CN101364828A - 一种下行波束形成方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种下行波束形成方法，包括以下步骤：1.1)估计移动终端的波达方向角θ；1.2)根据波达方向角θ和频率校正因子f_d/f_u，计算下行发射权值w_d，i并赋形；其中公式见图。这种方法利用上行参考信号获取波达角θ信息并通过频率校正因子f_d/f_u消除FDD模式下上/下行载频不一致带来的波束形成指向误差，无需码本反馈，同时能够保证下行波束主瓣的正确指向。

Description

一种下行波束形成方法

技术领域

本发明涉及移动通讯和智能天线，具体涉及一种频分双工FrequencyDivision Duplex(简称FDD)和时分双工Time Division Duplex(简称TDD)模式下都适用的下行波束形成方法。

背景技术

波束形成可以增加小区覆盖，改善小区边缘用户的链路性能，并且可实现空间的干扰消除，增大系统容量。在波束形成的过程中，用户的波达角属于慢变的信道信息，是一段时间内信道信息的平均。因此在TDD模式下，上下行的载频相同，下行根据上行的导频信号估计出来的波达角方向信息生成下行波束赋形的权值，进行下行波束形成。

在FDD模式下，由于上下行的载频不同，直接将该角度信息用于下行波束形成，会造成波束指向的偏差。因此在FDD模式下一般①采用反馈的波束形成，即基站端向移动终端发射参考信号，移动终端估计出基站的下行发射角度，将该角度信息作为码本消息反馈给基站，然后基站按此角度信息对应的码本对该移动终端发送数据比特。这样的反馈链路将大大增加信令的开销，而且反馈时延也将影响系统的性能，当移动终端快速移动时不能跟踪其波达角变化的消息。另外，还有采用②直接权值转换方法进行下行波束形成，其中：

Ying-Chang Liang等人的用于FDD DS-CDMA系统的基于上行权值修正的下行权值计算方法(FDD DS-CDMA Downlink Beamforming by ModifyingUplink Beamforming Weight，IEEE 2000.)，提出了一种基于上行权值修正的零点约束方法，在保证上下行波束图具有相同零点的前提下，得到次优权值。该方法的主要过程如下：

设上行链路的波束权值为

W_u＝[w_u，1，w_u，2，…，w_u，M]^T

$w_{u,i}=e^{-j{\mathrm{\φ}}_{u,i}}$         (i＝1，2，…，M)

其中φ_u，i是第i阵元上的权值对应的相位角，M是阵元个数，T表示转秩运算。

首先，从上行权值的多项式

确定上行波束零点z_u，i＝1，...，M-1；

其次，变换上行零点 $z_{u,k}\left(i\right)=A_{u,k}\left(i\right)e^{j{\mathrm{\φ}}_{u,k}\left(i\right)},$ i＝1，...，M-1的相位： ${\mathrm{\φ}}_{d,K}=\frac{f_d}{f_u}{\mathrm{\φ}}_{u,i};$

再次，令A_d，k(i)＝A_u，k(i)或A_d，k(i)＝1，i＝1，...，M-1，构造下行波束零点 $z_{d,k}\left(i\right)=A_{d,k}\left(i\right)e^{j{\mathrm{\φ}}_{d,k}\left(i\right)};$

最后，构造下行波束形成权值 $\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{d,k}\left(i\right)z^{-i+1}=(1-z_{d,k}\left(1\right)z^{-1})\·\·\·(1-z_{d,k}(M-1)z^{-1})$

其中d为线性阵列阵元间距，c为波速，f_u、f_d分别为上、下行载波频率，θ为波达方向角。

该方法只保证上下行波束图具有相同零点，不能保证波束主瓣的准确指向；而且仅对单小区对称业务信道有较好的性能，对于非对称业务信道算法可能失效。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是提供一种下行波束形成方法，无需码本反馈，同时能够保证下行波束主瓣的正确指向。

