CN101690056A - 干扰抑制方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种复合基带信号，包括根据第一调制方案调制的期望信号分量和根据第二调制方案调制的干扰信号分量。通过对复合信号应用与第二调制方案相关联的相位旋转来生成旋转信号(200)以从复合信号恢复信息。基于旋转信号，生成与期望信号分量相关联的信道模型和与干扰信号分量相关联的干扰消除滤波器系数(202)。根据干扰消除滤波器系数对旋转信号进行滤波以抑制旋转信号中的干扰信号分量(204)。基于从根据与第一和第二调制相关联的相位旋转差而旋转的符号假设和信号模型所得到的分支度量来对经滤波的信号进行均衡以从期望信号分量恢复信息(206)。

Description

干扰抑制方法和设备

技术领域

本发明主要涉及干扰抑制，尤其涉及解调期望信号且同时抑制具有不同调制的干扰信号。

背景技术

一些无线通信系统采用若干调制方案来传送信号。被用于通过特定信道来传送信息的调制方案依赖于一些诸如信道干扰和噪声程度之类的因素。一般而言，在噪声和干扰电平相对比较低时，使用较高容量的调制方案来传递信息。例如，当噪声和干扰电平足够低时，基于增强型数据速率GSM演进(EDGE)的系统利用诸如8PSK之类的调制方案(或者可能诸如16-QAM或32-QAM之类的更高阶调制方案)。然而，当噪声和干扰电平较高时，使用GMSK来传递信息。不论调制方案如何，基于EDGE的系统以相同的符号速率来传送信息，但8PSK相比GMSK提供3倍数据密度的改进，这是因为8PSK在每个符号编码3比特的信息，而GMSK只编码1比特。

GMSK调制在每个符号间隔传送1比特。在GSM/EDGE中GMSK信号的常用模型中，使用+1或-1(或者0和180度的相位)来对比特进行调制，但对于每个符号间隔，信号的相位渐进地移动pi/2。采用类似的方式，GSM/EDGE中的8PSK调制使用8个相位(0、pi/4、pi/2、3pi/4和它们负的对应相位)之一来编码3比特的信息，且同时每符号间隔渐进地应用3pi/8的相移。应用于每个信号的相移帮助使得信号特性更适合放大的目的，而应用于GMSK和8PSK的不同相移帮助出于盲检测特定帧中所使用的调制的目的而区分两个信号。

8PSK调制提供增加的数据密度，而GMSK调制信号更不易受高噪声和干扰环境中的误差的影响，这是因为GMSK的相邻符号比8PSK或QAM具有更大的相位和幅度差。因此，EDGE通信系统倾向于在高度不利的信道上使用GMSK来传送信息，而在不那么差的信道上使用8PSK或QAM。

在EDGE或类似环境中操作的移动终端受到噪声和同信道干扰的影响，即由相同小区或不同小区中的其他通信信道而产生的干扰。当干扰信号和期望信号这二者都根据GMSK来调制时，基于EDGE的系统通常使用单天线干扰消除(SAIC)技术来抑制同信道干扰。然而，在许多情况下，干扰信号与期望信号不具有相同的调制。当干扰信号和期望信号具有不同的调制时，SAIC对于消除同信道干扰没有效果。例如，当期望信号是根据8PSK来调制时，SAIC无法有效抑制经GMSK调制的干扰信号。其他的干扰抑制技术考虑到调制的不同，但是要求高度复杂的均衡器和预滤器系数的计算与信道响应估计分离。

发明内容

根据在此所讲授的方法和设备，复合基带信号包括根据第一调制方案调制的期望信号分量和根据第二调制方案调制的干扰信号分量。当接收到信号时，根据干扰信号调制的旋转来对信号进行旋转。对所获得的信号进行滤波并且，根据滤波器系数，提取经滤波信号的实部或虚部来抑制干扰信号。然后通过使用均衡器从经滤波信号确定符号估计，所述均衡器使用期望信号的假定(postulate):考虑(account for)期望信号的调制与干扰信号的调制之间的旋转差。

根据一个实施例，通过对复合信号应用与第二调制方案相关联的相位旋转来生成旋转信号以从复合信号恢复信息。基于旋转信号，生成与期望信号分量相关联的信道模型和与干扰信号分量相关联的干扰消除滤波器系数。根据干扰消除滤波器系数对旋转信号进行滤波以抑制旋转信号中的干扰信号分量。基于从根据与第一和第二调制相关联的相位旋转差而旋转的符号假设和信号模型所得到的分支度量来对经滤波的信号进行均衡以从期望信号分量恢复信息。

