CN101369773B - 在开关调节器中减少启动时间的方法、装置及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种在开关调节器中减少启动时间的方法、装置及系统，它们可以实现一个用于在开关调节器中控制开关接通或关断的开关控制器的启动时间加速器。启动时间加速器将开关用作电流放大器并且使用电流放大路径给电容提供放大电流。在一个示例中，电容向用于开关的开关控制器提供偏置电压。给电容提供放大电流加速了偏置电压增加的速率并减少了偏置电压达到开关控制器的接通阈值电压的时间。在达到开关控制器的接通阈值电压之后，激活第二路径用于电流流进电容及从电容流出，并且该电容向开关控制器提供偏置电压，直到一个电压输出端的电压足够高，以通过变压器的辅助线圈提供开关控制器的偏置电压。

Description

在开关调节器中减少启动时间的方法、装置及系统

技术领域

本发明公开的实施例涉及功率转换领域，更具体地涉及在开关式电源电路中加速开关控制器的启动时间的方法、装置及系统。

背景技术

已知的逆向变换器电路是开关式电源电路，通常用在如壁式交直流转换适配器电源和电池充电器这类应用中。图1(现有技术)是一个简单的逆向变换器1的方框图。该逆向变换器1由电源转换变压器的原边控制，并且配置成由发射极进行开关控制动作。逆向变换器1包括变压器100，其具有原边线圈，副边线圈和辅助线圈。在原边侧，逆向变换器1包括：启动电阻101，电容102，整流器103，开关电路104，NPN双极晶体管开关105，二极管106，和电阻109。在副边侧，逆向变换器1包括二次整流器122和输出电容124。交流(AC)线电压例如可以通过全波桥式整流器(未示出)和相关平滑电容(未示出)进行整流，因此在Vin端呈现经整流和平滑的直流(DC)电压。

逆向变换器1通过重复地接通和关断NPN晶体管105进行工作。接通NPN晶体管105使得电流从第一输入节点Vin，通过变压器100的原边线圈(有Np匝)，经NPN晶体管105，流入开关电路104的SW端。关断NPN晶体管105使得在原边线圈标有圆点的端点处的电压、以及由此副边线圈(有Ns匝)均变为正极性，导致电流流过整流二极管122进入电容124，在Vout端产生直流输出电压。开关电路104通过打开和关闭连接在SW端和GND端之间的开关，从NPN晶体管105的发射极端控制NPN晶体管105的接通和关闭。一个光耦合器电路(未示出)提供从变压器200的副边到开关电路104的FB端的反馈，以调节输出电压Vout。

逆向变换器1的启动时间是从出现有效输入电压Vin(大于最小输入电压)的时刻，到在输出电压端Vout处提供希望的被调节的输出电压VREG的时刻。在启动时间内，在Vout端的电压从零伏上升到希望的调节输出电压VREG。启动时间取决于RC启动时间常数，该常数是电阻101的电阻值和电容102的电容大小的乘积。正如将要展示的，选择大的电阻101的电阻值和大的电容器102的电容值，产生大的RC时间常数和长的启动时间。

按照某些能量守恒标准，对低功率充电器在闲置模式的功率消耗限制为最大300毫瓦。闲置模式是当在Vin端有输入电压但没有设备从Vout端抽取能量的时候。由于电阻101的功率消耗反比于电阻101的电阻值，电阻101的大电阻值使在闲置模式期间的功率消耗最小。电阻101的功率消耗表示为：

P＝(Vin-VC)²/R₁₀₁

对于265V RMS交流输入线，在Vin端的电压可高达直流375V。例如当VC为15V及R₁₀₁为1.5兆欧时，电阻101的功率消耗是86毫瓦，这几乎占闲置期间逆向变换器1允许的最大功率消耗的三分之一。

