CN101422006A - 用于极性发送器中幅度和相位同步的测量方法和布置 - Google Patents

Abstract

示出了一种用于测量在极性调制器的相位信息路径与幅度信息路径之间延迟失配的指标的方法和布置。在根据本发明的解决方案中将基本上正弦测量信号(301，302)注入幅度信息路径(351)和相位信息路径(352)中。通过测量与由极性调制信号的频谱的下边带所代表的功率与由频谱的上边带所代表的功率之差成比例的数量来获得延迟失配的指标。

Description

用于极性发送器中幅度和相位同步的测量方法和布置

技术领域

本发明主要地涉及无线通信并且具体地涉及一种用于极性发送器中幅度和相位同步的测量方法和布置。

背景技术

无线通信标准如GSM(全球移动通信系统)、EDGE(增强型GSM演进数据速率)和WCDMA(宽带码分多址)需要各种数字调制格式如4-PSK、8-PSK(相移键控)和各种QAM实施(正交幅度调制)。在无线通信领域中的主要演进趋势是以增加数据率(位/秒)和增加频谱效率(位/赫兹)为目的。

使用传统的线性调制方法如传统笛卡尔QAM对发送器的功率放大器具有严格的线性要求。将功率放大器偏置到线性工作点可以满足所述线性要求，但是这样做是以功率放大器的功率效率为代价，即增加放大器中的功率损耗。

运用极性调制方法的极性发送器是运用常规线性调制方法的发送器的替代品。在极性调制方法中使用极性坐标、幅度和相位而不是使用笛卡尔同相坐标和正交坐标来代表将要上变频调制到RF频带(射频)的复数值基带信号。极性调制的显著优点在于当使用高效率功率放大器如C类、E类、F类或者饱和型B类功率放大器时可以使用极性调制这一事实。这是因为这样的放大器高度地非线性并且不能使存在有幅度调制的信号通过而无严重的频谱重生和失真。因此功率放大器的输入信号必须仅有相位调制而无幅度调制，即所述输入信号的功率RMS(均方根)必须充分地恒定。然后向功率放大器的电源中的输出信号施加幅度调制。

在图1中图示了极性调制器的一般概念。极性调制器100具有两个输入信号：基带幅度信号101和基带相位信号102。幅度信息和相位信息均包含于输入数据信号109中。基带处理装置120根据所述输入数据信号109形成所述基带幅度信号和基带相位信号。基带相位信号102是相位调制器110的输入信号。输入数据信号、基带幅度信号和基带相位信号是时间(t)的函数。相位调制器可以例如是其输入电压与基带相位信号102的时间导数成比例的压控振荡器。相位调制器110的输出信号103是其瞬时相位取决于基带相位信号102的相位调制信号。相位调制信号103可以利用以下方程来建模：

Ph(t)＝A sin(2πf_ct+Φ(t))，                   (1)

其中Ph(t)表示作为时间的函数的相位调制信号103，A是相位调制信号103的恒定幅度，Φ(t)表示作为时间的函数的基带相位信号102的瞬时值，而f_c是相位调制信号103的中心频率。在相位调制信号的瞬时相位中包括基带相位信号的信息。幅度A可以选择为单位(＝1)而不失一般性。中心频率f_c可以是发送器的最终载波频率或者它可以是中频。

输出信号103在幅度调制器111中与基带幅度信号101相乘。幅度调制器的输出信号是极性调制信号104。该极性调制信号可以如下建模：

P(t)＝R(t)sin(2πf_ct+Φ(t))，                (2)

其中P(t)表示作为时间的函数的极性调制信号104，而R(t)表示作为时间的函数的基带幅度信号101的瞬时值。如果基带幅度信号101的直流分量基本上为零，则幅度调制器产生中心频率受抑制的极性调制信号。使中心频率受抑制的一个优点在于为了在通信路径中达到预期信噪比而需要的功率更少这一事实。而明显的缺点在于以下事实：当允许基带幅度信号改变它的符号时，极性调制信号的瞬时相位不仅依赖于基带相位信号而且依赖于基带幅度信号的符号。这使接收极性调制信号的接收器与在基带幅度信号一直为正或者为负的情况下相比更复杂。

极性调制的内在问题在于以下事实：相位Φ(t)信息和幅度信息R(t)在极性调制信号P(t)中必须很准确地彼此同步以避免极性调制信号中的明显失真和扩频。

在本文的其余部分中，输入数据信号109的幅度信息传递到极性调制信号104所经由的信号路径称为A-路径(幅度信息路径)，而输入数据信号109的相位信息传递到极性调制信号104所经由的信号路径称为P-路径(相位信息路径)。

实际的极性调制器包括模拟块，因此在A-路径和P-路径中的信号传播延迟均根据分量和过程变化而变化。模拟块可以例如是增益单元或者向信号添加直流偏移的单元。因此有必要在A-路径或者P-路径或者二者中包括可调延迟单元。在图2中图示了这一点。在A-路径中的可调延迟单元231和在P-路径中的可调延迟单元232必须保证在A-路径上的传播延迟和在P-路径上的传播延迟充分地彼此接近。例如在GSM-EDGE应用中，实际上可以容许的最大延迟失配为T_s/128，其中T_s是GSM-EDGE符号周期。在这一情况下最大可允许延迟失配约为29ns。

虽然在A-路径上和在P-路径上的延迟必须相互调节是公知常识，但是计算P-路径和A-路径何时同步是更困难的任务。

对现有技术的描述

Hadjichristos(US 2004/0219891)描述了以下解决方案，其中测量相邻信道功率比(ACPR)并且通过控制可调延迟单元来重复地调谐在P-路径与A-路径之间的延迟差。然而，测量ACPR并未给出关于在A-路径上的延迟与在P-路径上的延迟相比是否过长或者相反的指示。换而言之，当该测量给出某一ACPR值时，没有关于利用可调延迟单元而生成的延迟是过小还是过长的信息。作为延迟失配指标的ACPR值并未提供关于利用可调延迟单元而生成的延迟应当被增加还是被减少的指导。因此，必须通过试错法来搜索用于可调延迟单元的最优设置。这使对延迟的调谐既缓慢又不准确。

Biedka等人(US 2004/0247041)提出了用以实现具有次采样分辨率的可调延迟单元的方法。然而这一公开文献并未包括用于确定在A-路径与P-路径之间的延迟差是什么以及何时优化所述延迟差的任何方法。

Vepsalainen等人(US 2005/0069026)提出了使用收发器的接收器单元来测量误码率(BER)。扫描利用可调延迟单元而实现的不同延迟值的范围并且存储与不同延迟值对应的测量BER值。然后选择一个给出最小BER值的延迟值。然而这种用于为可调延迟单元找到最优位置的广泛搜索是很缓慢的方法。作为延迟失配指标的BER值并未提供关于应当增加还是减少利用可调延迟单元而生成的延迟的指导。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于测量延迟失配指标的测量布置，使得上述与现有技术相关联的限制和不足得以消除或者减少。本发明的目的也在于提供一种其中可以消除或者减少上述与现有技术相关联的限制和不足的移动通信设备。本发明的目的也在于提供可以用于极性发送器中使得与现有技术相关联的限制和不足得以消除或者减少的集成电路组(芯片组)。本发明的目的也在于提供一种用于测量延迟失配的指标使得与现有技术相关联的限制和不足得以消除或者减少的测量方法。

本发明是基于当使用均具有频率相等的基本上正弦交变分量的基带幅度信号和基带相位信号来执行极性调制时调制边带的观测行为。因此，在极性调制器的幅度调制器的相应输入端子处的幅度信息和相位信息均具有基本上正弦交变分量。在本文中术语“交变分量”意味着当从信号中减去所述信号的时间平均时所述信号的余留部分。