本发明的上述技术问题这样解决，提供一种下行波束形成方法，包括以下步骤：

1.1)估计移动终端的波达方向角θ；

1.2)根据波达方向角θ和频率校正因子

计算下行发射权值w_d，i并赋形；其中， $w_{d,i}=e^{-j\frac{f_d}{f_u}{\mathrm{\Φ}}_{u,i}}=\left[\begin{array}{ccc}1& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\frac{f_d}{f_u}\sin \mathrm{\θ}}& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\frac{f_d}{f_u}\sin \mathrm{\θ}}\end{array}\right].$

按照本发明提供的形成方法，所述步骤1.1)中波达方向角θ估计包括直接估计和间接估计，其中直接估计是指不通过上行接收权值w_u，i直接通过上行信号进行估计，包括但不限制于以下几种：

(一)所述步骤1.1)中估计是根据接收的上行导频信号进行估计。

(二)所述步骤1.1)中估计是根据上行接收信号进行估计。

(三)所述步骤1.1)中估计是根据上行信道冲激响应H的估计值进行估计。

直接估计方法中

该形成方法还包括依波达方向角θ计算上行接收权值 $w_{u,i}=e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{u,i}}=\left[\begin{array}{ccc}1& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\sin \mathrm{\θ}}& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\sin \mathrm{\θ}}\end{array}\right];$ 其中，Φ_u，i是上行接收权值w_u，i的相位角，N为基站天线总数，λ为上行工作频率对应的波长，d为基站天线阵列的天线间距，d＝0.5λ；该上行接收权值w_u，i应用于基站侧的智能天线使其更清晰、准确地接收上行信号。

其中间接估计是指通过上行接收权值w_u，i进行估计，即：该形成方法首先包括根据上行信息获取上行接收权值w_d，i，所述步骤1.1)中估计是根据上行接收权值 $w_{u,i}=e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{u,i}}=\left[\begin{array}{ccc}1& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\sin \mathrm{\θ}}& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\sin \mathrm{\θ}}\end{array}\right]$ 求解波达方向角θ；其中，Φ_u，i是上行接收权值W_u，i的相位角，N为基站天线总数，λ为上行工作频率对应的波长，d为基站天线阵列的天线间距，d＝0.5λ。

间接估计包括但不限制于以下几种：

(一)所述获取上行接收权值w_d，i是通过特征值分解法获取。

(二)所述获取上行接收权值w_d，i是通过最小均方误差法获取。

(三)所述获取上行接收权值w_d，i是通过矩阵求逆法获取。

(四)所述获取上行接收权值w_d，i是通过迭代最小二乘法获取。

(五)所述获取上行接收权值w_d，i是通过共轭梯度法获取。

(六)所述获取上行接收权值w_d，i是通过恒模算法获取。

(七)所述获取上行接收权值w_d，i是通过遗传算法获取。

按照本发明提供的形成方法，该形成方法工作在频分双工模式下。

按照本发明提供的形成方法，该形成方法工作在时分双工模式下。

本发明提供的一种下行波束形成方法，利用上行参考信号获取波达角θ信息并通过频率校正因子

消除FDD模式下上下行载频不一致带来的波束形成指向误差，不需要额外开销，结构简洁；对上行权值的修正形成下行权值的方法，运算量小，转换速度快，易于工程实现。另外，本方法形成的下行波束主瓣指向准确，可以实时跟踪用户的快速移动，自适应的调节权矢量，可有效应用于各种波达角和载波工作频率。

附图说明

下面结合附图和具体实施例进一步对本发明进行详细说明。

图1为本发明所述方法的系统结构图。

图2为本发明所述方法中下行权值生成的流程图。

图3-1、3-2为现有技术直接转换法上下行波束比较示意图。

图4-1、4-2为本发明所述权值修正法上下行波束比较示意图。

具体实施方式

首先，说明本发明思想：

本发明假定上行的波达角能精确得到，同时期望用户周围不存在强干扰源的情况下，根据得到的移动终端的波达角信息，同时对上下行频率不同带来的波束形成偏差进行校正，形成下行权值。