图2的波形图示出了电容102的使用方式。接通阈值电压(表示为“接通电压”)是开关电路104开始接通或关断NPN晶体管105时的电压，而关断阈值电压(表示为“关断电压”)是开关电路104停止工作时的电压。例如，接通阈值电压为20V及关断阈值电压为10V。电容102具有大的电容值，这是因为在VC端达到接通阈值电压(图2中的T2时刻)之后一直到输出电压Vout足够大以便辅助线圈向开关电路104提供能量(在T3时刻)同时还维持VC端的电压在关断阈值电压以上，电容102在VC端处向开关电路104提供能量。如果电容102的电容值不足够大，那么在T2时刻之后，VC端的电压将落到关断阈值电压以下，并且开关电路104将关断由此导致逆向变换器1出现故障。从T2时刻到T3时刻，输出电压Vout上升，一直到T3时刻，此时辅助电压(约为Vout*Na/Ns，忽略整流二极管122的电压降)超过电容102在VC端提供的电压。从T3时刻起，辅助线圈通过VC端向开关电路104提供能量。由于输出电压Vout稳定为被调节的输出电压VREG，VC端的电压稳定为一个恒定的电压，约为VREG*Na/Ns。

电容102具有大的电容值，还因为当NPN晶体管105接通时电容102向NPN晶体管105的基极端提供电流。当VC为15V及电阻109为500欧时，NPN晶体管105的基极电流约30毫安。对于60kHz的开关周期，在开关周期的接通时间部分，电容102提供30毫安的基极电流。

电阻101的大电阻值和电容102的大电容值导致开关电路104的大RC时间常数和长的启动时间。例如，当电阻101为1.5兆欧，电容102为10微法，VinDC(直流)为155V(从110V交流输入)，及接通阈值电压为20V，那么接通开关电路104的时间(即，到达时刻T2的时间)大约表示为：

T接通≈(R₁₀₁*C₁₀₂*V_接通阈值)/Vin DC

使用上面提供的值，接通开关电路104的时间约为1.9秒。不幸的是，在某些应用中，该逆向变换器1的长启动时间是不可接受的。某些应用需要小于100毫秒的启动时间。具有较低启动时间的开关调节系统有市场需求。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种在开关调节器中减少启动时间的方法，它可以在开关调节器中减少启动时间。同时还提供一种在开关调节器中减少启动时间的装置及系统，同样可以实现在开关调节器中减少启动时间。

为了解决以上技术问题，本发明提供了一种如下技术方案。

首先，提供了一种启动时间加速器，用于在开关调整器中控制开关的接通或关断的开关控制器。启动时间加速器通过减少到达开关控制器的接通阈值电压的时间，减少开关调节器的启动时间。在一个方面中，该开关是NPN双极型功率晶体管。在启动期间，启动时间加速器使用所述开关作为电流放大器，并且使用电流放大路径向电容提供放大电流。该电容向用于所述开关的开关控制器提供偏置电压。向该电容提供放大电流加快了偏置电压增加速率和减少偏置电压达到开关控制器的接通阈值电压所用时间。在达到开关控制器的接通阈值电压之后，电流放大路径被禁止，并且激活第二路径，用于电流流入电容和从电容流出。此外，在达到开关控制器的接通阈值电压之后，电容向开关控制器提供偏置电压直到来自变压器的辅助线圈的电压足够大，以便提供开关控制器的偏置电压。

其次，在启动期间，当偏置电压小于开关控制器的接通阈值电压时，比较器闭合在电流放大路径中的第一开关，允许电流从该开关的发射极端流向电容。当偏置电压达到开关控制器的接通阈值电压时，比较器打开在电流放大路径中的第一开关，并且闭合在第二路径中的第二开关，使电流通过第二路径流向该电容及从该电容流出。在一个实施例中，第一和第二开关是栅极控制P通道场效应晶体管(PFET)。在另一个实施例中，第二开关用一个允许电流从所述电容流过的二极管代替，并且第二路径是两个串联二极管。

启动时间加速器例如可以用在壁式适配器电源中或用在电池充电器中。壁式适配器电源或电池充电器提供直流输出电压。用恒定电压操作模式调节输出电压Vout。壁式适配器电源或电池充电器提供输出电流给连接到输出端的负载。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

