CN101464478B - 基于数字同步载波相干解调技术的电压波动闪变测量方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了电力系统电能质量测量技术领域中的一种基于数字同步载波相干解调技术的电压波动闪变测量方法。技术方案是，利用低通滤波器对待测的模拟信号进行抗混叠处理；采用过采样方法，将待测的模拟信号转化为数字信号；使用第一带通滤波器消除过采样过程中未能消除的高频成分；同时滤除不需要的带外频谱成分；使用乘法器将数字同步载波与第一带通滤波器调制的数字信号相乘；利用第二带通滤波器，滤除数字同步载波后搬移到0Hz处的工频和2倍工频处的频率成分；最后测出电压波动和闪变。本发明克服了利用非相干解调法测量电压波动闪变的局限性；同时针对同步载波相干解调的实现难点进行改进，最终实现电压波动闪变的准确快速测量。

Description

基于数字同步载波相干解调技术的电压波动闪变测量方法

技术领域

本发明属于电力系统电能质量测量技术领域，尤其涉及一种基于数字同步载波相干解调技术的电压波动闪变测量方法。

背景技术

电力系统中的电能质量包括电压质量、频率质量和供电可靠性三个方面的内容，而电压质量的问题尤为突出，其中电压波动与闪变就是用户越来越重视的电压质量指标之一。然而在考虑电网实际环境和各种干扰存在的情况下，准确测量电压波动和闪变却非常困难。

随着工业技术的发展，一方面由于大量的电力电子器件的应用使得电能的污染越来越严重；另一方面各种精密的电子仪器对电能质量的要求愈来愈高。供用双方都需要对电能质量有一个明确的定量的描述，电压波动与闪变即为其一。电压波动与闪变作为衡量电能质量的重要指标通常被一起进行考核，而事实上它们是有很大的不同的：闪变是存在电压波动ΔU情况下，经一段时间的考察后得到的一个统计结果。正是由于电压波动ΔU的存在，才使得在相对长的一段时间内可以经视感度曲线S(t)统计得到短时闪变P_st与长时间闪变P_lt。因此，要想精确的测量闪变，得到准确的电压波动就成为必然，但即便得到了准确的电压波动幅值也不一定能得到准确的闪变值，这是由于闪变不但与波动的幅值有关，而且还与波动的频率以及其频率成分等有关。

在电压波动与闪变的测量中需要解调出以工频为载波的调制信号，解调的方法通常要通过非线性电路实现频谱的由中心频率为工频到中心频率为零即直流的搬移。解调信号时采用的非线性器件除了能够实现频谱的搬移外一般还会产生信号的倍频以及不同频率成分之间的交互调制分量，这些分量若落入带内就会造成对信号解调的干扰，怎样抑制这些倍频成分和交调干扰以及如何设计随后的滤波电路成了系统实现的关键环节。

通常测量波动闪变的方法有平方检波法和有效值检波法，平方检波法就存在上述的倍频以及交调干扰；有效值检波法的幅频特性在带内不平坦，即对于波动相同但频率不同的调制信号的计算结果与调制信号频率有关，特别是在信号频率较高时会产生较大误差。具体分析如下，通常采用的信号一般为单频调制的工频载波模型：

u(t)＝U_m(1+mco_sΩ_Ft)cosω_Nt    (1)

其中，U_m为工频载波电压的幅值；ω_N为工频载波电压的角频率；m为调幅信号的调制系数；Ω_F为调制波的角频率。

电力系统实际电压波动与闪变的情况是较为复杂的，在调制信号为非正弦的情况下，单频调制工频载波的信号模型不能区分测量方法对不同调制频率的检测精度，也不能表示多种频率成分在解调过程中的相互影响，因此有必要采用多频率调制工频载波信号模型对测量方法进行仿真研究。不失一般性，可采用以下双频调制信号模型：

u(t)＝U_m(1+m₁cosΩ_F1t+m₂cosΩ_F2t)cosω_Nt    (2)

2.1平方检波法

平方检波法是将已调信号自乘求平方，然后通过0.05～35Hz的带通滤波器将直流分量和高频分量滤除得到调制信号，对于单频信号模型，平方器的输出为：

$u^2\left(t\right)=U_m^2(1+2m\cos {\mathrm{\Ω}}_{F}t+m^2{\cos }^2{\mathrm{\Ω}}_{F}t){\cos }^2{\mathrm{\ω}}_{N}t$