当向极性调制器施加这种基带幅度信号和基带相位信号时，获得极性调制信号的如下频谱，在由该频谱的上边带所代表的功率与由该频谱的下边带所代表的功率之差是在所述幅度信息的交变分量与所述相位信息的交变分量之间相移的函数。当没有相移时，由上边带和下边带分别代表的功率基本上相等并且频谱关于中心频率对称。

在实践中没有可能创建理想正弦信号。在本文中术语“基本上正弦”意味着使得可以获得调制边带的上述行为的时间周期性波形。可以利用仿真和/或利用测量试验来测试不同波形以查明它们是否可以用于获得调制边带的上述行为，即查明它们是否足够接近于正弦。

本发明的目的是通过利用由调制边带的上述行为所给出的信息来实现的。此信息可以用于获得在A-路径与P-路径之间主导延迟差的符号。所述符号指示在A-路径上的延迟是大于还是小于在P-路径上的延迟。另外，所述信息可以用于获得对主导延迟差的值的估计。

本发明产生与现有技术的解决方案相比的明显益处：

-减少了为了找到用于极性调制器的可调延迟单元的最优或者足够良好设置所需要的搜索时间，

-可以用非重复方式执行搜索，即所述搜索时间可以变得具有确定性，因为可以提供对主导延迟失配的估计，以及

-实现了成本节省，因为由于上述原因而减少为了测试和调谐极性发送器而需要的时间。

作为本发明的第一方面，提供一种用于测量延迟失配的指标的测量布置，所述延迟失配是在极性调制器的幅度信息路径上的传播延迟与在极性调制器的相位信息路径上的传播延迟之差。该测量布置的特征在于它包括：

-信号生成器，设置用以将具有基本上正弦交变分量的第一测量信号馈送到极性调制器的幅度信息路径中而将具有基本上正弦交变分量的第二测量信号馈送到极性调制器的相位信息路径中，所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量具有相同频率，以及

-测量电路，设置用以测量与由极性调制器的输出信号的频谱的下边带所代表的功率与由所述频谱的上边带所代表的功率之差成比例的数量作为所述指标。

作为本发明的第二方面，提供一种具有极性调制器的移动通信设备。该移动通信设备的特征在于它包括：

-信号生成器，设置用以将具有基本上正弦交变分量的第一测量信号馈送到极性调制器的幅度信息路径中而将具有基本上正弦交变分量的第二测量信号馈送到极性调制器的相位信息路径中，所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量具有相同频率，

-测量电路，设置用以测量与由极性调制器的输出信号的频谱的下边带所代表的功率与由所述频谱的上边带所代表的功率之差成比例的数量作为延迟失配的指标，所述延迟失配是在极性调制器的幅度信息路径上的传播延迟与在极性调制器的相位信息路径上的传播延迟之差，以及

-可调延迟模块，设置用以在极性调制器的幅度信息路径和极性调制器的相位信息路径中的至少一个上产生可调延迟。

作为本发明的第三方面，提供一种用于测量延迟失配的指标的集成电路组，所述延迟失配是在极性调制器的幅度信息路径上的传播延迟与在极性调制器的相位信息路径上的传播延迟之差。该集成电路组的特征在于它包括在一个或者多个集成电路中的以下单元：

-信号生成器，设置用以将具有基本上正弦交变分量的第一测量信号馈送到极性调制器的幅度信息路径中而将具有基本上正弦交变分量的第二测量信号馈送到极性调制器的相位信息路径中，所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量具有相同频率，以及

-测量电路，设置用以测量与由极性调制器的输出信号的频谱的下边带所代表的功率与由所述频谱的上边带所代表的功率之差成比例的数量作为所述指标。

作为本发明的第四方面，提供一种用于测量延迟失配的指标的测量方法，所述延迟失配是在极性调制器的幅度信息路径上的传播延迟与在极性调制器的相位信息路径上的传播延迟之差。该测量方法的特征在于它包括：

-将具有基本上正弦交变分量的第一测量信号馈送到极性调制器的幅度信息路径中，

-将具有基本上正弦交变分量的第二测量信号馈送到极性调制器的相位信息路径中，使得所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量具有相同频率，以及

-测量与由极性调制器的输出信号的频谱的下边带所代表的功率与由所述频谱的上边带所代表的功率之差成比例的数量作为所述指标。

下文描述本发明各种有利实施例的特征。

在本文中呈现的本发明示例性实施例并不解释为对所附权利要求适用性造成限制。动词“包括”在本文中用作为并不排除存在另外未记载特征的开放性限制语。除非另有明示，在从属权利要求中记载的特征可相互自由地进行组合。

附图说明

下文参照作为例子呈现的优选实施例并且参照附图更具体地说明本发明和它的其它优点，在附图中：

图1示出了根据现有技术的极性调制器的一般概念；

图2示出了根据现有技术的极性调制器的框图；

图3示出了根据本发明一个实施例的测量布置和耦合到该测量布置的极性调制器的高级框图；

图4a、图4b和图4c示出了当在根据本发明一个实施例的测量布置中幅度信息和相位信息具有基本上正弦交变分量时极性调制信号的频谱；

图5示出了在根据本发明一个实施例的测量布置中使用的测量电路的框图；

图6a和图6b图示了与在根据本发明一个实施例的测量布置中的测量电路关联的滤波操作；

图7示出了在根据本发明一个实施例的测量布置中使用的测量电路的框图；

图8a、图8b、图8c和图8d示出了在根据本发明实施例的测量布置中使用的信号生成器的框图；

图9示出了根据本发明一个实施例的测量布置和耦合到该测量布置的极性调制器的高级框图；

图10示出了在根据本发明一个实施例的测量布置中作为在极性调制信号中的幅度信息与相位信息之间相移的函数的延迟失配指标；

图11示出了在根据本发明一个实施例的测量布置中作为延迟失配的函数的延迟失配指标；

图12示出了根据本发明一个实施例的移动通信设备；

图13示出了根据本发明一个实施例的集成电路组的例子；以及

图14示出了根据本发明一个实施例的用于测量极性调制器的延迟失配指标的方法的流程图。

具体实施方式

上文已经在对现有技术的描述中说明了图1和图2。

图3示出了根据本发明一个实施例的测量布置和耦合到该测量布置的极性调制器300的高级框图。测量布置380包括信号生成器310，该信号生成器被设置用以将具有基本上正弦交变分量的第一测量信号301馈送到极性调制器300的幅度信息路径351(A-路径)中，而将具有基本上正向交变分量的第二测量信号302馈送到极性调制器的相位信息路径352(P-路径)中，所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量具有相同频率。测量布置380包括设置用以测量延迟失配指标304的测量电路312。所述指标304是与由在极性调制信号303的频谱的上边带所代表的功率与由所述频谱的下边带所代表的功率之差成比例的数量。在本发明的这一实施例中，极性调制信号303借助定向耦合器313耦合到测量电路312。也有可能使用提供从极性调制器的输出端子到测量电路312的电连接的开关。极性调制器300配备有可以用于调节在A-路径与P-路径之间的延迟失配的可调延迟单元314和315。