图1(现有技术)是原边控制的简单逆向变换器的方框图，该逆向变换器工作在发射极开关的配置模式。

图2(现有技术)是开关电路偏置端的电压信号的简图。

图3是本发明控制NPN晶体管操作的系统控制器的简要示意图。

图4是本发明的一个实施例，开关控制器的简要示意图。

图5是本发明的另一个实施例，在VC端的偏置电压信号和一个输出电压信号的简要波形图。

图6和7是本发明实施例的系统控制器的简要示意图。

图8是本发明减少开关控制器的启动时间的方法图。

具体实施方式

图3示出了系统控制器200的简要方框图，其中还用作开关的NPN晶体管105用于在启动期间放大提供给电容102的电流，并且相应地减少到达提供希望的输出电压的时间。该实施例的优点是没有使用附加元件减少启动时间，而是使用了现有的元件，即还用作开关的NPN晶体管105。在图1的逆向变换器1中使用系统控制器200代替开关电路104。图3中示出的系统工作在初始模式、放大模式或开关模式。在综述系统控制器200之后，将针对图5的波形图，介绍图3的系统在初始模式、放大模式和开关模式期间的示例操作。

在一种实现方式中，NPN晶体管105是NPN双极型功率晶体管。开关控制器307通过控制晶体管105的发射极端的电压，接通或关断NPN晶体管105。电阻109提供从端点T101到NPN晶体管105的基极端的传导路径。当晶体管105工作在放大模式或开关模式时，电流通过电阻109提供给晶体管105的基极端。因为二极管106从基极端提供一个低阻抗路径，所以使晶体管105快速关断。

在一个方面中，比较器306是作为具有磁滞作用的欠压封锁(UVLO)带隙比较器实现的，以便在VC端达到接通或关断阈值电压之前，其输出状态保持相同。比较器306基于参考电压VREF和在323端的电压的比较，控制开关304(也就是第一开关)和开关308(也就是第二开关)打开还是闭合。当开关闭合时，电流流过开关，但是当开关打开时，电流不流过开关。选择电阻321和322的电阻，以便在323端处达到下列电压：

V_接通阈值*(R₃₂₂)/(R₃₂₁+R₃₂₂)＝VREF

在某些实现方式中，V_接通阈值为20V，及参考电压VREF为1.2V。当323端的电压上升到参考电压VREF以上并且触发比较器306时，比较器306的磁滞作用降低触发点以建立关断阈值，例如通过在比较器306的输入级引入一个偏置电压，有效地减少比较器的非反相输入端上的参考电压，以便当323端的电压从接通阈值电压下降时比较器的触发点较低。

在一种实施方式中，系统控制器200包括SW端，VH端，VC端和GND(地)端。电阻303和闭合的开关304为从SW端到VC端的电流提供电流放大路径。开关控制器307通过提供打开和闭合连接在SW端和GND端之间的开关的控制信号，控制是否接通或关断NPN晶体管105。图4示出了按照一个实施例，开关控制器307的一种实现方式的简要示意图。如图4所示，在一个方面中，开关控制器307包括向N型FET开关的栅极端提供脉宽调制控制信号的PWM开关控制器。FET开关的漏极端通过SW端向NPN晶体管105的发射极端提供开关信号。

对于从VH端到VC端的电流，闭合的开关308提供第一电流路径，而二极管301和302提供第二电流路径。如图所示，VC端是系统控制器200的电源端。围绕系统控制器200的虚线表示系统控制器200的集成电路的边界。在一个方面中，只有一个附加端即VH端被添加到系统控制器200的集成电路中，以提供启动加速能力。

初始模式

参照图5，初始模式发生在从0时刻到T1时刻。在初始模式中，在Vin端的电压是整流后的直流电压，并且电流经电阻101，二极管301和302提供给电容102。可以使用一个可选的齐纳二极管将VC端的电压嵌位在一个合适的电平。

