CN101383792A - 一种卫星解调器中的盲均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种卫星解调器中的盲均衡方法，该方法是对现有的最小均方的一种改进，本发明的算法如下：wR_k(n+1)＝wR_k(n)－μ{cR(n)·sign(eR(n))sign(xR(n－k))+cI (n)·sign(eI(n))sign(xI(n－k))}，wI_k(n+1)＝wI_k(n)+μ{cR(n)·sign (eR(n))sign(xI(n－k))－cI(n)·sign(eI(n))sign(xR(n－k))}；其中cR(n)＝(dR(n))²、cI(n)＝(dI(n))²，μ为步进常数，sign函数是取符号函数，采用本发明的盲均衡方法后，可简化现有盲均衡设备硬件规模，省略了乘法器，并减少了运算量，大大提高了运算功能，使得对于信号输入能实时正确地恢复发送序列。

Description

一种卫星解调器中的盲均衡方法

技术领域

本发明涉及卫星通信、卫星遥感、卫星广播地面数字接收系统领域，具体设计一种适用于高速率卫星数字解调器中的盲均衡方法。

背景技术

在无线数字通信系统中，信道固有的带宽限制易于增加接收信号的失真，例如，带宽限制的通道易于引起发射脉冲的扩散。如果扩散脉冲的宽度超过了一个符号的持续时间，将会发生相邻脉冲的重叠，降低接收机性能，这种现象叫做码间干扰(ISI)。信道的失真和畸变所引起的码间干扰(ISI)是影响通信质量的一个主要因素，需要有效的信道均衡技术来消除。传统的做法是通过发送训练序列而浪费一部分发射时间资源。盲均衡(Bling Equalization)技术能够不借助于训练序列，仅利用接收序列本身的先验信息，便可均衡信道特性，使均衡器的输出序列尽量接近发送序列的一种新兴自适应均衡技术。它能很好地运用于多点通信系统和被动接收系统中的均衡问题，在没有训练序列时，仅利用接收序列本身的先验信息也能正确地恢复发送序列。此项技术的实际应用，对于提高信号的质量、保证信息的准确可靠，具有十分重要的意义。

现有的盲均衡方法中，在盲均衡器上采用了一种最小均方的算法，其滤波器系数迭代公式是：

w_k(n+1)＝w_k(n)+2μe(n)x^*(n-k)

其中的e(n)为误差产生器输出的复数信号，x^*(n-k)也为一复数，两复数相乘，包含了4个实数乘法单元，这种算法实现时，对硬件要求较高，而且由于迭代公式中的复数乘法，使得滤波器系数迭代器需要复数乘法器，其计算量大大增加，针对卫星数字解调器实时性要求高、处理速度要求高的特点，当高速高阶的信号序列进入后，需要实时的对进入的信号序列进行恢复，防止码间干扰，这种盲均衡方法处理信号运算量大、硬件要求高、处理数据慢，因此需要对其进行有效改进。

发明内容

本发明的目的就是针对现有技术的不足之处而提供的一种可提高数据处理速度、降低盲均衡器硬件要求、卫星数字解调器中的盲均衡方法。

为达到上述目的，本发明方法采用的盲均衡器结构主要由可变系数滤波器、判决器、误差产生器、滤波器系数迭代器构成，该盲均衡器通过以下步骤来恢复发送序列信号：

1)输入的复数序列信号x(n)＝xR(n)+jxI(n)一路进入可变系数滤波器，另一路进入滤波器系数迭代器中；在可变系数滤波器中通过数字电路按以下卷积公式进行计算而得出输出的复数序列信号y(n)＝yR(n)+jyI(n)：

$y\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_k\left(n\right)x(n-k)$

其中复数w_k(n)＝wR_k(n)+jyI_k(n)为相应的滤波器系数，N为高阶常数；

2)可变系数滤波器输出的复数序列信号y(n)＝yR(n)+jyI(n)一路进入误差产生器，另一路进入判决器；在判决器中根据输入信号的调制方式，利用其理想的星座图，再根据输入信号的正交幅度，判定输入的y(n)与星座图中的哪个星座点最为接近，输出此星座点的正交幅度d(n)＝dR(n)+jdI(n)；

3)判决器输出的正交幅度d(n)＝dR(n)+jdI(n)一路进入误差产生器，一路进入滤波器系数迭代器，还有一路输出序列信号给卫星数字解调器中的下一部件工作；其中，误差产生器将实际输出与判定后的理想输出进行比较

e(n)＝eR(n)+jeI(n)＝y(n)-d(n)＝yR(n)-dR(n)+j{yI(n)-dI(n)}；

4)滤波器系数迭代器接收到输入信号x(n)、误差产生器输出信号e(n)和判决器输出信号d(n)，通过滤波器系数迭代器中的加法单元、查找表单元、移位单元、取符号单元按以下方式进行系数迭代：

wR_k(n+1)＝wR_k(n)-μ{cR(n)·sign(eR(n))sign(xR(n-k))+cI(n)·sign(eI(n))sign(xI(n-k))}

wI_k(n+1)＝wI_k(n)+μ{cR(n)·sign(eR(n))sign(xI(n-k))-cI(n)·sign(eI(n))sign(xR(n-k))}