$=\frac{U_m^2}{2}(1+\frac{m^2}{2})+U_m^{2}m\cos {\mathrm{\Ω}}_{F}t+\frac{U_m^2{m}^2}{4}\cos 2{\mathrm{\Ω}}_{F}t+\frac{U_m^2}{2}(1+\frac{m^2}{2})\cos 2{\mathrm{\ω}}_{N}t+\frac{U_m^{2}m}{2}\cos (2{\mathrm{\ω}}_N+{\mathrm{\Ω}}_F)t$

$+\frac{U_m^{2}m}{2}\cos (2{\mathrm{\ω}}_N-{\mathrm{\Ω}}_F)t+\frac{U_m^2{m}^2}{8}\cos 2({\mathrm{\ω}}_N-{\mathrm{\Ω}}_F)t+\frac{U_m^2{m}^2}{8}\cos 2({\mathrm{\ω}}_N+{\mathrm{\Ω}}_F)t---\left(3\right)$

式中，除含有直流成分外，还含有Ω_F、2Ω_F、2ω_N、2ω_N±Ω_F和2ω_N±2Ω_F等频率分量，其中Ω_F分量是需要提取的调制信号，其它分量通过随后的滤波器滤除，如果其它频率成分落入BPF(Band-Pass Filter，带通滤波器)通带内，则在后续的处理过程中将不可能消除，从而造成干扰。其中2ω_N-2Ω_F的分量在Ω_F的频谱高端会落入随后的带通滤波器带内，倍频分量2Ω_F在Ω_F小于17.5Hz时也将不可避免地落入带内，它们的大小与调制系数m有关，其中倍频分量与信号的幅值之比为m/4∶1，当m＝0.02即电压波动d＝4％时为0.5％。

当调制信号为含有多种频率成分的复合信号时，平方的过程将产生更多的交叉调制的频率项，也将有更多的分量落入带内，影响检测精度。如采用双频模型则平方器的输出为：

$u^2\left(t\right)=U_m^2{(1+m_1\cos {\mathrm{\Ω}}_{F1}t+m_2\cos {\mathrm{\Ω}}_{F2}t)}^2{\cos }^2{\mathrm{\ω}}_{N}t$

$=\frac{U_m^2}{2}(1+{2m}_1\cos {\mathrm{\Ω}}_{F1}t+2m_2\cos {\mathrm{\Ω}}_{F2}t+2m_1{m}_2\cos {\mathrm{\Ω}}_{F1}t\·\cos {\mathrm{\Ω}}_{F2}t+m_1^2{\cos }^2{\mathrm{\Ω}}_{F1}t$

$+m_2^2{\cos }^2{\mathrm{\Ω}}_{F2}t)(1+\cos 2{\mathrm{\ω}}_{N}t)---\left(4\right)$

式中，除直流成分外，还含有Ω_F1、Ω_F2、2Ω_F1、2Ω_F2、Ω_F1±Ω_F2、2ω_N、2ω_N±Ω_F1、2ω_N±Ω_F2、2ω_N±2Ω_F1和2ω_N±2Ω_F2，等频率分量，其中Ω_F1、Ω_F2为信号分量，其它为干扰分量，但倍频分量2Ω_F1与2Ω_F2和交调分量Ω_F1±Ω_F2在多数情况下会落入带内，2ω_N-2Ω_F1和2ω_N-2Ω_F2在调制信号频率较高时也会落入带内。当m₁＝0.01，m₂＝0.01，即电压波动d＝4％时，其幅值可达到调制信号的1％。

平方检波法是IEC(International Electrotechnical Commission，国际电工委员会)推荐的闪变仪采用的方法，但其缺点是含有调制信号的倍频分量以及存在不同频率分量的交调干扰，采用这种方法即使在理想情况下也不可能做到在整个0.05~35Hz之内没有误差，不但调制系数m的增大会引起误差的增加，而且对于实际的电力系统信号来说，其调制信号中包含的频率成分较为丰富，所引起的交调干扰也将更为严重，会造成测量精度的进一步降低。