响应于接收电流，电容102增加VC端的电压。在T1时刻，当VC端的电压达到比较器306的最小工作电压(例如约1V)时，比较器306接通并且输出一个信号以闭合开关304。在图5中比较器306的接通阈值电压表示为VCMIN。闭合开关304的信号经反相器310反相，并且打开开关308。

放大模式

放大模式发生在从T1时刻到T2时刻。在放大模式期间，电流从T101端到VC端有二条路径。一条路径是通过二个正向二极管301和302，而另一条路径是通过电阻109，NPN晶体管105基极端到发射极端，电阻303和闭合的开关304的电流放大路径。如果VH端和VC端之间的电压差大于二极管的电压降，则通过二极管301和302的电流路径是可用的。如果通过电阻303的电流I303太大，由于二极管301和302接通并且相对于VC端的电压，对T101端的电压嵌位，电流I303受到限制。如下面更详细描述的，二极管301，302和电阻303限制通过电阻303的电流I303的幅度。

在放大模式期间，NPN晶体管105的基极-发射极电压正向偏置，并且其基极-集电极电压反向偏置(集电极电压大于发射极电压)。该操作模式还称为正向激活模式。相应地，在晶体管105的基极端接收的电流(表示为I)被放大(1+β)，并且作为电流I303通过开关304提供给电容102。相应地，从T1时刻开始，假定通过电阻303的电流I303的电流限制没有达到电流极限ILIM(下面描述)，并且电流I303不受二极管301和302的使用的限制，用于对电容102充电的电流变得最大比原来大(1+β)倍，致使RC时间常数减少最多(1+β)，由此使到达图1的系统的接通阈值电压的时间大约最多除以(1+β)。相应地，忽略从0时刻到T1时刻的初始模式，到达接通阈值电压的最小时间是到达图1的系统的接通阈值电压的时间除以(1+β)。如果通过电阻303的电流I303达到电流极限ILIM，电流I的放大小于1+β，并且到达接通阈值电压的时间大于图1系统的接通阈值电压除以1+β。

例如，如果从0时刻到T1时刻，在VC端处的电压上升的斜率是值SLOPE1，那么从T1时刻到T2时刻的斜率最大约为(1+β)*SLOPE1。如果通过电阻303的电流I303没有达到电流极限ILIM，从T1时刻到T2时刻VC端的电压上升的最大斜率可以表达为

$\mathrm{SLOPE}2=\frac{(1+\mathrm{\β})*I}{C102}$

其中，I是流入NPN晶体管105的基极端的电流，C102是电容102的电容值。

到达启动的大部分时间涉及电容102存储足够的电荷以提供等于接通阈值电压的偏置电压。使用NPN晶体管105作为电流放大器增加提供给电容102的电流并相应地减少电容存储足够的电荷以提供等于接通阈值电压的偏置电压的时间。

在某些情况下，希望可以预测控制接通逆向变换器的持续时间。β值随不同的晶体管而变化，并且随温度的变化而变化。例如，NPN晶体管105的β可从10到100或更大变化。因为β难以控制，到达接通的时间难以预测。使用晶体管303使得控制供给电容102的电流强度更可预测，并且相应地提供到达开关控制器307的接通阈值电压持续时间更可预测。在放大模式期间，电阻303限制提供给电容102的电流I303。电阻303将电流I303限制到约为

$\mathrm{ILIM}=\frac{2.\mathrm{Vd}-\mathrm{Vbe}}{R_{303}}$

其中，Vd是二极管的正向二极管压降，Vbe是NPN二极管105的基极-发射极压降，及R₃₀₃是电阻303的电阻值。假定Vd约等于Vbe，那么ILIM≈Vd/R₃₀₃。

