最大值就是估计的目标声源的距离与深度， $({\mathrm{\β}}^0,r_s^0,z_s^0)=\underset{(\widetilde{\mathrm{\β}},{\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)}{\max }{C}_{\mathrm{NMM}}(\widetilde{\mathrm{\β}},{\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s).$

根据本发明的另一方面，提出了一种水平阵运动孔径合成定位的装置，包括：

水平阵、时频分离器、相位估计器、一个或者多个延时补偿器、合成孔径器、零点控制模滤波器、最大似然判决器；

其中，所述水平阵用于采集水声信号数据；

所述时频分离器用于对所述水声信号数据进行基于FFT的时频单元分隔；

所述相位估计器用于对阵元之间在空间上重叠的各个窄带时间单元进行相位估计，获取相位估计因子；

所述延时补偿器用于根据所述相位估计因子和运动阵元的空间采样特性对阵元时间单元进行延时取样，同时进行相位补偿，获得延时补偿取样结果；

所述合成孔径器用于合成大孔径虚拟水平阵列，合成后的阵列数据送至零点控制模滤波器；

所述零点控制模滤波器用于对大孔径水平合成阵列进行零点控制模滤波提取目标传播模态信息；

所述最大似然判决器用于利用目标传播模态信息所述进行基于最大似然准则的目标三维定位。

其中，所述相位估计器根据运动合成孔径原理获得相位估计因子，并对阵元时间单元进行延时取样同时进行相位补偿。

其中，所述合成孔径器基于运动合成孔径原理，根据相位补偿结果，利用运动产生的空间采样的重叠性进行孔径合成，形成所述大孔径虚拟水平阵列。

其中，所述零点控制模滤波器对于特定的第n号简正波，可以获得一组权系数W_n＝(w_-Q，w_-Q+1，…，w_Q}，通过所述零点控制使滤波输出n号简正波响应为1，而所有其它号简正波的准平面波方向的响应为0。

本发明能够利用阵列运动产生的时间-空间遍历特性合成大孔径虚拟水平阵列，并通过大孔径水平合成阵列进行零点控制简正模滤波和基于最大似然准则的目标三维定位，相对于实孔径的匹配场或者匹配模方法，本发明所述方法能够获得更高的定位精度，方法简单实用，可以实时实现且不需要增加许多额外的计算资源。

附图说明

图1a和b分别为舷侧水平阵孔径合成定位装置结构图和方法流程图；

图2为时频分离器的组成结构框图；

图3为舷侧水平阵孔径合成定位方法的原理示意图；

图4a为舷侧水平阵孔径合成定位方法仿真的方位-距离联合估计结果图；

图4b为舷侧水平阵孔径合成定位方法仿真的方位-深度联合估计结果图；

图4c为舷侧水平阵孔径合成定位方法仿真的距离-深度联合估计估计图；

图5为拖曳阵孔径合成定位装置的组成结构框图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明提供的一种舷侧水平阵运动孔径合成定位的方法与装置进行详细描述。

本发明主要利用舷侧水平阵在时间上和空间上的运动采样特性，通过运动合成孔径的方法获得大孔径虚拟水平阵列，并利用此虚拟水平阵列和简正波模滤波方法进行高精度的目标三维定位，适用于被动声纳系统、主动声纳系统、潜用舷侧阵系统、拖曳线列阵系统和AUV等水下移动载体用舷侧阵系统。

实施例1

图1a示出根据本发明的实施例1的一种舷侧水平阵运动孔径合成定位装置的组成结构，主要包括舷侧水平阵、时频分离器、相位估计器、延时补偿器、合成孔径器、零点控制模滤波器、最大似然判决器等部分。