2.2有效值检波法

有效值检波法是将已调信号通过一定长度的滑动窗口变换成脉动直流，再经带通滤波器获得波动信号。其转换依据为连续周期信号的有效值定义：

$U_{\mathrm{RMS}}=\sqrt{\frac{1}{T}{\∫}_0^{t+T}{u}^2\left(t\right)\mathrm{dt}}---\left(5\right)$

其中T为信号的周期；或利用有效值的离散化定义：

$U_{\mathrm{RMS}}=\sqrt{\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}^2\left(n\right)}---\left(6\right)$

式中N为一个或半个周期的采样点数。

由式(5)、(6)可知，在以半个或一个基波周期的整数倍计算RMS(RootMean Square，方均根)时，对于波动相同但频率不同的调制信号将会得到一个与调制信号频率有关的有效值。

对于不同频率的调制信号，采用相同的积分时间，在调制信号频率比较低时，在包络的波峰处将得到比较大的RMS_Lmax，在其波谷处将得到比较小的RMS_Lmin，从而得到的波动值ΔU＝RMS_Lmax-RMS_Lmin比较大；在调制信号频率比较高时得到的RMS_Hmax将小于RMS_Lmax，RMS_Hmin将大于RMS_Lmin，因而得到的波动值ΔU＝RMS_Hmax-RMS_Hmin比较小，且随着信号频率的提高ΔU将进一步变小。

由以上的分析可以看出，对于同属于非相干解调的平方检波法和有效值检波法均有其应用局限性。平方检波法在其输出信号中会包含调制频率的倍频以及差频、和频等交调干扰成分，即便在利用单频信号模型进行分析时也可能存在不能滤除的倍频分量，而在调制信号的频率比较丰富或存在干扰时，倍频分量和交调分量的影响将更加严重；在有效值检波法中，由于有效值的计算是以基波的半个或一个周期进行的，这样就引起了测量环节的幅频特性会随着调制信号频率的增加而衰减，即在调制信号的波动相同而频率不同的情况下检测出的波动幅值不同，对频率较高的调制信号检测出的结果偏小，且随着调制信号频率的增高测量误差将进一步加大。

鉴于非相干解调技术在信号输出时，往往存在倍频以及交调干扰成分，一种新的技术手段应运而生，这就是利用相干解调法通过已调信号与同步载波的相乘来实现对调制信号的解调，即同步载波相干解调技术。这种技术不会产生调制信号的倍频以及交调干扰成分，能够获得较非相干解调更为准确的结果。

图1是同步载波相干解调法的框图。图1中，BPF1是中心频率为50Hz，通带为15～85Hz的模拟滤波器，BPF2是0.05～35Hz的带通滤波器，c(t)为与已调信号同频同相的载波，可通过载波恢复电路得到。图1中乘法器的输出为：

$U_m(1+m_1\cos {\mathrm{\Ω}}_{F1}t+m_2\cos {\mathrm{\Ω}}_{F2}t)\cos {\mathrm{\ω}}_{N}t\×\cos {\mathrm{\ω}}_{N}t$

$=\frac{U_m}{2}(1+m_1\cos {\mathrm{\Ω}}_{F1}t+m_2\cos {\mathrm{\Ω}}_{F2}t+\cos 2{\mathrm{\ω}}_{N}t+m_1\cos {\mathrm{\Ω}}_{F1}t\cos 2{\mathrm{\ω}}_{N}t+m_2\cos {\mathrm{\Ω}}_{F2}t\cos 2{\mathrm{\ω}}_{N}t)---\left(7\right)$

其包含的频率成分有：直流，Ω_F1、Ω_F2、2ω_N、2ω_N±Ω_F1、2ω_N±Ω_F2，而不含有可能落入带内的2Ω_F1、2Ω_F2、Ω_F1±Ω_F2、2ω_N-2Ω_F1和2ω_N-2Ω_F2等分量，其中Ω_F1和Ω_F2为调制信号频率，可以通过BPF2滤出。