参考电压VREF是比较器306的参考电压。当在VC端的电压到达欠压封锁接通阈值电压(在图5中示为接通阈值)时，323端的电压等于VREF，并且比较器306通过312端激活开关控制器307的操作。在激活开关控制器307的操作之前，开关控制器307工作在低功耗模式。如果VC端的电压下降到UVLO关断阈值(示为关断阈值)，那么比较器306检测到电压VC小于关断阈值并且禁止开关控制器307工作。例如，如果VC端的电压到达接通阈值电压，比较器306输出逻辑0，一直到VC端的电压减小到关断阈值电压，此时比较器306输出逻辑1。

开关模式

从T2时刻开始，当VC端的电压到达接通阈值电压时，比较器306的输出变低，由此打开开关304并闭合开关308。在T2时刻之后，因为磁滞作用，如果VC端的电压没有下降到关断阈值电压以下，则比较器306的输出将一直保持低。

从T2时刻开始，开关控制器307接通并且控制接通和关断NPN晶体管105，NPN晶体管105作为一个开关操作。开关控制器307包括产生接通和关断NPN晶体管105的信号的FET晶体管。

当NPN晶体管105在接通状态时，电容102通过闭合的开关308向NPN晶体管105的基极端提供电流。当NPN晶体管105在关断状态时，电流通过闭合的开关308从VH端到VC端向电容102放电。如果开关308不能作为电流路径，则二极管301和302是到电容102的一个可能电流路径。

在T2时刻和T3时刻之间，电容102向NPN晶体管105的基极端提供电流，并且还向VC端提供电能。如图5所示，因为电容102耗散电荷以提供VC端的偏置电压并且向NPN晶体管105的基极端提供电流，VC端的电压电平下垂。从T2时刻开始，因为NPN晶体管105的开关操作和从变压器原边到副边的能量转换，输出电压Vout从0伏上升。每个开关周期从原边线圈到副边线圈传送能量，增加了Vout。

在大约T3时刻，在VC端的电压下降到关断阈值电压之前，在VC端由辅助线圈提供的电压超过电容102的电压，并且辅助线圈通过VA端向VC端提供电能。在T3时刻及其之后，当辅助线圈向VC端提供电能时，VC端的电压上升。VA端的电压由下列关系式定义：

Vaux＝(Vout+V_整流器122)*(Na/Ns)

其中，Na/Ns是辅助线圈与副边线圈的比率，V_整流器122是整流器122的电压降。

从T4时刻以后，VC端的电压大致保持稳定，约为调节的输出电压乘以Na/Ns。从T4时刻以后，当NPN晶体管105接通后，电容102提供VC端的偏压和NPN晶体管105的基极电流，但当NPN晶体管105关断时，辅助线圈向VC端提供偏置电压，并且辅助线圈对电容102充电。

图6示出了系统控制器200-B的另一个实施例，其中开关304和308作为栅极控制P通道FET晶体管实现的。当相对于源极端在栅极端出现足够的负电压时，栅极控制P通道FET晶体管导通。

图7示出了系统控制器200-C的另一个实施例，其中图3的开关308由允许电流从VC端流到VH端的二极管代替。二极管350为从电容102到NPN晶体管105的基极端的电流提供电流路径。此外，通过二极管301和302提供从VH端到VC端的电流路径。当NPN晶体管105关断时，通过二极管301和302发生从NPN晶体管105的基极端到电容102的电流放电。