其中cR(n)＝(dR(n))²、cI(n)＝(dI(n))²，μ为步进常数，sign函数是取符号函数，通过取符号单元对sign函数进行运算，cR(n)和cI(n)是平方运算，采用查找表单元中的查找表查找出结果，而步进常数μ取2的幂次，通过移位单元进行移位实现上述公式中关于μ与复数乘法的运算，最后，通过加法单元将其相加得到滤波器系数的实部和虚部，将迭代的系数w_k(n+1)＝wR_k(n+1)+jwI_k(n+1)反馈到可变系数滤波器中进行循环迭代。

采用上述结构后，本发明的滤波器迭代系数W(n)对原最小均方的方法进行了简化，利用平方查找表、取符号函数以及移位运算替代了两复数的乘法，节省了4N+2个乘法器，简化了硬件结构，提高了数据处理能力，提高了抗多径衰弱的能力，降低了对系统群时延的要求，消除或减小码间干扰。

附图说明

图1为本发明的盲均衡器的结构示意图。

图2为本发明的盲均衡方法的结构流程图。

具体实施方式

如图1-2所示，本发明的方法采用的盲均衡器结构主要由可变系数滤波器10、判决器20、误差产生器30、滤波器系数迭代器40构成，该盲均衡器通过以下步骤来恢复发送序列信号：

1)输入的复数序列信号x(n)＝xR(n)+jxI(n)一路进入可变系数滤波器10，另一路进入滤波器系数迭代器40中；在可变系数滤波器10中通过数字电路按以下卷积公式进行计算而得出输出的复数序列信号y(n)＝yR(n)+jyI(n)：

$y\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_k\left(n\right)x(n-k)$

其中复数w_k(n)＝wR_k(n)+jyI_k(n)为相应的滤波器系数，N为高阶常数；

2)可变系数滤波器10输出的复数序列信号y(n)＝yR(n)+jyI(n)一路进入误差产生器30，另一路进入判决器20；在判决器20中根据输入信号的调制方式，利用其理想的星座图，再根据输入信号的正交幅度，判定输入的y(n)与星座图中的哪个星座点最为接近，输出此星座点的正交幅度d(n)＝dR(n)+jdI(n)；

3)判决器20输出的正交幅度d(n)＝dR(n)+jdI(n)一路进入误差产生器30，一路进入滤波器系数迭代器40，还有一路输出序列信号给卫星数字解调器中的下一部件工作；其中，误差产生器30将实际输出与判定后的理想输出进行比较e(n)＝eR(n)+jeI(n)＝y(n)-d(n)＝yR(n)-dR(n)+j{yI(n)-dI(n)}；

4)滤波器系数迭代器40接收到输入信号x(n)、误差产生器30输出信号e(n)和判决器输出信号d(n)，通过滤波器系数迭代器40中的加法单元41、查找表单元42、移位单元43、取符号单元44按以下方式进行系数迭代：

wR_k(n+1)＝wR_k(n)-μ{cR(n)·sign(eR(n))sign(xR(n-k))+cI(n)·sign(eI(n))sign(xI(n-k))}

wI_k(n+1)＝wI_k(n)+μ{cR(n)·sign(eR(n))sign(xI(n-k))-cI(n)·sign(eI(n))sign(xR(n-k))}

其中cR(n)＝(dR(n))²、cI(n)＝(dI(n))²，μ为步进常数，sign函数是取符号函数，通过取符号单元44对sign函数进行运算，cR(n)和cI(n)是平方运算，采用查找表单元42中的查找表查找出结果，而步进常数μ取2的幂次，通过移位单元43进行移位实现上述公式中关于μ与复数乘法的运算，最后，通过加法单元41将其相加得到滤波器系数的实部和虚部，将迭代的系数w_k(n+1)＝wR_k(n+1)+jwI_k(n+1)反馈到可变系数滤波器10中进行循环迭代。