作为时间的函数的第一测量信号301和第二测量信号302可以利用以下方程来建模：

m1(t)＝A1+A2 sin(2πf_mt+Φ1)+H1(t)，and                  (3)

m2(t)＝P1+P2 sin(2πf_mt+Φ2)+H2(t)，

其中：

m1(t)和m2(t)分别表示第一测量信号和第二测量信号在时刻t的值，

A1和P1分别是第一测量信号和第二测量信号的偏移值，

A2和P2分别是第一测量信号和第二测量信号的交变分量的基波的幅度，

Φ1和Φ2分别是第一测量信号和第二测量信号的交变分量的基波的相位，

f_m是第一测量信号和第二测量信号的交变分量的频率，下文将f_m称为测量频率，以及

H1(t)和H2(t)分别代表第一测量信号和第二测量信号的交变分量在时刻t的谐波含量。

谐波含量H1(t)和H2(t)的存在造成第一测量信号和第二测量信号的交变分量并非完全地是正弦。在本文中呈现简化的理论考虑以便说明本发明不同实施例的原理。为了举例说明的目的，仅考虑第一测量信号和第二测量信号的交变分量的基波，即A2sin(2πf_mt+Φ1)和P2sin(2πf_mt+Φ2)。然而在实际实施中谐波含量总是存在。应当注意第一测量信号和第二测量信号的交变分量在所述交变分量的波形例如显示于示波器屏幕上时可能与理想正弦波形大相径庭。然而在本发明的实施例中，某些时间周期性波形何时充分地接近于正弦的标准是以下事实：该波形是否产生这样的极性调制信号频谱，使得与由在该频谱的下边带所代表的功率与由该频谱的上边带所代表的功率之差成比例的数量构成在极性调制信号中的幅度信息与相位信息之间相移的指标。

作为时间的函数的极性调制信号303可以利用以下方程来建模：

P(t)＝α m1(t-d1)＊sin(2πf_ct+β m2(t-d2)+φ)，                      (4)

其中α、β和φ是常数，f_c是极性调制的中心频率，d1是在A-路径上的传播延迟，而d2是在P-路径上的传播延迟。可以设置α＝β＝1和φ＝0而不失一般性。在极性调制信号中的幅度信息与相位信息之间的相位差D如下：

D＝(Φ2-2πf_md2)-(Φ1-2πf_md1)＝2πf_mΔd+ΔΦ，           (5)

其中Δd是在A-路径与P-路径之间的延迟失配，即d1-d2，而ΔΦ是在第一测量信号和第二测量信号的交变分量之间的相移，即Φ2-Φ1。在最优情形下已经以最小化Δd的绝对值的方式调节可调延迟单元314和315。

利用实验室测量、仿真或者通过将傅立叶变换应用于方程(4)，可以观测到极性调制信号303的频谱是在以下频率的具有频谱峰的线频谱：

f_c+N×f_m，                   (6)

其中N为整数(...，-2，-1，0，1，2，3，...)。在频率<f_c(N<0)的频谱峰构成频谱的下边带，而在频率>f_c(N>0)的频谱峰构成频谱的上边带。利用实验室测量、仿真或者通过将傅立叶变换应用于方程(4)，可以观测到频谱的以下性质：

1)由所述频谱的下边带代表的功率减去由所述频谱的上边带代表的功率是相位差D的周期函数，

2)所述周期函数的周期就相位差D而言为2π(以及就时间而言为1/f_m)；

3)所述周期函数在相位差D为nπ时基本上为零，即频谱关于f_c对称，其中n为整数(...，-2，-1，0，1，2，3，...)，以及

4)所述周期函数在D属于范围2nπ...(2n+1)π时为正而在D属于范围(2n+1)π...(2n+2)π时为负。

在图4a中图示了与D为零(或者nπ)的情形对应的频谱，在图4b中图示了与D属于范围2nπ...(2n+1)π的情形对应的频谱，而在图4c中图示了与D属于范围(2n+1)π...(2n+2)π的情形对应的频谱。

下文借助图5、图6a、图6b和图7来描述用于构造被设置用以测量指标304的测量电路312的原理。

图5示出了在根据本发明一个实施例的测量布置中使用的测量电路的框图。图5中所示测量电路包括：

-滤波器单元501，能够形成对上边带比对下边带更有抑制性的第一幅度响应502和对下边带比对上边带更有抑制性的第二幅度响应503，所述滤波器单元被布置用以对极性调制信号504的波形进行滤波，

-检测器单元505，设置用以根据滤波器单元使用第一幅度响应而产生的信号511来测量第一电平值506以及根据滤波器单元使用第二幅度响应而产生的信号512来测量第二电平值507，以及

-减法单元508，设置用以产生第一电平值506与第二电平值507之差作为延迟失配指标509。

上述第一电平值506是与信号511的功率成比例的数量，并且相对应地，第二电平值507是与信号512的功率成比例的数量。在本文的其余部分中术语“电平值”意味着与功率成比例的数量，即当增加/减少功率时电平值也增加/减少。然而电平值并非必然以线性方式与功率成比例。

图5中所示测量电路可以用作在图3中所示高级框图中以块312代表的测量电路。在该情况下，图5中的信号504对应于图3中的信号303，而图5中的指标509对应于图3中的指标304。

下文分析图5中所示测量电路的操作。第一幅度响应502和第二幅度响应503被设计为以如下方式对称，使得第一幅度响应502衰减处于频率f_c+kf_m的频谱峰的方式与第二幅度响应503衰减处于频率f_c-kf_m的频谱峰的方式相同，其中k为整数。

当极性调制信号504的频谱关于中心频率f_c对称时，即当上述相位差D为nπ时(n为整数)，滤波信号511和512的功率彼此相等。当由下边带代表的功率大于由上边带代表的功率时，第一幅度响应502造成的衰减所引起的功率损耗小于第二幅度响应503造成的对应功率损耗，并且反之亦然。在与由下边带代表的功率大于由上边带代表的功率的情形对应的图6a和图6b中图示了上述现象。在图6a中，第一幅度响应601截止处于频率f_c+f_m，f_c+2f_m，和f_c+3f_m的频谱峰。在图6b中，第二幅度响应601截止处于频率f_c-f_m，f_c-2f_m和f_c-3f_m的频谱峰。其余频谱峰代表的功率在图6a中比在图6b中更高。因此，在滤波信号511与512之间的功率差是用于由下边带代表的功率与由上边带代表的功率之差的指标。在滤波信号511与512之间的功率差又与作为指标509的第一电平值506与第二电平值507之差成比例。

用于第一和第二幅度响应的示例性设计使得第一幅度响应在频率f_c+kf_m具有传递零值，其中k＝1，2，...，N，而第二幅度响应在频率f_c-kf_m具有传递零值。可以利用根据现有技术的以下检测器来测量电平值506和507，该检测器能够产生与包括多个具有不同频率的正弦的信号的功率成比例的数量。在这一情况下，信号511和512包括频谱峰所代表的正弦。可以例如利用形成平方信号的混频器和形成所述平方信号的平均的低通滤波器来构造检测器。这种检测器产生与所述功率线性地成比例的数量。

在一些情况下，可以利用简单的包络检测器来测量电平值506和507。例如当第一幅度响应502使下边带的仅一个频谱峰通行而第二幅度响应503使上边带的仅一个频谱峰通行时，包络检测器是足够的，因为在这种情形下信号511和512各自基本上包括仅一个正弦。利用包络检测器来获得与所述正弦的幅度线性地成比例的数量。

在本发明的一个实施例中，滤波器单元501包括用以实现具有第一幅度响应502和第二幅度响应503的两个并联滤波器的机制，而检测器单元505具有两个并联检测器。在这一情况下，可以同时测量电平值506和507。在图5中示出了这种情况。

在本发明的一个替代实施例中，滤波器单元501包括用以实现可以被设置用以形成第一幅度响应或者第二幅度响应的可调滤波器的机制。在这一情况下，利用相继测量来测量电平值506和507，而在检测器单元505中需要仅一个检测器。需要用于在测量第二电平值之时存储第一测量电平值的存储器单元。

图7示出了在根据本发明一个实施例的测量布置中使用的测量电路的框图。图7中所示测量电路包括：

-下变频调制单元701，能够以低于极性调制信号704的中心频率f_c的第一下变频调制频率702执行下变频调制以及以低于所述中心频率的第二下变频调制频率703执行下变频调制，所述下变频调制单元被布置用以对极性调制信号704的波形进行下变频调制，