当然，本发明不限于上述特征与优势。本领域技术人员通过阅读后面的详细描述并且在查看附图时将会认识到其他的特征和优势。

附图说明

图1是基于干扰信号的调制方案来抑制干扰的无线终端的实施例的框图。

图2图示了基于干扰信号的调制方案来抑制干扰的处理逻辑的实施例。

图3是基于干扰信号的调制方案来抑制干扰的无线终端的另一个实施例的框图。

具体实施方式

图1图示了诸如移动电话或无线通信基站之类的无线终端100的实施例，该无线终端100包括前端处理器102、基带处理器104和后处理器106。前端处理器102对所接收到的复合信号r(t)进行滤波和下变频以产生复合基带信号r(n)。复合基带信号r(n)包含根据第一调制方案调制的期望信号分量s(n)和根据第二调制方案调制的干扰信号分量i(n)。在一个实施例中，期望信号分量s(n)根据8PSK来调制，而干扰信号i(n)根据GMSK来调制。在其他实施例中，期望信号分量s(n)是根据诸如16-QAM或者32-QAM之类的更高容量的调制方案来调制的。不论如何，基带处理器104根据干扰的调制来对信号r(n)应用旋转。基带处理器104然后对所获得的信号进行滤波以抑制干扰，并且从经滤波信号确定符号估计。后处理器106对符号估计执行各种信号处理操作，诸如纠错解码。

更为详细地，基带处理器104包含信号旋转器108。旋转器108对复合基带信号r(n)应用与干扰信号分量i(n)的调制方案相关联的相位旋转以生成旋转信号t(n)，例如图2的步骤200所示。当期望信号分量s(n)采用8PSK调制，而干扰信号分量i(n)采用GMSK调制时，复合基带信号由下式给出：

$r\left(n\right)=\left\{\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)s(n-k)\right\}{e}^{\frac{j3\mathrm{\πn}}{8}}+\left\{\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}g\left(k\right)i(n-k)\right\}{e}^{\frac{\mathrm{j\πn}}{2}}+w\left(n\right)---\left(1\right)$

其中h(k)表示s(n)所遇到的信道，g(k)表示i(n)所遇到的信道，并且w(n)表示噪声。注意h(k)和g(k)包括无线电信道以及所使用的传送和接收滤波器的影响。

当干扰信号分量i(n)使用GMSK调制时，旋转器108对复合基带信号应用以

渐进的(progressive)相位旋转。旋转器输出t(n)因此由下式给出：

$t\left(n\right)=r\left(n\right)e^{\frac{-\mathrm{j\πn}}{2}}$

$=\{\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)s(n-k)\}{e}^{\frac{\mathrm{j\πn}}{8}}+\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}g\left(k\right)i(n-k)+u\left(n\right)$

$=\left\{\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)e^{\frac{-\mathrm{j\πk}}{8}}s(n-k)e^{\frac{-\mathrm{j\π}(n-k)}{8}}\right\}+\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}g\left(k\right)i(n-k)+u\left(n\right)$

$=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\hat{h}\left(k\right)\hat{s}(n-k)+\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}g\left(k\right)i(n-k)+u\left(n\right)---\left(2\right)$

其中：

$\hat{h}\left(k\right)=h\left(k\right)e^{\frac{-\mathrm{j\πk}}{8}}---\left(3\right)$

$\hat{s}\left(n\right)=s\left(n\right)e^{\frac{-\mathrm{j\πn}}{8}}---\left(4\right)$

当然，当干扰信号分量i(n)使用非GMSK的调制方案时，可以对复合基带信号应用不同的相位旋转。无论如何，复合基带信号r(n)被旋转以使得所获得的信号t(n)具有与期望信号分量s(n)相对应的第一部分

和与干扰信号分量i(n)相对应的第二部分

旋转信号的第二部分包括经过复数滤波器g(k)的实信号i(n)。适当选择的复干扰消除滤波器110可以被应用于经旋转的基带信号t(n)以将基本上所有的干扰沿着虚轴投影(project)。然后，例如图2的步骤204所示，通过取所获得的信号z(n)的实部，实现对干扰信号分量的抑制。滤波器输出z(n)由下式给出：

z(n)＝t(n)*p(n)                                       (5)

其中，p(n)表示滤波器系数，*表示卷积操作，并且z(n)的实部理想地没有来自干扰信号分量i(n)的影响。在另一个实施例中，接收机100选择干扰消除滤波器p(n)以使得沿着实轴而不是虚轴来对干扰进行投影。根据该实施例，然后取滤波器输出的虚部而不是实部来进行进一步处理。

