CN113098634A - 极性系统和延迟校准方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种极性系统和延迟校准方法，所述极性系统包括：校准信号生成单元、坐标旋转数字计算器、延迟生成单元、传送单元、接收单元、傅里叶转换器以及校准单元，所述接收单元用来接收所述传送单元生成的发射信号，所述傅里叶转换器用以计算接收信号在特定频率的功率，所述校准单元用以控制所述延迟生成单元，并在校准模式下根据所述特定频率的功率决定延迟校准值。

Description

极性系统和延迟校准方法

技术领域

本发明涉及一种极性系统(Polar system)，尤其涉及一种能够自我校准的极性系统和相关延迟校准方法。

背景技术

对现代无线通信系统来说，极性发射器架构相当具有竞争力，因为与传统的模拟架构相比，极性发射器架构的面积和功耗更小。含有极性发射器架构的极性系统的缺陷是，振幅调变信号和相位调变信号所经过的路径不相同，因此可能因为制程、电压和温度等的改变而导致两路径的延迟不匹配，导致信号质量下降，因此需要一种补偿方式来解决上述问题。

发明内容

本发明提供一种极性系统，包括：校准信号生成单元，在校准模式下，生成测试信号并发送至坐标旋转数字计算器；该坐标旋转数字计算器，根据该测试信号进行坐标旋转数字计算，以生成振幅调变信号和相位调变信号；延迟生成单元，用以调整该振幅调变信号和该相位调变信号之间的延迟，并输出调整后振幅调变信号和调整后相位调变信号；传送单元，用以根据该调整后振幅调变信号和该调整后相位调变信号生成发射信号；接收单元，用以接收该发射信号并生成接收信号；傅里叶转换器，用以计算该接收信号在特定频率的功率；以及校准单元，用以控制该延迟生成单元，并在该校准模式下根据该特定频率的功率来决定延迟校准值。

本发明提供一种延迟校准方法，包括：在校准模式下生成测试信号；根据该测试信号进行坐标旋转数字计算，以生成振幅调变信号和相位调变信号；调整该振幅调变信号和该相位调变信号之间的延迟，以生成调整后振幅调变信号和调整后相位调变信号；根据该调整后振幅调变信号和该调整后相位调变信号生成发射信号；接收该发射信号并生成接收信号；计算该接收信号在特定频率的功率；以及在该校准模式下根据该特定频率的功率来决定延迟校准值。

本发明的极性系统和相关延迟校准方法能够解决振幅调变信号和相位调变信号之间的延迟不匹配问题。

附图说明

在阅读下文具体实施方式以及附图后，能够更好地理解本发明。应注意到，根据本领域的标准作业习惯，附图中的各种特征并未依比例绘制。事实上，为了能够清楚地进行描述，可能会刻意地放大或缩小某些特征的尺寸。

图1为本发明的极性系统的实施例的示意图。

图2为校准模式下发射信号的频谱分析图。

图3为本发明的延迟校准方法的实施例的流程图。

图4为本发明基于二次函数作为模型来估计临时延迟校准值的示意图。

具体实施方式

图1为本发明的极性系统的实施例的示意图。极性系统100能够在校准模式下，估计出振幅处理单元106和相位处理单元108在当时环境下的延迟差异，即延迟校准值sc，并在一般模式下补偿该延迟差异。

校准信号生成单元101用来在该校准模式下，生成测试信号s1、s2并发送至坐标旋转数字计算器(CORDIC)102，而在该一般模式下，则会利用其他的信号生成单元(未在图中示出)来生成同相信号和正交信号并发送至CORDIC 102，其中该同相信号和该正交信号具有相同的频率且彼此之间的相位差为90度。CORDIC 102根据测试信号s1、s2进行坐标旋转数字计算，以生成振幅调变信号sa和相位调变信号sp。在振幅调变信号sa(以下简称信号sa)和相位调变信号sp(以下简称信号sp)进入传送单元105之前，利用延迟生成单元104来调整信号sa和信号sp之间的延迟，并输出调整后振幅调变信号sad(以下简称信号sad)和调整后相位调变信号spd(以下简称信号spd)，例如，延迟生成单元104可使用延迟单元来延迟信号sa及/或信号sp来生成信号sad和信号spd。

传送单元105用以根据信号sad和信号spd生成发射信号srf，在该校准模式下，测试信号s1、s2使发射信号srf具有双音(two-tone)主信号S，如图2所示，载波角频率ωc的两旁为双音主信号S，其角频率分别为ωc+ωbb和ωc-ωbb。若信号sad的延迟和信号spd的延迟不匹配，则会在频谱上生成互调失真(IMD)信号，IMD信号中功率最大的为双音三阶IMD(IMD3)信号，其角频率分别为ωc+3ωbb和ωc-3ωbb；IMD信号中功率次大的为双音五阶IMD(IMD5)信号，其角频率分别为ωc+5ωbb和ωc-5ωbb，依此类推。图2中虽以角频率为单位，但也可和频率互为转换。