舷侧水平阵用于采集水声信号数据，并将数据传送到时频分离器；时频分离器用于对舷侧水平阵信号进行基于FFT的时间单元分隔，得到的结果传送给相位估计器；相位估计器用于对阵元之间在空间上重叠的各个窄带时间单元进行相位估计，得到的相位因子分别传送给各个延时补偿器；延时补偿器用于根据相位估计因子和运动阵元的空间采样特性对阵元时间单元进行延时取样同时进行相位补偿，得到的延时补偿取样结果送至合成孔径器；合成孔径器用于合成大孔径虚拟水平阵列，合成后的阵列数据送至零点控制模滤波器；零点控制模滤波器用于对大孔径水平合成阵列进行零点控制模滤波提取目标传播模态信息，并将结果送至最大似然判决器；最大似然判决器用于根据零点控制模滤波器的输出结果进行基于最大似然准则的目标三维定位。

参见图1b，根据本发明的实施例提供的一种舷侧水平阵运动孔径合成定位方法主要包括：

(1)在载体运动过程中，舷侧水平阵采集水声数据，并通过时频分离器将阵元接收的宽带接收数据分解成若干个窄带的时间单元；其中，如图2所示，时频分离器是通过FFT方法器将各个阵元接收的宽带接收数据分解成若干个窄带的时间单元；

(2)根据步骤(1)得到的结果，根据阵元之间由于运动在空间上产生的重叠关系，计算窄带相位估计因子；其中，根据运动合成孔径原理获得窄带相位估计因子的计算公式；

(3)根据步骤(2)中估计的结果，对步骤(1)获得的阵元时间单元进行延时取样同时进行相位补偿，形成大孔径水平合成阵列；

(4)利用步骤(3)中得到的合成阵列，进行零点控制模滤波提取目标传播模态信息；根据零点控制模滤波原理得到传播模态信息的提取；

(5)利用步骤(4)中得到的模态信息，与拷贝模态进行基于最大似然准则的目标三维定位；根据最大似然准则得到目标三维定位的计算公式。

在上述步骤(2)中，计算窄带相位估计因子所依据的原理如下：

对于浅海信道，设其参数为深度H，密度ρ和声速c(z)，底的密度ρ₁及声速c₁(z)为常数。在远场时深度z_s处的点声源其角频率为Ω。目标不动(与接收阵的第0个阵元之间的距离为r，深度为z_s)，接收声呐为含有N个接收阵元的短水平线列阵，且运动速度为v、深度为z，和目标呈β角(相对于xz平面，如图3所示)。则根据简正波理论，t时刻第n个阵元所接收到的信号声压值可以写为：

$x_n(r,z,t)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m(r,z)\exp \left({\mathrm{jnk}}_{m}d\cos \mathrm{\β}\right)\exp [-\mathrm{j\ω}(1+\frac{v}{v_{\mathrm{mp}}}\cos {\mathrm{\β}}_r)t]---\left(1\right)$

其中，n＝0，1，...，N-1，

$h_m(r,z)=a_m^2{\left(\frac{2\mathrm{\π}}{k_{m}r}\right)}^{1/2}{\mathrm{\ψ}}_m\left(z_s\right){\mathrm{\ψ}}_m\left(z\right)\exp [-j{k}_{m}r(1+\frac{v}{v_{\mathrm{mg}}}\cos \mathrm{\β})]---\left(2\right)$

这里，h_m(r，z)为第m个简正波的复幅值，函数ψ_m(z)＝sin(γ_mz)表示第m个简正波的特征函数，k_m和a_m分别代表第m个简正波的水平波数和衰减系数，v_np＝ω/k_m和v_mg＝dk_m/dω分别是相速度和简正波群速度。模的本征值γ_m是下面方程的根：

ρ₂γ_mcot(γ_mh)+ρ₁{k²[1-(c₁/c₂)²]-γ_m ²}^1/2＝0             (3)

衰减系数a_m可以通过以下公式获得：

$a_m^2=\frac{2}{h}\{1+{\left(\frac{{\mathrm{\ρ}}_1}{{\mathrm{\ρ}}_2}\right)}^2\left(\frac{k^2}{{\mathrm{\γ}}_m^{3}h}\right)[1-{\left(\frac{c_1}{c_2}\right)}^2]{\sin }^2\left({\mathrm{\γ}}_{m}h\right)\tan \left({\mathrm{\γ}}_{m}h\right){\}}^{-1}---\left(4\right)$