无论如何，通过系数估计器112来生成滤波器系数p(n)以及与期望信号分量s(n)相关联的信道响应估计d(n)，例如图2的步骤202所示。理想情况下，滤波器系数p(n)和信道响应d(n)通过使用信号提取器114取滤波器输出z(n)的实部或虚部来确定。例如，当干扰沿着虚轴投影时，信号提取器114取z(n)的实部，由下式给出：

$x\left(n\right)=\mathrm{Re}\{p\left(n\right)*t\left(n\right)\}$

$=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_R\left(k\right)\mathrm{Re}\left\{\hat{s}(n-k)\right\}-d_I\left(k\right)\mathrm{Im}\left\{\hat{s}(n-k)\right\}+w_R\left(n\right)---\left(6\right)$

其中，x(n)是提取器输出，p(n)是复数，并且d_R(n)与d_I(n)都是实数。同样，*表示卷积操作。如图1所示，信号提取器114可以与干扰消除滤波器110分别实施。在另一个实施例中，如图3所示，信号提取器114作为滤波器110的一部分来实施。无论如何，滤波器系数p(n)和信道响应d(n)可以通过使用周期性地向无线终端100传送的已知训练序列来确定。

在一个实施例中，训练序列信息被用来连带地(jointly)求解滤波器系数p(n)以及信道响应系数d_R(n)和d_I(n)，从而降低接收机复杂度。对于基于EDGE的系统，每个所接收的时隙具有已知符号的中间码(midamble)。期望信号分量s(n)通过中间码序列而得知并且能够被用来确定p(n)、d_R(n)和d_I(n)的最佳值作为使均方误差e(n)幅值最小化的解，e(n)由下式给出：

$e\left(n\right)=x\left(n\right)-\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_R\left(k\right)\mathrm{Re}\left\{\hat{s}(n-k-\mathrm{\τ})\right\}-d_I\left(k\right)\mathrm{Im}\left\{\hat{s}(n-k-\mathrm{\τ})\right\}---\left(7\right)$

等式(7)中的时延参数τ是适当选择的延迟值，该延迟值对干扰消除滤波器110所添加的延迟建模并且能够作为等式(7)所给出的优化过程的一部分来确定。等式(7)所给出的优化过程能够直接地或间接地使用诸如LMS或RLS算法之类的适配算法来求解。

更进一步地，所获得的信道响应d(n)中的抽头(tap)数能够被选择来优化用于确定期望信号分量s(n)值的后续均衡算法。可以通过将d_R(0)设为1来避免退化的信道响应值。在计算出滤波器系数p(n)和信道响应系数d_R(n)和d_I(n)之后，对信号提取器输出x(n)应用均衡过程来确定与s(n)相关联的所传送符号的最佳估计。

在一个实施例中，均衡过程是基于网格的(trellis-based)。根据这个实施例，均衡器116为期望信号分量s(n)假设所传送符号值以定义网格上的状态。均衡器116使用均方误差分支度量来评估网格状态，所述均方误差分支度量由下式给出：

$E\left(n\right)={|x\left(n\right)-\underset{k=1}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_R\left(k\right)\mathrm{Re}\{\hat{s}(n-k)\}-d_I\left(k\right)\mathrm{Im}\{\hat{s}(n-k)\left\}\right|}^2---\left(8\right)$

其中，当干扰沿虚轴投影并且M对应于经修正的信道响应矢量d(n)的长度时，x(n)为信号提取器输出，例如图2的步骤206所示。因此，均衡器116为s(n)假设未旋转符号值以确定网格状态，而使用期望信号的调制方案中出现的旋转和由旋转器108所应用的旋转的差来假设旋转符号值

以确定所传送符号的最佳估计，即最佳网格状态。例如，当干扰信号分量i(n)使用GMSK调制时，旋转符号假设值

具有由等式(4)给出的相位旋转。这样，在符号估计过程中，旋转器108所执行的用于使干扰信号i(n)远离期望信号s(n)的相位旋转被均衡器116取消(undo)。

在一个实施例中，均衡器116基于MLSE。在另一个实施例中，均衡器116基于DFSE。当均衡器116基于DFSE时，用于GMSK干扰和8PSK期望信号的合适相位旋转(例如等式4所示)被应用于期望信号分量s(n)的过去判决(past decision)。否则，在符号估计的过程中，旋转器108所执行的相位旋转不被取消。而且，当均衡器116基于DFSE时，经修正的信道响应d(n)优选地使其大部分能量集中在最初几个抽头中。在一个实施例中，当由系数估计器112连带地计算出的p(n)、d_R(n)和d_I(n)时，该抽头条件被考虑进来，如等式(7)中所给出那样。