由于IMD信号出现是信号sad的延迟和信号spd的延迟不匹配所造成，因此本发明利用IMD信号来当作校准上述延迟不匹配的指针，例如使用IMD信号中最强的IMD3信号来作为判断依据，即找出能使IMD3信号最小的延迟校准值sc。同时，本发明对于测试信号s1、s2的内容也不多做限制，只要能生成双音主信号S即可，例如可以将测试信号s1、s2其中一个设为同相信号cos(ωbb·t)或正交信号sin(ωbb·t)，以及将测试信号s1、s2其中另一个设为0。

传送单元105中，振幅处理单元106用来对信号sad进行处理，例如对信号sad进行数字模拟转换。相位处理单元108用来对信号sap进行处理，例如根据载波角频率ωc对信号sap进行相位调变。经过振幅处理单元106和相位处理单元108处理过的两路信号经组合器110合并后，通过放大器112放大并由天线114转为发射信号srf，例如无线射频信号。

接收单元115和传送单元105都位于极性系统100中，在该一般模式下，接收单元115通常用来接收对端系统所发送的信号，但在该校准模式下，则借用接收单元115来和传送单元105共同构成外部回路返回。具体来说，在该一般模式下，会将天线116收到的信号分为两路进入同相信号路径和正交信号路径，但为简洁起见，极性系统100中仅示出了在该校准模式需使用到的部分，即该同相信号路径和该正交信号路径的其中之一，该同相信号路径和该正交信号路径都包括混频器118、模拟数字转换器120和傅里叶转换器122，在该校准模式下，可择一路径使用。

天线116接收发射信号srf后，利用混频器118和模拟数字转换器120生成接收信号sr，傅里叶转换器122用以计算接收信号sr在IMD信号的频率的功率，例如若使用IMD3信号的频率来作为判断根据，则傅里叶转换器122可计算角频率ωc+3ωbb的功率。校准单元124则根据IMD信号的频率的功率来决定延迟校准值sc并控制延迟生成单元104。以下将针对校准单元124控制延迟生成单元104的方式进行详细的说明。

图3为本发明的延迟校准方法的实施例的流程图。首先，步骤202中，设定取样点d(0)、d(1)、d(2)，设定i＝0、d(0)＝第一预设延迟、d(1)＝第二预设延迟、d(2)＝第三预设延迟，例如，该第一预设延迟＝0，该第二预设延迟和该第三预设延迟具有相同的绝对值但正负号相反。

在步骤204中，校准信号生成单元101生成测试信号s1、s2，CORDIC 102进行坐标旋转数字计算，以生成信号sa和信号sp，校准单元124根据d(i)来控制延迟生成单元104调整信号sa和信号sp之间的延迟，例如i＝0时，使信号sa和信号sp之间的延迟增加d(0)，以生成信号sad和信号spd。接着，传送单元105根据信号sad和信号spd生成发射信号srf，接收单元115接收发射信号srf生成接收信号sr。

在步骤206中，傅里叶转换器122计算接收信号sr在IMD信号的频率的功率p(i)。若i<2，则在步骤208中设定i＝i+1，并重复步骤204～206，直到得到对应取样点d(0)、d(1)、d(2)的功率p(0)、p(1)、p(2)。

接着，在步骤210中，校准单元124根据d(0)、d(1)、d(2)、p(0)、p(1)、p(2)来估计出临时延迟校准值dtemp，举例来说，可以基于二次函数作为模型来估计临时延迟校准值dtemp，如图4所示，假设控制延迟生成单元104调整信号sa和信号sp之间的延迟d和对应生成的IMD信号的频率的功率p的关系为二次函数p＝ad2+bd+c，则可利用d(0)、d(1)、d(2)、p(0)、p(1)、p(2)求出该二次函数的顶点对应的延迟作为临时延迟校准值dtemp。应注意的是，本发明并不限定基于二次函数来估计临时延迟校准值dtemp，也可增加更多的取样点，例如增加d(3)＝第四预设延迟，来提高临时延迟校准值dtemp的准确度。

步骤212和步骤204的步骤差别只在于步骤212中，校准单元124根据临时延迟校准值dtemp来控制延迟生成单元104调整信号sa和信号sp之间的延迟，使步骤214中，傅里叶转换器122得以相对应地计算接收信号sr在IMD信号的频率的功率ptemp。

和理想状况不同，实际上得到的临时延迟校准值dtemp可能并非最佳，例如可能因为该第一预设延迟、该第二预设延迟和该第三预设延迟距离该二次函数的顶点太远。若功率ptemp不小于预设临界值，则设定i＝0、d(0)＝dtemp+该第一预设延迟、d(1)＝dtemp+该第二预设延迟、d(2)＝dtemp+该第三预设延迟，并重复步骤204～214来更新功率ptemp，直到功率ptemp小于该预设临界值，便可达到步骤218，将对应小于该预设临界值的功率ptemp的临时延迟校准值dtemp定为延迟校准值sc。