-检测器单元705，设置用以根据下变频调制单元使用第一下变频调制频率702而产生的信号711来产生第一电平值706以及根据下变频调制单元使用第二下变频调制频率703而产生的信号712来产生第二电平值707，以及

-减法单元708，设置用以产生第一电平值706与第二电平值707之差作为延迟失配指标709。

图7中所示测量电路可以用作在图3中所示高级框图中以块312代表的测量电路。在该情况下，图7中的信号704对应于图3中的信号303，而图7中的指标709对应于图3中的指标304。

下文分析图5中所示测量电路的操作。第一下变频调制频率702和第二下变频调制频率703被设计为在频域中在位置上关于中心频率对称，即第一下变频调制频率为f_c-F而第二下变频调制频率为f_c+F，其中F为常数。极性调制信号在混频器722中与下变频调制信号721相乘。混频信号723的频谱是在极性调制信号和下变频调制信号721的频谱峰的求和以及差值频率具有频谱峰的线频谱。因此，混频信号723在以下频率具有频谱峰：

对于第一下变频调制频率为f_c+N×f_m±(f_c-F)，以及

                                                            (7)

对于第二下变频调制频率为f_c+N×f_m±(f_c+F)，

其中N是整数(...，-2，-1，0，1，2，3，...)。例如，如果假设F＝3.5f_m，则混频信号723的四个最低频谱峰具有如下频率：

0.5f_m对应于极性调制信号在频率f_c-3f_m和f_c-4f_m的频谱峰，

1.5f_m对应于极性调制信号在频率f_c-2f_m和f_c-5f_m的频谱峰，

2.5f_m对应于极性调制信号在频率f_c-f_m和f_c-6f_m的频谱峰，

3.5f_m对应于极性调制信号在频率f_c和f_c-7f_m的频谱峰，

在上述分析中，在正频率与负频率之间没有差异，因为cos(-x)＝cos(x)和sin(-x)＝-sin(x)，x是实数。只有极性调制信号的下边带和中心频率对混频信号的上述频谱峰起作用。混频信号的第五频谱峰具有频率4.5f_m并且它也对应于极性调制信号的上边带频谱峰(f_c+f_m)。混频信号723也与上边带频谱峰对应的频谱峰由低通滤波器724截止。在F＝3.5f_m的例子情况下，低通滤波器724被设计用以截止处于4.5f_m及其以上的频谱峰。对于利用第二下变频调制频率f_c+F而获得的混频信号725也可以执行对应分析。

当由下边带代表的功率大于由上边带代表的功率时，信号711的功率高于信号712的功率，并且反之亦然。因此，在滤波信号711与712之间的功率差是用于由下边带代表的功率与由上边带代表的功率之差的指标。在滤波信号711与712之间的功率差又与作为指标709的第一电平值706与第二电平值707之差成比例。

可以根据现有技术的以下检测器来测量电平值706和707，该检测器能够产生与包括具有不同频率的多个正弦的信号的功率成比例的数量。在这一情况下，滤波信号711和712分别包括由低通滤波器724和低通滤波器726通行的频谱峰所代表的正弦。例如可以利用形成平方信号的混频器和形成所述平方信号的平均的低通滤波器来构造检测器。这种检测器产生与所述功率线性地成比例的数量。

在一些情况下，可以利用简单的包络检测器来测量电平值706和707。当滤波信号711和712各包括仅一个正弦时，包络检测器是足够的。在这一情况下，获得与所述正弦的幅度线性地成比例的数量。

以如下方式可以获得滤波信号711和712使得极性调制信号的仅一个频谱峰(如f_c-kf_m，f_c+kf_m)对各滤波信号起作用。第一下变频调制信号和第二下变频调制信号的频率例如分别选择为f_c-(k-1/4)f_m和f_c+(k-1/4)f_m，而低通滤波器724和726被设计用以截止频率高于f_m/2的频谱峰。应当注意，如果下变频调制频率与极性调制信号的频谱峰的频率重合，则图7中所示系统不起作用，因为频率相等的两个正弦的乘积的直流分量不仅依赖于所述正弦的幅度而且依赖于在所述正弦之间的相位差。可以利用以下复数值下变频调制来避免这一问题，该下变频调制使用具有九十度彼此相移的两个下变频调制正弦，即同相正弦和正交正弦。使用同相正弦和正交正弦的这种下变频调制对于本领域技术人员而言是公知概念。

在本发明的一个实施例中，下变频调制单元701包括用以实现两个并联下变频调制器的机制，而检测器单元705具有两个并联检测器。在这一情况下，可以同时测量电平值706和707。在图7中示出了这种情况。

在本发明的一个替代实施例中，下变频调制单元701包括用以产生可以被设置为具有第一下变频调制频率或者第二下变频调制频率的下变频调制信号的机制。在这一情况下，利用相继测量来测量电平值706和707，而在检测器单元705中需要仅一个检测器。需要用于在测量第二电平值之时存储第一测量电平值的存储器单元。

在本发明的一个实施例中，图3中代表测量电路的块312是向其信号输入端馈送极性调制信号303的频谱分析器。可以通过来自频谱分析器的显示屏的视觉检查或者通过使用在频谱分析器中可用的探测功能来获得延迟失配的指标。

图8a示出了在根据本发明一个实施例的测量布置中使用的信号生成器的框图。该信号生成器是产生可以利用控制参数803来控制频率的正弦输出信号802。该输出信号802构成第一测量信号804和第二测量信号805。当无需调节在第一测量信号与第二测量信号之间的彼此相移、无需调节所述测量信号的幅度以及所述测量信号无需具有偏移时，可以使用这种简单的信号生成器。这是例如在受测试的极性调制器在它的A-路径和/或P-路径中包括可调增益和偏移调节装置时的情况。

图8a中所示信号生成器可以用作在图3中所示高级框图中用块310代表的信号生成器。在该情况下，图8a中的第一测量信号804对应于图3中的第一测量信号301，而图8a中的第二测量信号805对应于图3中的第二测量信号302。

图8b示出了在根据本发明一个实施例的测量布置中使用的信号生成器的框图。该信号生成器包括可控振荡器811，该可控振荡器811产生可以利用控制参数813来控制其频率的正弦输出信号812。该信号生成器包括用于向振荡器的输出信号812添加所需DC偏移的两个可控偏移单元819和818。该信号生成器包括分别用于调节第一测量信号814和第二测量信号815的电平的两个可控增益单元816和818。就某些极性调制器而言需要的是馈送到A-路径中的第一测量信号814具有如下直流偏移，使得第一测量信号的值并不改变它的符号，即第一测量信号814具有恒定极性。也可能需要的是馈送到P-路径中的第二测量信号815具有如下直流偏移，使得第二测量信号的值并不改变它的符号，即第二测量信号815具有恒定极性。

图8b中所示信号生成器可以用为在图3中所示高级框图中用块310代表的信号生成器。在该情况下，图8b中的第一测量信号814对应于图3中的第一测量信号301，而图8b中的第二测量信号815对应于图3中的第二测量信号302。

图8c示出了在根据本发明一个实施例的测量布置中使用的信号生成器的框图。该信号生成器包括可以用于产生在第一测量信号824的交变分量与第二测量信号825的交变分量之间预定相移的可控移相器821。可控移相器821可以例如是可以调节其相位响应的可调滤波器。调节相位响应通常在幅度响应中造成不需要的变化，但是可以利用可控增益单元822来补偿幅度响应中的变化。图8c中所示信号生成器可以用作在图3中所示高级框图中用块310代表的信号生成器。在该情况下，图8c中的第一测量信号824对应于图3中的第一测量信号301，而图8c中的第二测量信号825对应于图3中的第二测量信号302。