由式(1)和(2)可知，当接收阵元运动时，所产生的效应表现在两个方面：一是表现在时间上的径向频率偏移 ${\mathrm{\ω}}_m^{\′}=\mathrm{\ω}(1+\frac{v}{v_{\mathrm{mp}}}\cos \mathrm{\β});$ 一是表现在空间上的波数(本征值)偏移 $k_m^{\′}=k_m(1+\frac{v}{v_{\mathrm{mg}}}\cos \mathrm{\β}).$

如果先不考虑噪声的影响，因为接收阵移动且深度不变，则第t+τ时刻的第n阵元输出可以写做：

$x_n(r^{\′},z,t+\mathrm{\τ})=\exp (-\mathrm{j\ω\τ})\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m(r^{\′},z,t)\exp \left({\mathrm{jnk}}_{m}d\cos \mathrm{\β}\right)\exp [-\mathrm{j\ω}\left(\frac{v}{v_{\mathrm{mp}}}\cos \mathrm{\β}\right)\mathrm{\τ}]---\left(5\right)$

其中， $h_m(r^{\′},z,t)=h_m(r^{\′},z)\exp [-\mathrm{j\ω}(1+\frac{v}{v_{\mathrm{mp}}}\cos \mathrm{\β})t].$

如果这时n阵元正好移动到原来t时刻时第n+q阵元所在的位置上，则有r′＝r，|ω(v/v_mp)τ|＝qk_md(因为依然以t时刻的第0个阵元作为参考阵元)，公式(5)的后半部分就可以变为：

$\exp \left({\mathrm{jnk}}_{m}d\cos \mathrm{\β}\right)\exp [-\mathrm{j\ω}\left(\frac{v}{v_{\mathrm{mp}}}\cos \mathrm{\β}\right)\mathrm{\τ}]=\exp \left[j(n+q)k_{m}d\cos \mathrm{\β}\right]---\left(6\right)$

将式(6)代入(5)得：

$x_n(r^{\′},z,t+\mathrm{\τ})=\exp (-\mathrm{j\ω\τ})\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m(r,z)\exp [-\mathrm{j\ω}(1+\frac{v}{v_{\mathrm{mp}}}\cos \mathrm{\β})t]\exp \left[j(n+q)k_{m}d\cos \mathrm{\β}\right]---\left(7\right)$

$=\exp (-\mathrm{j\ω\τ})x_{n+q}(r,z,t)$

即：

x_n+q(r，z，t)＝exp(jωτ)x_n(r，z，t+τ)(8)

这里设ψ＝exp(jωτ)为相位估计因子。

通过式(8)可知，利用相位校正的方法可以通过小孔径基阵得到虚拟大孔径(在满足时空相关的条件下)。这对短水平阵远程源定位，特别是对宽带(多频制)源的定位具有相当大的意义。因为若假设宽带源可以分解为多个窄带源之和，则不同窄带源所需计算的简正波数目就不一定与设计基阵的阵元数目匹配，而通过合成孔径技术可以得到与之相匹配的虚拟阵列，所以扩展了实际基阵的作用范围。

ψ可以通过不同时刻采样的空间上存在重叠的阵元测量值进行估计，即有：

$\widehat{\mathrm{\ψ}}=\frac{1}{N-q}\underset{n=1}{\overset{N-q}{\mathrm{\Σ}}}\arg \left[x_{n+q}{\left(t\right)*x}_n^H(t+\mathrm{\τ})\right]---\left(9\right)$

这里，

为ψ的估计值，上标H表示复共轭，算子arg[*]表示复数的相位角。

所述步骤(3)中，大孔径虚拟水平阵列的合成原理与步骤(2)依据原理相同。

所述步骤(4)中，零点控制模滤波的原理如下：

考虑在匀速浅海信道中，N个阵元的实阵列经过孔径合成一个2Q+1个阵元的虚拟线阵，阵元是一致无指向性的，如图3所示。这里为了问题描述的简化，假定目标是固定的。设第t时刻时，合成阵列在xz平面内，即阵元的坐标为(x_q，0，z_q)，q＝-Q，-Q+1，...，0，...，Q-1，Q。且与z轴的夹角为90°，即阵列水平拖动。目标在(x_s，y_s，z_s)，有：