图1中BPF1的带宽B与中心频f₀的比值达到了1.35，阻带起始频率至少在100Hz以下才能抑制电力系统的二次谐波，由于阻带起始频率与通带截至频率85Hz非常接近，若要达到至少衰减20dB以上的效果，需采用20阶以上的高阶滤波器，这在实际模拟系统中是很难实现的，而且模拟滤波器的性能容易受到电阻、电容等器件的精度和温度特性的影响，从而使得测量精度变差，这就使得采用模拟滤波器实现同步解调法的实际效果与另外两种方法比并没有明显的优势。

发明内容

本发明的目的在于，针对采用模拟器件进行同步载波相干解调技术进行电压波动闪变测量难以实现的问题，提出了一种采用数字同步载波，结合过采样和数字滤波器的相干解调技术来测量电压波动闪变的方法。

本发明的技术方案是，一种基于数字同步载波相干解调技术的电压波动闪变测量方法，其特征是所述方法包括下列步骤：

步骤1：利用低通滤波器对待测的模拟信号进行抗混叠处理，防止待测模拟信号在过采样过程中产生频谱混叠；

步骤2：采用过采样方法，将待测的模拟信号转化为数字信号；同时，提高采样频率，以降低低频滤波器的设计要求；

步骤3：使用第一带通滤波器消除过采样过程中未能消除的高于停闪频率的分量；同时滤除数字信号中的不需要的带外频谱成分，避免数字信号在与数字同步载波相乘后出现落入0.05～35Hz带内的干扰成分；

步骤4：使用乘法器将数字同步载波与第一带通滤波器处理后的数字信号相乘；

步骤5：利用第二带通滤波器，滤除步骤4中数字同步载波与第一带通滤波器处理后的数字信号相乘后搬移到0Hz处的工频和搬移到2倍工频处的频率成分；

步骤6：第二带通滤波器输出的数字信号，一路通过极值检测得到电压波动，另一路通过视感度加权滤波器后进行平方积分，模拟人脑的记忆识别过程，得到视感度曲线S(t)，经统计得到短时闪变P_st与长时间闪变P_lt。

所述第一带通滤波器采用中心频率为50Hz，并且通带为15～85Hz的数字滤波器。

所述第二带通滤波器采用通带为0.05～35Hz的数字滤波器。

所述提高采样频率是将采样频率提高到170Hz以上。

本发明既消除了平方检波法会产生的倍频、交调干扰等分量，也解决了有效值检测法在波动幅值的检测过程中幅频特性不平坦的问题；同时针对同步载波相干解调的实现难点进行改进，最终实现电压波动闪变的准确快速测量。

附图说明

图1是同步载波相干解调法框图。

图2是本发明基于数字同步载波相干解调技术的电压波动闪变测量方法流程图。

具体实施方式

下面结合附图，对优选实施例作详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。

图2是本发明基于数字同步载波相干解调技术的电压波动闪变测量方法流程图。图2中，为防止模拟信号采样过程中可能产生的频谱混叠，模拟信号首先要经过抗混叠滤波器后再采样，即

步骤1：利用低通滤波器对待测的模拟信号进行抗混叠处理，防止待测模拟信号在过采样过程中产生频谱混叠。

在模拟信号转换为数字信号时，为避免出现数字处理消除不掉的混叠频谱，一般需要在A/D转换之前设置抗混叠滤波器。根据Naquist(奈奎斯特)采样定律，对于波动闪变测量来说，采样频率大于170Hz即可。当采样频率f_s较低时，需要模拟抗混叠滤波器滤除信号中85Hz以上的高频分量，而且要求抗混叠滤波器具有较为理想的通带特性，这就需要很高阶数的模拟滤波器，实现起来非常困难。可以采用低阶的模拟滤波器或者低通滤波器作为抗混叠滤波器，使得系统易于实现。

步骤2：采用过采样方法，将待测的模拟信号转化为数字信号；同时，提高采样频率，以降低低频滤波器的设计要求。

由于待测的模拟信号的频谱结构致使抗混叠滤波器很难设计，故在采用过采样时，需要提高采样频率，使得f_s＞＞170Hz，这样可以降低对抗混叠滤波器的要求，实现没有混叠的数字转换。而对于过采样进入数字系统的高频成分，可以通过下一步的第一通带滤波器滤除。