在该一般模式下，校准单元124会持续地根据延迟校准值sc来控制延迟生成单元104，直到下次重新进入该校准模式。

上文的叙述简要地提出了本发明某些实施例的特征，而使得本发明所属技术领域的本领域技术人员能够更全面地理解本发明。本发明的本领域技术人员可知晓，其可轻易地利用本发明内容作为基础，来设计或改变其他制程与结构，以实现相同的目的和/或达到相同的技术优点。本发明所属技术领域的本领域技术人员应当明白，这些等同的实施方式仍属于本发明内容的精神与范围，且其可进行各种变更、替代与改变，而不会背离本发明内容的精神与范围。

【符号说明】

100 极性系统

101 校准信号生成单元

102 坐标旋转数字计算器

104 延迟生成单元

105 传送单元

106 振幅处理单元

108 相位处理单元

110 组合器

112 放大器

114、116 天线

115 接收单元

118 混频器

120 模拟数字转换器

122 傅里叶转换器

124 校准单元

s1、s2 测试信号

sa 振幅调变信号

sp 相位调变信号

sad 调整后振幅调变信号

spd 调整后相位调变信号

srf 发射信号

sr 接收信号

sc 延迟校准值

202～218 步骤

d 延迟

p 功率

Claims (10)

1.一种极性系统，包括：

校准信号生成单元，在校准模式下，生成测试信号并发送至坐标旋转数字计算器；

所述坐标旋转数字计算器，根据所述测试信号进行坐标旋转数字计算，以生成振幅调变信号和相位调变信号；

延迟生成单元，用以调整所述振幅调变信号和所述相位调变信号之间的延迟，并输出调整后振幅调变信号和调整后相位调变信号；

传送单元，用以根据所述调整后振幅调变信号和所述调整后相位调变信号生成发射信号；

接收单元，用以接收所述发射信号并生成接收信号；

傅里叶转换器，用以计算所述接收信号在特定频率的功率；以及

校准单元，用以控制所述延迟生成单元，并在所述校准模式下根据所述特定频率的功率来决定延迟校准值。

2.根据权利要求1的极性系统，其特征在于，在所述校准模式下，所述测试信号使所述发射信号具有双音主信号。

3.根据权利要求2的极性系统，其特征在于，在所述校准模式下，所述特定频率为三阶互调失真频率。

4.根据权利要求2的极性系统，其特征在于，在所述校准模式下，所述校准单元控制所述延迟生成单元根据第一预设延迟、第二预设延迟和第三预设延迟来输出所述调整后振幅调变信号和所述调整后相位调变信号，使所述傅里叶转换器对应地生成第一功率、第二功率和第三功率。

5.根据权利要求4的极性系统，其特征在于，所述校准单元根据所述第一预设延迟、所述第二预设延迟和所述第三预设延迟和所述第一功率、所述第二功率和所述第三功率来估计出临时延迟校准值。

6.根据权利要求5的极性系统，其特征在于，所述校准单元基于二次函数来根据所述第一预设延迟、所述第二预设延迟和所述第三预设延迟和所述第一功率、所述第二功率和所述第三功率来估计出所述临时延迟校准值。

7.根据权利要求6的极性系统，其特征在于，在所述校准模式下，所述校准单元控制所述延迟生成单元根据所述临时延迟校准值来输出所述调整后振幅调变信号和所述调整后相位调变信号，使所述傅里叶转换器对应地生成第四功率，若所述第四功率小于预设临界值，则所述校准单元决定所述临时延迟校准值为所述延迟校准值。

8.根据权利要求7的极性系统，其特征在于，若所述第四功率不小于所述预设临界值，则所述校准单元根据所述临时延迟校准值来更新所述第一预设延迟、所述第二预设延迟和所述第三预设延迟，且在一般模式下，所述校准单元根据所述延迟校准值来控制所述延迟生成单元。

9.根据权利要求1的极性系统，其特征在于，所述传送单元包括：

振幅处理单元；

相位处理单元；

组合器，其中所述调整后振幅调变信号和所述调整后相位调变信号分别经过所述振幅处理单元和所述相位处理单元后，通过所述组合器生成组合信号；以及

放大器，用以调整所述组合信号的功率以生成放大后组合信号；

天线，用以根据所述放大后组合信号生成所述发射信号。

10.一种延迟校准方法，包括：

在校准模式下生成测试信号；

根据所述测试信号进行坐标旋转数字计算，以生成振幅调变信号和相位调变信号；

调整所述振幅调变信号和所述相位调变信号之间的延迟，以生成调整后振幅调变信号和调整后相位调变信号；

根据所述调整后振幅调变信号和所述调整后相位调变信号生成信号；

接收所述发射信号并生成接收信号；

计算所述接收信号在特定频率的功率；以及

在所述校准模式下根据所述特定频率的功率来决定延迟校准值。

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