β＝arctan(y_s/x_s)           (10)

如果r_q表示阵元q与信号源的水平距离，则有

$r_q={(r^2+x_q^2-2{\mathrm{rx}}_q\cos \mathrm{\β})}^{1/2}---\left(11\right)$

这里，r＝r₀为中心阵元到目标的水平距离，如果若r远大于虚拟阵列的长度，可以得到式(11)的近似：

r_q＝r-x_qcosβ                                                      (12)

因为阵列的加权输出(阵元输出的加权和)有：

$R=\underset{q=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_q{x}_q(r_q,z_q)---\left(13\right)$

这里加权系数w_q可以为复数也可以为实数。将式(1)，(2)与(12)代入(13)并整理，可以得到：

$R=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{g}_m{A}_m---\left(14\right)$

这里，

$A_m=a_m{\left(\frac{2\mathrm{\π}}{k_m{r}_q}\right)}^{1/2}{\mathrm{\ψ}}_m\left(z_s\right)\exp [-j{k}_{m}r(1+\frac{v}{v_{\mathrm{mg}}}\cos {\mathrm{\β}}_r)]\exp [-\mathrm{j\ω}(1+\frac{v}{v_{\mathrm{mp}}}\cos {\mathrm{\β}}_r)t]---\left(15\right)$

为第m号简正波的复幅度，而

$g_m=\underset{q=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m{w}_q{\mathrm{\ψ}}_m\left(z_q\right)\exp \left({\mathrm{jk}}_m\mathrm{qd}\cos \mathrm{\β}\right)---\left(16\right)$

为阵列对第m号简正波的增益。

所谓简正波滤波就是对于特定的第n号简正波，寻找一组权系数W_n＝(W_-Q，W_-Q+1，…，w_Q}，通过零点控制使滤波输出满足n号简正波响应为1，而其它号数的简正波响应为0，即：

$\left\{\begin{array}{cc}{g}_m=1,& m=n\\ g_m=0,& m\≠n\end{array}\right.---\left(17\right)$

在匀速浅海信道中，每个简正波是由两个准平面波相对于水平面对称传播干涉的结果。所以，只要在组成第m号简正波的准平面波方向上响应为零，则第m号简正波就被过滤掉了，即要寻找一组权系数U_m，使得在第m号简正波的准平面波方向上响应为零。为了能滤出第n号简正波，就必须使所设计阵列在所有其它号简正波的准平面波方向的响应为零，即零点控制。因此，如果在浅海中有M号简正波，要滤出第n号简正波的一组权系数W_n就需要由M-1组权系数U_m(m≠n)的卷积得到：

W_n＝U₁*U₂*…*U_n-1*U_n+1*…*U_M         (18)

这里，*代表卷积。

对于一个等深等间距的水平阵，如果水听器之间的间隔为d，深度位于z₀，则有：

x_q＝qd，z_q＝z₀                       (19)

则从方程(13)可以得到m号简正波的增益因子为：

$g_m=a_m{\mathrm{\ψ}}_m\left(z_0\right)\underset{q=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_q\exp \left({\mathrm{jk}}_m\mathrm{qd}\cos \mathrm{\β}\right)---\left(20\right)$

由式(20)可以看出，增益因子与阵所放的深度有关，当ψ_m(z₀)＝0时，即阵位于m号简正波的节点处，无论如何加权所得到的增益因子都为零。这里我们假定阵所放深度不属于这种情况，即：ψ_m(z₀)≠0。此时，组成第m号简正波的两个准平面波相对于阵轴方向角为θ_m1和θ_m2，对于水平阵而言，θ_m1和θ_m2应是相等的，为

θ_m1＝θ_m2＝θ_m＝cos^-1[(k_m/k)cosβ]             (21)