所述步骤2)中的判决器20利用平面分割法来进行区间的判定后输出与输入信号最为接近的星座点的正交幅度d(n)＝dR(n)+jdI(n)。

所述的步骤1)中的可变系数滤波器10为N＝16阶横向结构。

所述卫星解调器接收的信号是高速、高阶的信号。

本发明改进了滤波器系数的迭代方法，比较原有的最小均方的方法要使滤波器系数迭代器省去4N+2个乘法器，本发明的方法将e(n)与x^*(n-k)的乘法进行简化，略去其数值只考虑其符号，例：sign(eR)sign(xR[n-k])，使原来的一个复数乘法，包含4个实数乘法单元，变成了纯粹的符号运算；增加的cR、cI使用查找表的方式。通过改进使最终的系数迭代公式中不需要一个标准的乘法器，这在运算量上大大简化。

另外，本发明的方法使收敛速度快，原最小均方算法中，μ对于整个算法的性能有着重要的影响，μ太小，算法收敛慢，但稳态失调误差小；μ太大，算法收敛速度快，但稳态失调误差大。本发明引入变量cR、cI，可在一定程度上缓解此矛盾。本发明根据信号的不同调制方式，将判决器的输出d(n)引入系数递归公式，当输出星座点正交幅度大时，系数的调整也会变大；当输出星座点正交幅度小时，系数的调整也会变小，使得收敛速度得到改善。本发明的方法还对载波频偏有一定的纠正作用。

由上可知，采用本发明的盲均衡方法后，可简化现有盲均衡设备硬件规模，省略了乘法器，并减少了运算量，大大提成了运算功能，使得对于高速高阶的信号输入也能实时正确地恢复发送序列。

Claims (4)

1、一种卫星解调器中的盲均衡方法，其方法采用的盲均衡器结构主要由可变系数滤波器、判决器、误差产生器、滤波器系数迭代器构成，其特征在于:该盲均衡器通过以下步骤来恢复发送序列信号:

1)输入的复数序列信号x(n)＝xR(n)+jxI(n)一路进入可变系数滤波器，另一路进入滤波器系数迭代器中；在可变系数滤波器中通过数字电路按以下卷积公式进行计算而得出输出的复数序列信号y(n)＝yR(n)+jyI(n):

$y\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_k\left(n\right)x(n-k)$

其中复数w_k(n)＝wR_k(n)+jyI_k(n)为相应的滤波器系数，N为高阶常数；

2)可变系数滤波器输出的复数序列信号y(n)＝yR(n)+jyI(n)一路进入误差产生器，另一路进入判决器；在判决器中根据输入信号的调制方式，利用其理想的星座图，再根据输入信号的正交幅度，判定输入的y(n)与星座图中的哪个星座点最为接近，输出此星座点的正交幅度d(n)＝dR(n)+jdI(n)；

3)判决器输出的正交幅度d(n)＝dR(n)+jdI(n)一路进入误差产生器，一路进入滤波器系数迭代器，还有一路输出序列信号给卫星数字解调器中的下一部件工作；其中，误差产生器将实际输出与判定后的理想输出进行比较

e(n)＝eR(n)+jeI(n)＝y(n)-d(n)＝yR(n)-dR(n)+j{yI(n)-dI(n)}；

4)滤波器系数迭代器接收到输入信号x(n)、误差产生器输出信号e(n)和判决器输出信号d(n)，通过滤波器系数迭代器中的加法单元、查找表单元、移位单元、取符号单元按以下方式进行系数迭代:

wR_k(n+1)＝wR_k(n)-μ{cR(n)·sign(eR(n))sign(xR(n-k))+cI(n)·sign(eI(n))sign(xI(n-k))}

wI_k(n+1)＝wI_k(n)+μ{cR(n)·sign(eR(n))sign(xI(n-k))-cI(n)·sign(eI(n))sign(xR(n-k))}

其中cR(n)＝(dR(n))²、cI(n)＝(dI(n))²，μ为步进常数，sign函数是取符号函数，通过取符号单元对sign函数进行运算，cR(n)和cI(n)是平方运算，采用查找表单元中的查找表查找出结果，而步进常数μ取2的幂次，通过移位单元进行移位实现上述公式中关于μ与复数乘法的运算，最后，通过加法单元将其相加得到滤波器系数的实部和虚部，将迭代的系数w_k(n+1)＝wR_k(n+1)+jwI_k(n+1)反馈到可变系数滤波器中进行循环迭代。

2、根据权利要求1所述的一种卫星解调器中的盲均衡方法，其特征在于:所述步骤2)中的判决器利用平面分割法来进行区间的判定后输出与输入信号最为接近的星座点的正交幅度d(n)＝dR(n)+jdI(n)。

3、根据权利要求1所述的一种卫星解调器中的盲均衡方法，其特征在于:所述的步骤1)中的可变系数滤波器为N＝16阶横向结构。

4、根据权利要求1所述的一种卫星解调器中的盲均衡方法，其特征在于:所述卫星解调器接收的信号是高速、高阶的信号。

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