图8示出了按照一个实施例减少启动开关控制器开关模式操作的时间的过程流程图。在步骤401中，比较器接收足够的电压导通。参照图3，当在VC端具有VCMIN(例如，1V)时，比较器306接通。在步骤402中，激活通过开关到电容的电流放大路径。参照图3，在步骤402中，比较器306输出高电压，并使得开关304闭合，建立从NPN晶体管105的基极端到发射极端通过电阻303和闭合的开关304到电容102的电流放大路径。在步骤403中，开关向电容提供放大的电流，一直到开关控制器的接通阈值电压达到为止。参照图3，在步骤403中，NPN晶体管105工作在正向激活模式，并且放大基极端接收的电流，通过其发射极端向电流放大路径提供放大的电流。相应地，通过将NPN晶体管105用作一个电流放大器，增加提供给电容102的电流强度。电流的增加增加了电容102储存的电荷，减少了电容102到达接通阈值电压和激活开关控制器307的时间。在步骤404中，当到达开关控制器的接通阈值电压时，禁止电流放大路径工作。参照图3，在步骤404中，比较器306检测到开关控制器的接通阈值电压达到，并且比较器306输出使得开关304打开而开关308闭合的低电压。开关304的打开禁止电流放大路径工作。在步骤405中，电容主要提供偏置电压，一直到输出电压足够高以通过辅助线圈向开关控制器提供偏置电压为止。参照图3，在步骤405中，电容102主要向开关控制器307提供偏置电压，以便开关控制器307控制NPN晶体管105的接通和关断。在辅助线圈处产生辅助电压，其随着电压Vout而成比例地上升。当从辅助线圈提供给VC端的电压(约为Vout*Na/Ns)超过在VC端电容102上的电压时，辅助线圈向开关控制器307提供偏置电压。在步骤406中，辅助线圈向开关控制器提供偏置电压。此后，当NPN晶体管105接通时，电容102提供VC端的偏置电压，并且向NPN晶体管105提供偏置电流，但当NPN晶体管105关断时，辅助线圈提供VC端的偏置电压，并且辅助线圈对电容102充电。

尽管为了展示本发明，以上描述了一些具体示范性的实施例，本发明不限于具体的实施例。系统控制器200能够用于任何开关调节器中，不只是用于逆向变换器中。它可以应用于电源，变换器，调节器，充电器，适配器，原始资料，参考资料这样一个宽的范围。例如，开关控制器200能够用在使用电容启动开关控制器的任何地方。二极管301和302可以在由虚线表示的集成电路边界的外部。所有二极管可以是连接P通道MOSFET的二极管。电阻303可作为可编程电阻实现。电阻303可以去掉。相应地，可以实现所描述的实施例的各个特征的更改，变化和组合，而不脱离权利要求中描述的本发明的范围。

Claims (27)

1.一种在开关调节器中减少启动时间的方法，其特征在于，它包括：

使用功率晶体管放大第一电流，其中所述功率晶体管连接到变压器的原边线圈；和

向用于所述功率晶体管的开关控制器提供偏置电压，其中所述开关控制器是否接通取决于该偏置电压是否达到接通阈值电压，其中接通所述开关控制器的持续时间取决于所述偏置电压的增长率，并且其中所述偏置电压的增长率依赖于所述第一电流的放大幅度。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述提供偏置电压的方法是通过使用一电容连接到所述开关控制器。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，它进一步包括：在所述偏置电压到达所述接通阈值电压之前，通过第一路线将放大的电流传送给所述电容。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述通过第一路线将放大的电流传送给所述电容包括：闭合开关以提供所述功率晶体管的发射极端和所述电容之间的传导路径。

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于，它进一步包括：

在所述偏置电压达到所述接通阈值电压之后，通过第二路线将所述第一电流传送给所述电容。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，它进一步包括：

在所述偏置电压达到所述接通阈值电压之后，使用所述变压器的辅助线圈将所述偏置电压提供给所述开关控制器。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，使用功率晶体管放大第一电流包括：放大所述第一电流(β+1)倍，其中β是由所述功率晶体管提供的增益。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述功率晶体管包括NPN功率晶体管，所述NPN功率晶体管的发射极的开关动作是基于来自所述开关控制器的信号。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，它进一步包括：

使用电阻来限制所述第一电流的强度。

10.一种在开关调节器中减少启动时间的系统，其特征在于，包括：

一变压器，所述变压器具有原边线圈、辅助线圈和副边线圈；

一功率晶体管，所述功率晶体管连接到所述原边线圈；

一系统控制器，所述系统控制器控制所述功率晶体管放大电流或者作为开关工作，其中，所述系统控制器包括连接到所述功率晶体管的开关控制器，并且当所述功率晶体管作为一个开关工作时，所述开关控制器控制所述功率晶体管的接通或关断状态；和