于是只要阵在θ_m方向上的响应为零，则第m号简正波就被滤掉。另外，通过式(21)还可以看出方向角θ_m是源方位角β的函数，因此，当目标在端射方向即β＝0时，可以最大程度上分离不同模态的方向角，而当目标在侧射方向即β＝π/2时，不同模态的方位角是汇合一致的，模滤波的方法将不再适用。所以我们所分析的目标主要是接近端射方向的目标。

考虑对第m号简正波的响应，从方程(21)可以看到，要g_m＝0只需权系数符合下面条件：

$\left\{\begin{array}{c}{w}_{p+1}/w_p=-\exp \left(j{k}_{m}d\cos \mathrm{\β}\right)\\ w_q=0,q\≠p,q\≠p+1\end{array}\right.---\left(22\right)$

如果利用两个阵元并通过下面一组权系数，第m号简正波可以被滤掉：

U_m＝{1，-exp(jk_mdcosβ)}，m＝1，…，n-1，n+1，…，M    (23)

把式(23)代入式(18)就可以得到能滤出第n号简正波的一组权系数W_n，因为U_m含有两个阵元，那么W_n就需要含有M个阵元。

上面是利用两个阵元获得权系数U_m的方法，这样得到的系数是复系数。另外，还可以利用三个阵元获得一组实的权系数，即令：

$U_m^{\′}=U_m*U_m^H---\left(24\right)$

这里，上标H表示U_m的复共轭，将式(23)代入式(24)可以得到：

U′_m＝{1，-2cos(k_mdcosβ)，1}                          (25)

将式(25)代入式(18)所得到的权系数W′_n是包含2M-1个元素的实对称权系数，且同时使θ_m和π-θ_m响应为零。

所述步骤(5)中，基于最大似然准则的目标三维定位的原理如下：

现在假定w_nq(n＝1，…，M；q＝1，…，Q)是滤出n号简正波的第q个权系数，而g_nm是滤出n号简正波m号简正波的增益因子，由方程(17)得：

$g_{\mathrm{nm}}=\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m{W}_{\mathrm{nq}}{\mathrm{\ψ}}_m\left(z_0\right)\exp (-j{k}_m\mathrm{qd}\cos \mathrm{\β})---\left(26\right)$

此时，第n号简正波的过滤输出为：

$R_n=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{nm}}{A}_m---\left(27\right)$

因为使用零点控制模滤波，式(27)可以改写为：

$R_n=g_{\mathrm{nn}}{A}_n=\underset{q=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{nq}}{x}_q---\left(28\right)$

这样就能得到第n号简正波的幅度为：

$A_n=g_{\mathrm{nn}}^{-1}\underset{q=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{nq}}{x}_q---\left(29\right)$

假定通过对数据进行模滤波可以得到实际简正波幅度A_n，n＝1，...，M，通过简正波模型计算可以得到拷贝简正波幅度 ${\tilde{A}}_n({\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s),n=1,...,M,$ 则通过简正波匹配方法(NMM)的模糊度函数可以表示为：

$C_{\mathrm{NMM}}({\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)=\frac{\underset{M}{\mathrm{\Σ}}|A^{*}\tilde{A}({\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)|}{\sqrt{\underset{M}{\mathrm{\Σ}}\left|A^{*}A\right|}\sqrt{\underset{M}{\mathrm{\Σ}}{|\tilde{A}}^{*}({\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)\tilde{A}({\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)|}}$

其中A和

分别由A_n，n＝1，...，M和

n＝1，...，M组成的向量，W为某权矩阵。模糊度函数

的最大值就是估计的目标声源的距离与深度，即：

图4a、4b、4c的效果图表示的是假设参数如下：水深H＝50m，，目标源深度z_s＝10m，源与接收阵之间的距离r＝5000m。声源频率f＝150Hz，水中声速c＝1530m/s，海底声速c1＝2000m/s，水的密度ρ＝1000kg/m3，海底密度ρ₁＝1100kg/m3，相邻水听器之间的间隔d＝5m，目标方位角β_r＝10°，阵的深度z＝10m，运动速度为v＝5m/s，本发明所述方法所获得的方位-距离联合估计、方位-深度联合估计和距离-深度联合估计的结果，可以看出方法所估计的目标方位与设定方位一致，说明本发明所述方法是一个有效实用的目标三维定位方法。