图8d示出了在根据本发明一个实施例的测量布置中使用的信号生成器的框图。该信号生成器包括设置用以检测在第一测量信号836的交变分量与第二测量信号837的交变分量之间相移的相位检测器839。当可控增益单元833和834、可控偏移单元832和835以及可控移相器821中的一个或者多个产生其值并不足够准确地已知的相移，即相移具有过大的不确定范围时，需要该相位检测器。图8d中所示信号生成器可以用作在图3中所示高级框图中用块310代表的信号生成器。在该情况下，图8d中的第一测量信号836对应于图3中的第一测量信号301，而图8d中的第二测量信号837对应于图3中的第二测量信号302。

图9示出了根据本发明一个实施例的测量布置和耦合到该测量布置的极性调制器900的高级框图。该测量布置980包括信号生成器910，该信号生成器被设置用以将具有基本上正弦交变分量的第一测量信号901馈送到极性调制器900的幅度信息路径951(A-路径)中而将具有基本上正弦交变分量的第二测量信号902馈送到极性调制器的相位信息路径952(P-路径)中，所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量具有相同频率f_m。测量布置980包括设置用以测量延迟失配指标904的测量电路912。测量布置980包括设置用以控制测量以及执行结合测量而需要的计算的处理器981。极性调制器900配备有可以用于调节在A-路径与P-路径之间延迟失配的可调延迟单元914和915。

在实践中有可能确定最大可能延迟失配MaxΔd。可以分析在A-路径951上和在P-路径952上的信号处理单元，并且可以将针对A-路径和针对P-路径的最大可能传播延迟分别确定为在A-路径上和在P-路径上信号处理单元的单独最大传播延迟之和。对应地，可以将针对A-路径和针对P-路径的最小可能传播延迟分别确定为在A-路径上和在P-路径上信号处理单元的单独最小传播延迟之和。可以借助在A-路径上和在P-路径上的所述最大和最小可能传播延迟来计算最大可能延迟失配MaxΔd。除了相位调制器990、幅度调制器991以及可调延迟单元914和915之外，A-路径和P-路径还可以例如包括模数转换器、滤波器和δ-∑调制器。

指标904是在方程(5)中给出并且为了方便而在这里重复的相位差D的周期函数：

D＝2πf_m(d1-d2)+(Φ2-Φ1)＝2πf_mΔd+ΔΦ，           (8)

其中f_m是测量频率，Δd是在A-路径与P-路径之间的延迟失配，即在A-路径上的传播延迟减去P-路径的传播延迟，而ΔΦ是在测量信号901与902之间的相移，即第二测量信号902的交变分量的相位Φ2减去第一测量信号901的交变分量的相位Φ1。当第二测量信号的交变分量超前于第一测量信号的交变分量时，效果相同于在A-路径上的传播延迟大于在P-路径上的传播延迟的情况。

在这一陈述中，指标904被定义为与由下边带代表的功率减去由上边带代表的功率成比例的数量。这一定义与图5和图7中所示测量电路一致。应当注意也有可能将指标904定义为与由上边带代表的功率减去由下边带代表的功率成比例的数量。

在图10中图示了作为D的函数的指标904的原则形式。指标904的符号在相移D属于范围-π...+π时也是相移D的符号。

根据方程(8)看出当D属于上述范围时延迟失配Δd属于范围(-π-ΔΦ)/2πf_m...(π-ΔΦ)/2πf_m。

为了保证指标904的符号也是相位差D的符号，必须以如下方式选择测量频率f_m和相移ΔΦ：

(-π-ΔΦ)/2πf_m<-MaxΔd and MaxΔd<(π-ΔΦ)/2πf_m，              (9)

其中MaxΔd是最大可能延迟失配。

在根据本发明一个实施例的测量布置中，处理器981被设置用以基于指标904来计算延迟失配的符号。这是通过选择相移ΔΦ为零并且通过选择测量频率f_m使得满足方程(9)来实现的，即：

$f_m<\frac{1}{2\&times;\mathrm{Max\&Delta;d}}.---\left(10\right)$

利用对测量频率f_m和相移ΔΦ的这种选择，指标904的符号与延迟失配Δd的符号相同。

在根据本发明一个实施例的测量布置中，处理器981适于控制延迟失配的可调部分。延迟失配的可调部分具有可调延迟单元914和915。该可调部分也可以在A-路径上或者在P-路径上具有仅一个可调延迟单元。在这一情况下必须谨记不能实现负延迟，因此在不包括可调延迟单元的信号路径(A-路径或者P-路径)上必须有充分的恒定延迟。处理器981适于为延迟失配的可调部分搜索一个值使得延迟失配Δd最小化。

选择测量频率f_m使得满足方程(10)并且相移ΔΦ被设置为零。可以例如利用以下搜索算法来搜索用于可调延迟单元914和/或用于可调延迟单元915的最优设置值：

算法开始：将搜索步长S设置为预定正值，将阻尼因子α设置为小于一的预定正值，而将极限值ε设置为预定正值。

阶段1：测量指标904的符号(正或者负)，即延迟失配Δd的符号，

阶段2：如果指标与先前测量的符号相比已经改变它的符号并且S大于或者等于极限值ε，则将搜索步长S与阻尼因子α相乘，如果指标已经改变它的符号并且S小于极限值ε，则搜索完成(算法结束)，

阶段3：如果指标为正，则调节可调延迟单元914和915中的至少一个使得延迟失配Δd随着S而减小，如果指标为负，则调节至少一个可调延迟单元使得延迟失配Δd随着S而增加，进行到阶段1。

当已经完成搜索时，延迟失配Δd的绝对值小于极限值ε，即abs(Δd)<ε，其中abs(·)意味着绝对值。

在根据本发明一个实施例的测量布置中，处理器981被设置用以基于指标904来确定延迟失配Δd是大于还是小于已知数量-ΔΦ/2πf_m。该指标给出D在满足方程(9)时的符号。根据方程(8)，当Δd>-ΔΦ/2πf_m时D为正而在Δd<-ΔΦ/2πf_m时D为负。

在根据本发明一个实施例的测量布置中，处理器981适于控制信号生成器910以及通过以相移ΔΦ的多个值执行多次测量来搜索对延迟失配Δd的估计。处理器981向信号生成器910给出作为控制参数的第一测量信号和第二测量信号的交变分量的相位。

选择测量频率f_m和相移ΔΦ使得指标904的符号例如根据方程(9)也是相位差D的符号。

可以例如利用以下搜索算法来找到对延迟失配Δd的估计：

算法开始：将搜索步长S设置为预定正值，将阻尼因子α设置为小于一的预定正值，而将极限值ε设置为预定正值。

阶段1：测量指标904的符号，即D(＝2πf_mΔd+ΔΦ)的符号，

阶段2：如果指标与先前测量的符号相比已经改变它的符号并且S大于或者等于极限值ε，则将搜索步长S与阻尼因子α相乘，如果指标已经改变它的符号并且S小于极限值ε，则搜索完成(算法结束)，

阶段3：如果指标为正，则随着S而减小ΔΦ，如果指标为负，则随着S而增加ΔΦ，进行到阶段1。

当已经完成搜索时，D的绝对值小于极限值ε。因此，在Δd与-ΔΦ/2πf_m之间的距离小于ε/2πf_m。数量-ΔΦ/2πf_m构成对延迟失配Δd的估计。

在根据本发明一个实施例的测量布置中，处理器981被设置为使得信号生成器910和测量电路912执行相继测量以产生与测量频率f_m的多个值相对应的多个指标。

根据图10和方程(8)可以推断指标904是延迟失配Δd的周期函数使得所述周期函数的周期为1/f_m。在图11中曲线1101图示了周期函数在ΔΦ＝0和f_m＝f_m0时的原则波形，而曲线1102图示了周期函数在ΔΦ＝0和f_m＝2f_m0时的原则波形。在图11中用T(＝1/f_m0)表示与f_m0对应的周期。