步骤3：使用第一带通滤波器消除采用过采样方法时，未能消除的高于停闪频率的分量；同时滤除数字信号中的不需要的带外频谱成分，避免数字信号在与数字同步载波相乘后出现落入带内的干扰成分。

步骤4：使用乘法器将数字同步载波与第一带通滤波器已调制的数字信号相乘。数字同步载波是与输入的待测信号同频同相的正弦波，可对输入信号通过PLL(Phase-Locked Loop)锁相环锁相等多种方法得到。

步骤5：利用第二带通滤波器，将步骤4中数字同步载波与第一带通滤波器已调制的数字信号相乘后，搬移到0Hz的工频和搬移到2倍工频处的频率成分滤除。

对于频率成分丰富的实际电力系统信号，解调过程中的各种交调分量会造成测量精度的降低。理想的解调方法在实现频谱由中心频率为工频到中心频率为直流的搬移过程中，不但应保证其传递函数对所有的调制信号的增益相同，而且不应出现可能落入带内的倍频、和频与差频等分量。因此，要利用第二带通滤波器，将搬移到0Hz的工频和搬移到2倍工频处的频率成分滤除。

步骤6：第二带通滤波器输出的数字信号，一路通过极值检测得到电压波动，另一路通过视感度加权滤波器后进行平方积分，模拟人脑的记忆识别过程，得到视感度曲线S(t)，经统计得到短时闪变P_st与长时间闪变P_lt，最终实现电压波动和闪变的测量。

发明中的待测模拟信号在A/D转换后就进入DSP芯片处理，即第一带通滤波器、乘法器、第二带通滤波器以及后续的处理均在DSP芯片内处理。因此，本发明采用的第一带通滤波器、乘法器、第二带通滤波器均为数字器件，而这些器件进行的又是实时的信号滤波处理。

与平方检波法波相比，本发明提出的基于过采样和数字滤波的相干解调波动闪变测量方法在解调过程中不会产生调制信号的倍频、和频与差频等频率分量，避免了当这些分量落入带内引起的测量误差。与有效值检波法相比，本方法不存在幅频特性的不平坦的问题，即对电压波动相同而频率不同的调制信号会产生一样的波动幅值的输出，不会出现有效值检波法的在高频段测量误差较大的问题。

本发明所述方法在Matlab环境下的仿真结果以及在由TMS320F2812和ADS8364构成的实验样板上的测试结果均表明：该测试方法可行、结果优于平方检波法和有效值检波法。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (4)

1.一种基于数字同步载波相干解调技术的电压波动闪变测量方法，其特征是所述方法包括下列步骤：

步骤1：利用低通滤波器对待测的模拟信号进行抗混叠处理，防止待测模拟信号在过采样过程中产生频谱混叠；

步骤2：采用过采样方法，将待测的模拟信号转化为数字信号；同时，提高采样频率，以降低低通滤波器的设计要求；

步骤3：使用第一带通滤波器消除过采样过程中未能消除的高于停闪频率的分量；同时滤除数字信号中的不需要的带外频谱成分，避免数字信号在与数字同步载波相乘后出现落入0.05～35Hz带内的干扰成分；

步骤4：使用乘法器将数字同步载波与第一带通滤波器处理后的数字信号相乘；

步骤5：利用第二带通滤波器，滤除步骤4中数字同步载波与第一带通滤波器处理后的数字信号相乘后搬移到0Hz处和搬移到2倍工频处的频率成分；

步骤6：第二带通滤波器输出的数字信号，一路通过极值检测得到电压波动，另一路通过视感度加权滤波器后进行平方积分，模拟人脑的记忆识别过程，得到视感度曲线S(t)，经统计得到短时闪变P_st与长时间闪变P_lt。

2.根据权利要求1所述的一种基于数字同步载波相干解调技术的电压波动闪变测量方法，其特征是所述第一带通滤波器采用中心频率为50Hz，并且通带为15～85Hz的数字滤波器。

3.根据权利要求1所述的一种基于数字同步载波相干解调技术的电压波动闪变测量方法，其特征是所述第二带通滤波器采用通带为0.05～35Hz的数字滤波器。

4.根据权利要求1所述的一种基于数字同步载波相干解调技术的电压波动闪变测量方法，其特征是所述提高采样频率是将采样频率提高到170Hz以上。

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