实施例2

参考图1、2、3、4a、4b、4c，本实施例采用潜艇安装的舷侧水平阵作为采集水声数据的设备，据此进行目标的远程三维定位，具体包括以下步骤：

(1)在潜艇运动过程中，舷侧水平阵采集水声数据，并通过时频分离器将阵元接收的宽带接收数据分解成若干个窄带的时间单元；

步骤2)至步骤5)与实施例1中步骤2)至步骤5)完全相同。

本实施例中，所述发明方法获得的三维定位效果与实施例1的三维定位效果完全一致。

实施例3

参考图2、3、4a、4b、4c、5，本实施例采用舰艇安装的拖曳阵作为采集水声数据的设备，据此进行目标的远程三维定位，具体包括以下步骤：

(1)在舰艇运动过程中，拖曳阵采集水声数据，并通过时频分离器将阵元接收的宽带接收数据分解成若干个窄带的时间单元；

步骤2)至步骤5)与实施例1中步骤2)至步骤5)完全相同。

本实施例中，所述装置的系统构成如图5所示，主要由拖曳阵、时频分离器、相位估计器、延时补偿器、合成孔径器、零点控制模滤波器、最大似然判决器等部分顺序连接组成。

本实施例中，所述发明方法获得的三维定位效果与实施例1的三维定位效果完全一致。

最后应说明的是，以上实施例仅用以描述本发明的技术方案而不是对本技术方法进行限制，本发明在应用上可以延伸为其他的修改、变化、应用和实施例，并且因此认为所有这样的修改、变化、应用、实施例都在本发明的精神和教导范围内。

Claims (12)

1.一种水平阵运动孔径合成定位的方法，包括：

步骤10)、将水平阵阵元采集的水声数据分解成若干个时间单元；

步骤20)、对阵元之间在空间上重叠的各个窄带时间单元进行相位估计，获得相位估计因子，通过所述相位估计因子对阵元时间单元进行延时取样、相位补偿；

步骤30)、针对同一窄带内的不同阵元通过所述相位补偿获得时间序列，进行孔径合成，形成大孔径虚拟水平阵列；

步骤40)、根据零点控制简正模滤波原理，对大孔径虚拟水平阵列进行零点控制模滤波，获得目标模态信息；

步骤50)、利用所述目标模态信息，根据最大似然方法获取目标三维定位结果；其中，步骤50)还包括：

通过对所述目标模态信息进行模滤波，得到实际简正波幅度，其中，w_nq是滤出n号简正波的第q个权系数，其中n＝1，…，M，q＝1，…，Q，g_nm是滤出n号简正波m号简正波的增益因子；

通过简正波模型计算得到拷贝简正波幅度并使用简正波匹配方法的模糊度函数表示为：

$C_{\mathrm{NMM}}({\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)=\frac{\underset{M}{\mathrm{\Σ}}\left|A^{*}\tilde{A}({\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)\right|}{\sqrt{\underset{M}{\mathrm{\Σ}}\left|A^{*}A\right|}\sqrt{\underset{M}{\mathrm{\Σ}}\left|{\tilde{A}}^{*}({\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)\tilde{A}({\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)\right|}};$ 其中，A和

分别由实际简正波幅度A_n，n＝1，…，M和拷贝简正波幅度

n＝1，…，M组成的向量，W为某权矩阵；

模糊度函数的最大值就是估计的目标声源的距离与深度， $({\mathrm{\β}}^0,r_s^0,z_s^0)=\underset{(\widetilde{\mathrm{\β}},{\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s)}{\max }{C}_{\mathrm{NMM}}(\widetilde{\mathrm{\β}},{\tilde{r}}_s,{\tilde{z}}_s).$