处理器981被设置用以基于所述多个指标来计算对延迟失配Δd的估计。以如下方式获得该估计：

选择第一测量频率f_m0使得满足方程(10)并且相移ΔΦ被设置为零。

因此，指标904的符号表明了延迟失配Δd属于范围-1/(2f_m0)...0还是范围0...1/(2f_m0)。可以假设Δd属于范围0...1/(2f_m0)而不失一般性。

选择第二测量频率为2f_m0。因此，指标的符号表明了延迟失配Δd属于范围0...1/(4f_m0)还是范围1/(4f_m0)...1/(2f_m0)。可以假设Δd属于范围0...1/(4f_m0)而不失一般性。

选择第三测量频率为4f_m0。因此，指标的符号表明了延迟失配Δd属于范围0...1/(8f_m0)还是范围1/(8f_m0)...1/(4f_m0)。

选择第四测量频率为8f_m0，选择第五测量频率为16f_m0，等等。

只要包括延迟失配的范围如此之短使得充分准确地已知延迟失配，就可以继续上述过程。

在根据本发明一个实施例的测量布置中，处理器981被设置用以使用指标904作为调节器的输入信号，该调节器的输出值控制可调延迟单元914和915中的至少一个。相移ΔΦ被设置为零并且选择测量频率f_m使得：

$f_m<\frac{1}{4\&times;\mathrm{Max\&Delta;d}}.---\left(11\right)$

延迟失配Δd的绝对值小于或者等于MaxΔd。因此，正如可从图11中的曲线1101所见那样，指标904就这一选择而言是延迟失配Δd的单调函数；abs(Δd)<T/4，其中T是1/f_m而abs(·)意味着绝对值。调节器可以例如是根据现有技术的标准PI-调节器(比例积分调节器)。

利用实验室测量和/或利用模拟，可以观测到极性调制信号903的频谱峰的量值在相位差D增加或者减小时以及在测量信号901和902的交变分量基本上为正弦时基本上以正弦方式波动。例如，与在频率f1＝f_c+kf_m和f2＝f_c-kf_m的频谱峰对应的量值a1_k和a2_k(其中k为正整数)基本上具有以下形式：

a1_k＝h1_k-h2_k sin(D)，和

a2_k＝h1_k+h2_k sin(D)，                  (12)

其中h1_k和h2_k是依赖于正整数k的参数。在f1的频谱峰属于上边带而在f2的频谱峰属于下边带。可以利用仿真和/或利用测量实验来测试不同波形以发现它们是否如此接近于正弦使得它们可以用作为用于获得量值上述行为的测量信号901和902。

幅度a1_k与a2_k之差如下：

a2_k-a1_k＝2h2_k sin(D).             (13)

因此，在下边带的频谱峰的量值与在上边带的对应频谱峰的量值之差基本上为相位差D的正弦函数。

前文借助图5、图6a、图6b和图7已经描述了如何测量与代表频谱峰的正弦信号的幅度线性地成比例的数量。这一幅度代表频谱峰的量值。在根据本发明一个实施例的测量布置中，测量电路912(图9)适于测量与在下边带的频谱峰所关联的量值与在上边带的对应频谱峰所关联的量值之差线性地成比例的数量作为指标904。因此，指标904基本上为相位差D的正弦函数并且它可以建模为Asin(D)，其中A为常数。

由下边带代表的功率与由上边带代表的功率之差ΔP如下：

$\mathrm{\&Delta;P}=\underset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}a{2}_k^2-\underset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}a{1}_k^2=\underset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}({a2}_k^2-{a1}_k^2).---\left(14\right)$

使用方程(12)得到：

a2_k ²-a1_k ²＝4h1_k h2_k sin(D).      (15)

因此方程(14)获得：

$\mathrm{\&Delta;P}=\left[\underset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}4h{1}_{k}h{2}_k\right]\sin \left(D\right).---\left(16\right)$

因此，与由下边带代表的功率与由上边带代表的功率之差ΔP线性地成比例的数量基本上为相位差D的正弦函数。根据方程(14)-(16)可以推断这一事实在考虑下边带的仅一部分和上边带的对应部分时也是有效的，即求和索引k无需遍历所有频谱峰。

前文借助图5、图6a、图6b和图7已经描述了如何测量与由上边带或者由下边带代表的功率线性地成比例的数量。在根据本发明一个实施例的测量布置中，测量电路912(图9)适于测量与由下边带代表的功率与由上边带代表的功率之差线性地成比例的数量作为指标904。因此，指标904基本上为相位差D的正弦函数并且它可以建模为Asin(D)，其中A是常数。

在根据本发明一个实施例的测量布置中，处理器981适于使信号生成器910和测量电路912执行用于产生D＝2πf_mΔd的第一指标I1和D＝2πf_mΔd+π/2的第二指标I2的两次测量。指标I1和I2如下：

I1＝Asin(2πf_mΔd)和

I2＝Asin(f_mΔd+π/2)＝-Acos(2πf_mΔd)，          (17)

其中根据方程(10)来选择测量频率f_m，即abs(2πf_mΔd)<π。

处理器981还适于借助I1和I2来计算对延迟失配Δd的估计。对该估计的计算可以例如基于如下事实：

I1/I2＝-tan(2πf_mΔd)

以及如下事实：可以借助I1的符号和I2的符号来标识包括2πf_mΔd的范围-π...+π的象限，其中象限为范围-π...-π/2，-π/2...0，0...π/2和π/2...π。可以例如使用反正切查找表来获得与商I1/I2对应的2πf_mΔd值。

在根据本发明一个实施例的测量布置中，处理器981适于使信号生成器910和测量电路912执行用于产生多个指标{I1，I2，...，In}的多次测量，使得第k个指标k(k＝1，...，n)对应于相移D＝2πf_mΔd+Φk。指标如下：

I1＝Asin(2πf_mΔd+Φ1)，

I2＝Asin(2πf_mΔd+Φ2)，

...                              (18)

In＝Asin(2πf_mΔd+Φn)，

其中根据方程(10)来选择测量频率f_m，即abs(2πf_mΔd)<π，而A和Δd是未知量。处理器981进一步适于分别为Δd和A寻找估计Δd_e和A_e，使得最小化以下误差向量E的模：

$E=\left[\begin{array}{c}l1-A_e\sin (2\mathrm{\&pi;}{f}_m\mathrm{\&Delta;}{d}_e+\mathrm{\&Phi;}1)\\ l2-A_e\sin (2\mathrm{\&pi;}{f}_m\mathrm{\&Delta;}{d}_e+\mathrm{\&Phi;}2)\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\\ \ln -A_e\sin (2\mathrm{\&pi;}{f}_m\mathrm{\&Delta;}{d}_e+\mathrm{\&Phi;n})\end{array}\right],---\left(19\right)$

在一般情况下，最小化误差向量E的模这一任务没有明确的解决方案。然而在这一情况下，该解决方案由于有以下边界条件而明确：-π<2πf_mΔd<π和A>0。存在用于关于Δd_e和A_e最小化误差向量E的模的诸多方法，例如梯度方法和共轭梯度方法。

用于找到对延迟失配的估计Δd_e的上述过程实际上是曲线拟合过程，其中通过调节正弦的幅度和相位来改变所述正弦以配合所测量的指标(I1，I2，...，In)。在估计Δd_e中的随机测量误差的效果可以通过增加测量指标{I1，I2，...，In}的数目而增加。

在根据本发明一个实施例的测量布置中，处理器981适于控制可调延迟单元914和915中的至少一个并且使测量电路912执行用于产生多个指标{I1，I2，...，In}的多次测量，使得第k个指标k(k＝1，...，n)对应于可调延迟单元914和915中至少一个的单独设置。指标如下：

I1＝Asin(2πf_m(Δd+d1))，

I2＝Asin(2πf_m(Δd+d2))，

...                                  (20)