考虑到上述范围内的变化和应用，应该理解的是本发明不限于前面的描述，也不限于附图。本发明仅由接下来的权利要求和其法律相同物来限定。

Claims (22)

1.一种从复合信号恢复信息的方法，所述复合信号包括根据第一调制方案调制的期望信号分量和根据第二调制方案调制的干扰信号分量，所述方法的特征在于：

对复合信号应用与第二调制方案相关联的相位旋转以生成旋转信号(200)；

基于旋转信号来生成与期望信号分量相关联的信道模型和与干扰信号分量相关联的干扰消除滤波器系数(202)；

根据干扰消除滤波器系数来对旋转信号进行滤波以抑制旋转信号中的干扰信号分量(204)；以及

基于从根据与第一和第二调制相关联的相位旋转差而旋转的符号假设和信号模型所得到的分支度量来对经滤波的信号进行均衡以从期望信号分量恢复信息(206)。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于基于旋转信号连带地生成信道模型和干扰消除滤波器系数。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于基于旋转信号中的训练符号来生成干扰消除滤波器系数和信道模型的最小平方估计。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于基于分支度量来估计一个或多个所传送符号。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于基于信道模型和符号假设来计算均方误差分支度量以得到分支度量。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于基于信道模型、根据与第一和第二调制方案相关联的相位旋转差而旋转的当前符号假设、以及根据与第一和第二调制方案相关联的相位旋转差而旋转的一个或多个过去的符号假设来计算均方误差分支度量。

7.如权利要求5所述的方法，其特征在于基于累积均方误差分支度量来估计一个或多个所传送符号。

8.如权利要求1所述的方法，其中第一调制方案特征在于多维调制方案，而其中第二调制方案特征在于一维调制方案。

9.如权利要求8所述的方法，其中第一调制方案特征在于8PSK调制方案，而其中第二调制方案特征在于GMSK调制方案。

10.如权利要求8所述的方法，其中第一调制方案特征在于

移相8PSK调制方案，而其中第二调制方案特征在于GMSK调制方案。

11.如权利要求8所述的方法，其中第一调制方案特征在于QAM调制方案，而其中第二调制方案特征在于GMSK调制方案。

12.一种从复合信号恢复信息的接收机，所述复合信号包括根据第一调制方案调制的期望信号分量和根据第二调制方案调制的干扰信号分量，所述接收机的特征在于基带处理器(104)，所述基带处理器被配置为：

对复合信号应用与第二调制方案相关联的相位旋转以生成旋转信号；

基于旋转信号来生成与期望信号分量相关联的信道模型和与干扰信号分量相关联的干扰消除滤波器系数；

根据干扰消除滤波器系数来对旋转信号进行滤波以抑制旋转信号中的干扰信号分量；以及

基于从根据与第一和第二调制相关联的相位旋转差而旋转的符号假设和信号模型所得到的分支度量来对经滤波的信号进行均衡以从期望信号分量恢复信息。

13.如权利要求12所述的接收机，其中基带处理器被配置为基于旋转信号连带地生成信道模型和干扰消除滤波器系数。

14.如权利要求13所述的接收机，其中基带处理器被配置为基于旋转信号中的训练符号来生成干扰消除滤波器系数和信道模型的最小平方估计。

15.如权利要求12所述的接收机，其中基带处理器被配置为基于分支度量来估计一个或多个所传送符号。

16.如权利要求12所述的接收机，其中基带处理器被配置为基于信道模型和符号假设来计算均方误差分支度量以得到分支度量。

17.如权利要求16所述的接收机，其中基带处理器被配置为基于信道模型、根据与第一和第二调制方案相关联的相位旋转差而旋转的当前符号假设、以及根据与第一和第二调制方案相关联的相位旋转差而旋转的一个或多个过去的符号假设来计算均方误差分支度量。

18.如权利要求16所述的接收机，其中基带处理器被配置为基于累积均方误差分支度量来估计一个或多个所传送符号。

19.如权利要求12所述的接收机，其中第一调制方案特征在于多维调制方案，而其中第二调制方案特征在于一维调制方案。

20.如权利要求19所述的接收机，其中第一调制方案特征在于8PSK调制方案，而其中第二调制方案特征在于GMSK调制方案。

21.如权利要求19所述的接收机，其中第一调制方案特征在于

移相8PSK调制方案，而其中第二调制方案特征在于GMSK调制方案。

22.如权利要求19所述的接收机，其中第一调制方案特征在于QAM调制方案，而其中第二调制方案特征在于GMSK调制方案。

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