2.权利要求1的方法，其中，步骤10)还包括：通过FFT方法器将所述阵元接收的宽带数据分解成若干个窄带的时间单元。

3.权利要求1的方法，其中，步骤20)，所述相位估计因子根据运动合成孔径原理获得。

4.权利要求3的方法，其中，步骤20)还包括：

步骤210)、根据简正波理论，获取t时刻第n个阵元所接收到的信号声压值 $x_n(r,z,t)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m(r,z)\exp \left({\mathrm{jnk}}_{m}d\cos \mathrm{\β}\right)\exp [-\mathrm{j\ω}(1+\frac{v}{v_{\mathrm{mp}}}\cos {\mathrm{\β}}_r)t],$ 其中，r为目标与接收阵的第0个阵元之间的距离，短水平线列阵运动速度为v、深度为z以及和目标呈β角，h_m(r，z)为第m个简正波的复幅值；k_m代表第m个简正波的水平波数；

步骤220)、获取t+τ时刻第n个阵元所接收到的信号声压值 $x_n(r^{\′},z,t+\mathrm{\τ})=\exp (-\mathrm{j\ω\τ})\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m(r^{\′},z,t)\exp \left({\mathrm{jnk}}_{m}d\cos \mathrm{\β}\right)\exp [-\mathrm{j\ω}\left(\frac{v}{v_{\mathrm{mp}}}\cos \mathrm{\β}\right)\mathrm{\τ}],$ 其中r′为t+τ时刻目标与接收阵的第0个阵元之间的距离；

步骤230)、根据运动产生的空间采样的重叠性，使用t与t+τ时刻的信号声压值，获得相位估计因子。

5.权利要求4的方法，其中，步骤230)进一步包括：如果n阵元移动到t时刻第n+q阵元所在的位置，则x_n+q(r，z，t)＝exp(jωτ)x_n(r，z，t+τ)，获取到相位估计因子Ψ＝exp(jωτ)。

6.权利要求1的方法，其中，步骤30)进一步包括，基于运动合成孔径原理，根据相位补偿结果，利用运动产生的空间采样的重叠性进行孔径合成，形成所述大孔径虚拟水平阵列。

7.权利要求1的方法，其中，步骤40)中，所述简正模滤波包括：对于特定的第n号简正波，获得一组权系数W_n＝{w_-Q，w_-Q+1，…，w_Q}，通过所述零点控制使滤波输出n号简正波响应为1，而所有其它号简正波的准平面波方向的响应为0。

8.权利要求7的方法，其中，步骤40)中，所述W_n具有M个阵元，n大于等于M。

9.一种水平阵运动孔径合成定位的装置，包括：

水平阵、时频分离器、相位估计器、一个或者多个延时补偿器、合成孔径器、零点控制模滤波器、最大似然判决器；

其中，所述水平阵用于采集水声信号数据；

所述时频分离器用于对所述水声信号数据进行基于FFT的时频单元分隔；

所述相位估计器用于对阵元之间在空间上重叠的各个窄带时间单元进行相位估计，获取相位估计因子；

所述延时补偿器用于根据所述相位估计因子和运动阵元的空间采样特性对阵元时间单元进行延时取样、相位补偿，获得延时补偿取样结果；

所述合成孔径器用于根据相位补偿结果对同一窄带内的不同阵元合成大孔径虚拟水平阵列，合成后的阵列数据送至零点控制模滤波器；

所述零点控制模滤波器用于对大孔径水平合成阵列进行零点控制模滤波提取目标传播模态信息；

所述最大似然判决器用于利用目标传播模态信息进行基于最大似然准则的目标三维定位。

10.权利要求9的装置，其中，所述相位估计器根据运动合成孔径原理获得相位估计因子，并对阵元时间单元进行延时取样同时进行相位补偿。

11.权利要求9的装置，其中，所述合成孔径器基于运动合成孔径原理，根据相位补偿结果，利用运动产生的空间采样的重叠性进行孔径合成，形成所述大孔径虚拟水平阵列。

12.权利要求9的装置，其中，所述零点控制模滤波器对于特定的第n号简正波，可以获得一组权系数W_n＝{w_-Q，w_-Q+1，…，w_Q}，通过所述零点控制使滤波输出n号简正波响应为1，而所有其它号简正波的准平面波方向的响应为0。

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