In＝Asin(2πf_m(Δd+dk)，

其中根据方程(10)来选择测量频率f_m，即abs(2πf_mΔd)<π，A和Δd是未知量，而d1，...，dk是利用可调延迟单元914和915中的至少一个而创建的延迟失配的可调部分的值。可以利用上述曲线拟合过程来找到对未知量A和Δd的估计。

图12示出了根据本发明一个实施例的移动通信设备。该移动通信设备包括极性调制器1201，该极性调制器具有幅度信息路径(A-路径)1211、相位信息路径(P-路径)1212和用于极性调制信号1214的信号输出1213。该移动通信设备包括信号生成器1202，该信号生成器被设置用以将具有基本上正弦交变分量的第一测量信号馈送到极性调制器的幅度信息路径1212中，而将具有基本上正弦交变分量的第二测量信号馈送到极性调制器的相位信息路径1213中。第一测量信号的交变分量和第二测量信号的交变分量具有相同频率。该移动通信设备包括测量电路1203，该测量电路被设置用以测量与由极性调制信号1214的频谱的下边带代表的功率与由所述频谱的上边带代表的功率之差成比例的数量作为延迟失配指标1215，其中延迟失配是在幅度信息路径1211上的传播延迟与在相位信息路径1212上的传播延迟之差。该移动通信设备包括设置用以在幅度信息路径1211和相位信息路径1212中的至少一个上产生可调延迟的可调延迟模块1204。

根据本发明一个实施例的移动通信设备也可以包括设置用以从移动通信设备发出指标1215的控制输出端子1216和设置用以接收用于可调延迟模块1204的控制值1218的控制输入端子1217。

根据本发明一个实施例的移动通信设备也可以包括设置用以基于指标1215来控制可调延迟模块1204使得最小化延迟失配的处理器1205。可以根据对延迟失配的计算估计来确定用于可调延迟模块的最优设置，或者可以基于指标的符号使用搜索过程来找到这些设置。前文已经描述了用以计算该估计的不同搜索过程和方式。

在根据本发明一个实施例的移动通信设备中，可以利用接收器单元1206的信号处理装置来至少部分地实现测量电路1203。接收器单元1206包括下变频调制器、滤波器和可以适于测量指标1215的功率测量单元。在这一情况下，极性调制信号1214可以经由双工器和天线前端单元1210传递到测量电路1203。

在根据本发明一个实施例的移动通信设备中，可以利用作为移动通信设备发送器一部分的数字基带系统1207来至少部分地实现信号生成器1202。如果生成第一测量信号和第二测量信号引入与在正常数据发送操作过程中遇到的延迟或者延时不同的任何延迟或者延时，则在计算延迟失配过程中和/或在调节可调延迟模块1204过程中必须将这些延迟或者延时纳入考虑之中。

块1208代表移动通信设备用以将输入信号提供到数字基带系统1207的所有部分：麦克风、模数转换器、编解码器等。接收器单元1206包括移动通信设备用以处理经由双工器和天线前端单元1210从天线1209到达的信号的所有部分：解调器、均衡器、滤波系统、控制器、扬声器等。

根据本发明一个实施例的移动通信设备是移动电话。

根据本发明的集成电路组包括一个或者多个集成电路(IC)，这些集成电路包括：

-信号生成器，设置用以将具有基本上正弦交变分量的第一测量信号馈送到极性调制器的幅度信息路径中，而将具有基本上正弦交变分量的第二测量信号馈送到极性调制器的相位信息路径中，所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量具有相同频率，以及

-测量电路，设置用以测量由极性调制器的输出信号的频谱的下边带代表的功率与由所述频谱的上边带所代表的功率之差成比例的数量作为延迟失配指标。

在图13中示出了根据本发明一个实施例的集成电路组(芯片组)的例子。这一示例芯片组1300包括两个集成电路1301和1302。集成电路1301包括根据任一上述实施例和参照图8a-图8d的信号生成器1311。集成电路1302包括根据任一上述实施例和参照图5、图6a、图6b和图7的测量电路1312。块1303代表了连接到集成电路1301和1302的极性调制器。黑色圆圈表示在集成电路1301和1302以及极性调制器1303的边界上的信号接口而白色方块表示控制接口。信号生成器1311产生连接到极性调制器1303的幅度信息路径的第一测量信号1321和连接到极性调制器的相位信息路径的第二测量信号1322。极性调制器的输出信号1323连接到产生在幅度信息路径与相位信息路径之间延迟失配的指标1324的测量电路1312。

在根据本发明一个实施例的集成电路组中，集成电路之一可以包括设置用以基于指标1324来控制极性调制器的可调延迟模块1314的处理器1313。可调延迟模块1314在幅度信息路径和相位信息路径中的至少一个上产生可调延迟。

在根据本发明一个实施例的集成电路组中，集成电路之一可以包括极性调制器单元。

图14示出了根据本发明一个实施例用于测量极性调制器的延迟失配指标的方法的流程图。在阶段1401中，将具有基本上正弦交变分量的第一测量信号馈送到极性调制器的幅度信息路径(A-路径)中，而将具有基本上正弦交变分量的第二测量信号馈送到极性调制器的相位信息路径(P-路径)中，使得第一测量信号的交变分量和第二测量信号的交变分量具有相同频率。在阶段1402中，测量与由极性调制器的输出信号的频率的下边带所代表的功率与由所述频谱的上边带所代表的功率之差成比例的数量作为指标。

在根据本发明一个实施例的测量方法中，产生第一测量信号和第二测量信号，使得所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量有具有预定值的相移。

在根据本发明一个实施例的测量方法中，利用相位检测器来检测在第一测量信号的交变分量与第二测量信号的交变分量之间的相移。

在根据本发明一个实施例的测量方法中，基于所述指标来计算延迟失配的符号。

在根据本发明一个实施例的测量方法中，执行相继测量(1403)以便产生与相移的多个值相对应的多个指标，并且基于所述多个指标来计算对延迟失配的估计(1404)。可以例如利用前文描述的曲线拟合过程来计算该估计。

在根据本发明一个实施例的测量方法中，执行相继测量(1403)以便产生与第一测量信号的交变分量和第二测量信号的交变分量所关联的频率的多个值相对应的多个指标。基于多个指标来计算对延迟失配的估计。在相继测量中，在较晚执行的测量中使用的频率值为在较早执行的测量中使用的频率值的两倍。

在根据本发明一个实施例的测量方法中，执行相继测量(1403)以便产生与在极性调制器的幅度信息路径上的第一可调延迟单元和在极性调制器的相位信息路径上的第二可调延迟单元中至少一个的多个设置值相对应的多个指标。基于所述多个指标来计算对延迟失配的估计(1404)。可以例如利用前文描述的曲线拟合过程来计算该估计。

在根据本发明一个实施例的测量方法中，利用频谱分析器来测量指标。

对于本领域技术人员不言而喻的是，本发明及其实施例不限于上述例子而可以在独立权利要求的范围内变化。

Claims (32)

1.一种用于测量延迟失配的指标的测量布置，所述延迟失配是在极性调制器的幅度信息路径上的传播延迟与在所述极性调制器的相位信息路径上的传播延迟之差，所述测量布置包括：

-信号生成器，设置用以将具有基本上正弦交变分量的第一测量信号馈送到所述极性调制器的所述幅度信息路径中，而将具有基本上正弦交变分量的第二测量信号馈送到所述极性调制器的所述相位信息路径中，所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量具有相同频率，以及

-测量电路，设置用以测量与由所述极性调制器的输出信号的频谱的下边带所代表的功率与由所述频谱的上边带所代表的功率之差成比例的数量作为所述指标。

2.根据权利要求1所述的测量布置，其中所述信号生成器被设置用以产生所述第一测量信号和所述第二测量信号，使得所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量有具有预定值的相移。