第二步，说明本发明适用范围：

本发明一种实现方法包括以下步骤：

(一)根据上行参考信号估计移动终端的波达方向角θ。

(二)将波达方向角θ带入下式计算上行接收权值w_u，i：

$w_{u,i}=e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{u,i}}=\left[\begin{array}{ccc}1& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\sin \mathrm{\θ}}& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\sin \mathrm{\θ}}\end{array}\right]$

其中，λ为上行工作频率对应的波长，d＝0.5λ，为基站天线阵列的天线间距，N为基站天线总数。

(三)根据波达方向角θ和频率校正因子

计算下行发射权值w_d，i：

$w_{d,i}=e^{-j\frac{f_d}{f_u}{\mathrm{\Φ}}_{u,i}}=\left[\begin{array}{ccc}1& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\frac{f_d}{f_u}\sin \mathrm{\θ}}& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\frac{f_d}{f_u}\sin \mathrm{\θ}}\end{array}\right]$

其中，f_d为下行载波的工作频率，f_u为上行载波的工作频率。

在TDD模式下，f_d＝f_u， $w_{d,i}=\left[\begin{array}{ccc}1& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\sin \mathrm{\θ}}& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\sin \mathrm{\θ}}\end{array}\right],$ 与上行接收权值的表达式相同，与我们通常采用的TDD模式下将上行估计出的权值直接用于的非码本波束形成的方法一致，因此本方法适用于TDD模式。

在FDD模式下，通过频率校正因子

完全消除了上下载频不同引起的波束形成指向误差，不仅码本反馈，而且通过波束指向移动终端的波达角方向，是一种性能良好的FDD模式下非码本波束形成的方法。

第三步，结合具体实施例详细说明本发明方法：

如图1所示，本发明方法的系统，基站侧利用上行接收权值接收来自波束形成器1的上行信号，利用下行发射权值通过波束形成器1发射下行信号。TDD模式下，可以将波束形成的上行权值直接用于下行波束赋形，但在FDD模式下，由于上下行的载频不同，如果采用非码本反馈的方式，直接将上行权值用于下行权值，则会引起波束指向误差，将会大大降低赋形增益，带来不期望的干扰。本发明的非码本波束形成在TDD模式下，直接将上行权值用于下行波束赋形，在FDD模式下，通过频率修正因子和波达角信息生成下行权值，使得下行波束主瓣与上行波束主瓣保持一致。

本发明适用于各种移动通信系统的非码本波束形成，兼容TDD和FDD模式。具体优选方案说明如下：

①通过上行参考信号估计得到移动终端的波达角θ，则上行链路的波束权值为

W_u＝[W_u，1，w_u，2，…，w_u，N]^T        (1)

$w_{u,i}=e^{-j{\mathrm{\φ}}_{u,i}}$          (i＝1，2，…，N)   (2)

其中φ_u，i是第i阵元上的权值对应的相位角，N是阵元个数。②根据线性阵列方向矢量公式知上行波束权值w_u，i(即上行接收权值)为

$w_{u,i}=e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{u,i}}=\left[\begin{array}{ccc}1& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\sin \mathrm{\θ}}& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\sin \mathrm{\θ}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

其中，λ为上行工作频率对应的波长，d＝0.5λ，为基站天线阵列的天线间距，N为基站天线总数。

③下行发射波束权值w_d，i为

$w_{d,i}=e^{-j{\mathrm{\φ}}_{d,i}}---\left(4\right)$

$w_{d,i}=e^{-j\frac{f_d}{f_u}{\mathrm{\Φ}}_{u,i}}=\left[\begin{array}{ccc}1& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\frac{f_d}{f_u}\sin \mathrm{\θ}}& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\frac{f_d}{f_u}\sin \mathrm{\θ}}\end{array}\right]---\left(5\right)$