一电容，所述电容向所述系统控制器提供电压，其中，在电压达到所述开关控制器的接通阈值电压之前，所述系统控制器使得所述功率晶体管放大提供给所述电容的电流，并且其中接通所述开关控制器的持续时间部分地依赖于提供给所述电容的放大电流的强度。

11.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述系统控制器包括：

一比较器，所述比较器指示是否已经达到所述开关控制器的所述接通阈值电压。

12.如权利要求11所述的系统，其特征在于，所述系统控制器还包括：

一电阻，所述电阻连接到所述功率晶体管的发射极端；和

一第一开关，所述第一开关连接在所述电阻和所述电容之间，其中所述比较器控制所述第一开关是否打开，并且其中在到达所述开关控制器的接通阈值电压之前，所述放大电流流过所述电阻和所述第一开关。

13.如权利要求12所述的系统，其特征在于，所述系统控制器还包括：

一第二开关，所述第二开关将所述功率晶体管的基极端与所述电容相连，其中在所述比较器检测到所述开关控制器的接通阈值电压到达之后，所述比较器闭合所述第二开关，并且其中在所述开关控制器的接通阈值电压到达之后，电流流过所述第二开关。

14.如权利要求13所述的系统，其特征在于，它进一步包括：

二个串联二极管，允许电流从功率晶体管的基极端流到所述电容。

15.如权利要求12所述的系统，其特征在于，所述第一开关包括一栅极控制的PFET晶体管。

16.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述第二开关包括一二极管。

17.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述第二开关包括一栅极控制的PFET晶体管。

18.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述电阻包括一可编程电阻。

19.如权利要求12所述的系统，其特征在于，所述电阻用于控制接通所述开关控制器的时间。

20.如权利要求11所述的系统，其特征在于，

所述比较器包括一具有磁滞作用的欠压封锁比较器，

所述比较器的第一输入端连接到参考电压，和

所述比较器的第二输入端被连接用来测量所述提供的电压。

21.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述功率晶体管包括一通过发射极实现开关动作的NPN功率晶体管。

22.一种在开关调节器中减少启动时间的装置，其特征在于，它包括：

一功率晶体管，所述功率晶体管具有基极端、发射极端和集电极端；

一用于所述功率晶体管的开关控制器，其中所述开关控制器控制所述功率晶体管在接通状态还是关断状态；和

一用于充电的电路，该电路通过使用所述功率晶体管放大提供给电压源的电流，在所述开关控制器的启动期间，对所述开关控制器的电压源充电，其中，接通所述开关控制器的持续时间部分地依赖于提供给所述电压源的电流强度。

23.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述用于充电的电路包括：

一比较器，其中所述比较器指示所述开关控制器的接通阈值电压是否已经达到，并且其中所述比较器控制到所述电压源的电流路径。

24.如权利要求23所述的装置，其特征在于，当电压源提供小于所述开关控制器的接通阈值电压的电压时，所述比较器控制到所述电压源的电流路径是从功率晶体管的发射极端通过电阻和栅极到电压源的第一路径。

25.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述电压源包括一电容。

26.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述功率晶体管包括一通过发射极实现开关动作的NPN功率晶体管。

27.一种在开关调节器中减少启动时间的系统，其特征在于，它包括：

一功率晶体管；

一系统控制器，所述系统控制器包括连接到所述功率晶体管的开关控制器，其中，当所述功率晶体管工作在开关模式时，所述开关控制器控制所述功率晶体管的接通或关断状态；和

一电容，所述电容向所述系统控制器提供电压，其中，在所述电压达到所述开关控制器的接通阈值电压之前，所述系统控制器使得所述功率晶体管工作在放大模式，其中在所述放大模式，所述功率晶体管放大提供给所述电容的电流，并且，其中接通所述开关控制器的持续时间部分地依赖于提供给所述电容的电流强度。

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