3.根据权利要求1所述的测量布置，包括：相位检测器，设置用以检测在所述第一测量信号的交变分量与所述第二测量信号的交变分量之间的相移。

4.根据权利要求2所述的测量布置，包括：处理器，设置用以基于所述指标来计算所述延迟失配的符号。

5.根据权利要求2所述的测量布置，包括：处理器，设置用以使所述信号生成器和所述测量电路执行相继测量以产生与所述相移的多个值相对应的多个指标。

6.根据权利要求5所述的测量布置，其中所述处理器被设置用以基于所述多个指标来计算对所述延迟失配的估计。

7.根据权利要求2所述的测量布置，包括：处理器，设置用以使所述信号生成器和所述测量电路执行相继测量以产生与所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量相关联的频率的多个值相对应的多个指标。

8.根据权利要求7所述的测量布置，其中所述处理器被设置用以基于所述多个指标来计算对所述延迟失配的估计。

9.根据权利要求2所述的测量布置，包括：处理器，设置用以控制所述延迟失配的可调部分，所述可调部分具有在所述极性调制器的所述幅度信息路径上的第一可调延迟单元和在所述极性调制器的所述相位信息路径上的第二可调延迟单元中的至少一个。

10.根据权利要求9所述的测量布置，其中所述处理器被设置用以使所述信号生成器和所述测量电路执行相继测量以产生与所述延迟失配的所述可调部分的多个值相对应的多个指标。

11.根据权利要求10所述的测量布置，包括：处理器，设置用以基于所述多个指标来计算对所述延迟失配的估计。

12.根据权利要求1所述的测量布置，其中所述测量电路包括：

-滤波器单元，能够形成对所述上边带比对所述下边带更有抑制性的第一幅度响应以及对所述下边带比对所述上边带更有抑制性的第二幅度响应，所述滤波器单元被布置用以对所述极性调制器的输出信号的波形进行滤波，

-检测器单元，设置用以根据所述滤波器单元使用所述第一幅度响应而产生的信号来产生第一电平值以及根据所述滤波器单元使用所述第二幅度响应而产生的信号来产生第二电平值，以及

-减法单元，设置用以产生所述第一电平值与所述第二电平值之差作为所述指标。

13.根据权利要求1所述的测量布置，其中所述测量电路包括：

-下变频调制单元，能够以低于所述极性调制器的输出信号的中心频率的第一下变频调制频率执行下变频调制，以及以高于所述中心频率的第二下变频调制频率执行下变频调制，所述下变频调制单元被布置用以下变频调制所述极性调制器的输出信号的波形，

-检测器单元，设置用以根据所述下变频调制单元使用所述第一下变频调制频率而产生的信号来产生第一电平值以及根据所述下变频调制单元使用所述第二下变频调制频率而产生的信号来产生第二电平值，以及

-减法单元，设置用以产生所述第一电平值与所述第二电平值之差作为所述指标。

14.根据权利要求1所述的测量布置，其中所述测量电路是频谱分析器。

15.根据权利要求1所述的测量布置，其中所述信号生成器被设置用以产生具有以下偏移分量的所述第一测量信号，即使得所述第一测量信号的值具有恒定极性。

16.一种具有极性调制器的移动通信设备，包括：

-信号生成器，设置用以将具有基本上正弦交变分量的第一测量信号馈送到所述极性调制器的幅度信息路径中，而将具有基本上正弦交变分量的第二测量信号馈送到所述极性调制器的相位信息路径中，所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量具有相同频率，以及

-测量电路，设置用以测量与由所述极性调制器的输出信号的频谱的下边带所代表的功率与由所述频谱的上边带所代表的功率之差成比例的数量作为延迟失配的指标，所述延迟失配是在极性调制器的幅度信息路径上的传播延迟与在极性调制器的相位信息路径上的传播延迟之差，以及

-可调延迟模块，设置用以在所述极性调制器的所述幅度信息路径和所述极性调制器的所述相位信息路径中的至少一个上产生可调延迟。

17.根据权利要求16所述的移动通信设备，包括：控制输出端子，设置用以从所述移动通信设备发出所述指标；以及控制输入端子，设置用以接收用于所述可调延迟模块的控制值。

18.根据权利要求16所述的移动通信设备，包括：处理器，设置用以基于所述指标来控制所述可调延迟模块。

19.根据权利要求16所述的移动通信设备，其中利用所述移动通信设备的接收器单元来至少部分地实现所述测量电路。

20.根据权利要求16所述的移动通信设备，其中所述移动通信设备是移动电话。

21.根据权利要求16所述的移动通信设备，其中利用所述移动通信设备的发送器单元的数字基带系统来至少部分地实现所述信号生成器。

22.一种用于测量延迟失配的指标的集成电路组，所述延迟失配是在极性调制器的幅度信息路径上的传播延迟与在所述极性调制器的相位信息路径上的传播延迟之差，所述集成电路组包括在一个或者多个集成电路中实现的以下单元：

-信号生成器，设置用以将具有基本上正弦交变分量的第一测量信号馈送到所述极性调制器的所述幅度信息路径中，而将具有基本上正弦交变分量的第二测量信号馈送到所述极性调制器的所述相位信息路径中，所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量具有相同频率，以及

-测量电路，设置用以测量与由所述极性调制器的输出信号的频谱的下边带所代表的功率与由所述频谱的上边带所代表的功率之差成比例的数量作为所述指标。

23.根据权利要求22所述的集成电路组，其中所述集成电路之一包括：处理器，设置用以基于所述指标来控制在所述极性调制器的所述幅度信息路径上的第一可调延迟单元和在所述极性调制器的所述相位信息路径上的第二可调延迟单元之中的至少一个。

24.根据权利要求22所述的集成电路组，其中所述集成电路之一包括极性调制器单元。

25.一种用于测量延迟失配的指标的测量方法，所述延迟失配是在极性调制器的幅度信息路径上的传播延迟与在所述极性调制器的相位信息路径上的传播延迟之差，所述测量方法包括：

-将具有基本上正弦交变分量的第一测量信号馈送到所述极性调制器的所述幅度信息路径中，

-将具有基本上正弦交变分量的第二测量信号馈送到所述极性调制器的所述相位信息路径中，使得所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量具有相同频率，以及

-测量与由所述极性调制器的输出信号的频谱的下边带所代表的功率与由所述频谱的上边带所代表的功率之差成比例的数量作为所述指标。

26.根据权利要求25所述的测量方法，其中产生所述第一测量信号和所述第二测量信号使得所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量有具有预定值的相移。

27.根据权利要求25所述的测量方法，包括：检测在所述第一测量信号的交变分量与所述第二测量信号的交变分量之间的相移。

28.根据权利要求26所述的测量方法，包括：基于所述指标来计算所述延迟失配的符号。

29.根据权利要求26所述的测量方法，包括：执行相继测量以产生与所述相移的多个值相对应的多个指标；以及基于所述多个指标来计算对所述延迟失配的估计。

30.根据权利要求26所述的测量方法，包括：执行相继测量以产生与所述第一测量信号的交变分量和所述第二测量信号的交变分量所关联的频率的多个值相对应的多个指标；以及基于所述多个指标来计算对所述延迟失配的估计，在所述相继测量中在较晚执行的测量中使用的频率值是在较早执行的测量中使用的频率值的两倍。

31.根据权利要求26所述的测量方法，包括：执行相继测量以产生与在所述极性调制器的所述幅度信息路径上的第一可调延迟单元和在所述极性调制器的所述相位信息路径上的第二可调延迟单元中至少一个的多个设置值相对应的多个指标；以及基于所述多个指标来计算对所述延迟失配的估计。

32.根据权利要求25所述的测量方法，其中利用频谱分析器来测量所述指标。

Images