其中，f_d为下行载波的工作频率，f_u位上行载波的工作频率。

如图2所示，该优选方案包括以下步骤：

101)估计移动终端的波达角θ；

102)计算上行接收权值 $w_{u,i}=\left[\begin{array}{ccc}1& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\sin \mathrm{\θ}}& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\sin \mathrm{\θ}}\end{array}\right];$

103)计算下行发射权值 $w_{d,i}=\left[\begin{array}{ccc}1& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\frac{f_d}{f_u}\sin \mathrm{\θ}}& ...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\frac{f_d}{f_u}\sin \mathrm{\θ}}\end{array}\right].$

应当说明的是本发明包括但不限制该优选方案，比如：当上行接收权值由其他方法获得(如特征值分解法)，则步骤102)和101)的次序可以互换，即先计算上行接收权值，然后由权值求出波达方向角θ，然后继续进行步骤103)。

最后，结合与目前下行波束形成方法的对比进一步说明本发明：

在图3和图4所示的上下行波束比较示意图中，线条为细实线表示上行理想波束图，线条为细长虚线表示本发明的下行波束图，线条为粗虚线表示现有技术直接转换法的下行波束图。

图3(包括图3-1和图3-2)是直接权值转换方法的上下行波束对应图。图3-1上行的波达方向为0⁰，此时直接权值转换仍能得到较准确的下行方向；图3-2上行的波达方向为30⁰，直接权值转换得到的下行发射方向和上行波达方向有一定的偏差，而且上行波达方向越大，偏离越大。实验结果表明，直接权值转换法会导致上下行波束指向不一致，而且这种不一致随DOA(波达方向角)增大而增大。仿真时基站端阵元数为6，上行载频为1.95GHz，下行载频为2.14GHz。

图4(包括图4-1和图4-2)是本发明权值修正法上下行波束比较。图中的上行的波达方向为30⁰，权值修正后能解决图3-2的问题，下行发射方向和上行吻合的很好，采用修正的权值转换法形成的下行波束主瓣的指向很准确。显然，本发明方法与参考转换法相比在各种情况下，均有很大程度的改善。图4-1仿真时基站端阵元数为6，上行载频为1.95GHz，下行载频为2.14GHz；图4-2仿真时基站端阵元数为8，上行载频为2.54GHz，下行载频为2.65GHz。通过这两个图还表明，该非码本的波束形成方法在不同天线个数，不同载频条件下都有稳健，良好的性能。

Claims (10)

1.一种下行波束形成方法，其特征在于，包括以下步骤：

1.1)估计移动终端的波达方向角θ；

1.2)根据波达方向角θ和频率校正因子

计算下行发射权值w_d，i并赋形；其中， $w_{d,i}=e^{-j\frac{f_d}{f_u}{\mathrm{\Φ}}_{u,i}}=[1...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\frac{f_d}{f_u}\sin \mathrm{\θ}}\·\·\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\frac{f_d}{f_u}\sin \mathrm{\θ}}].$

2.根据权利要求1所述形成方法，其特征在于，所述步骤1.1)中估计是根据接收的上行导频信号进行估计。

3.根据权利要求1所述形成方法，其特征在于，所述步骤1.1)中估计是根据上行接收信号进行估计。

4.根据权利要求1所述形成方法，其特征在于，所述步骤1.1)中估计是根据上行信道冲激响应H的估计值进行估计。

5.根据权利要求2、3或4所述形成方法，其特征在于，所述形成方法还包括依波达方向角θ计算上行接收权值 $w_{u,i}=e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{u,i}}=[1...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\sin \mathrm{\θ}}\·\·\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\sin \mathrm{\θ}}];$ 其中，Φ_u，i是上行接收权值w_u，i的相位角，N为基站天线总数，λ为上行工作频率对应的波长，d为基站天线阵列的天线间距，d＝0.5λ。

6.根据权利要求1所述形成方法，其特征在于，该形成方法首先包括根据上行信号获取上行接收权值w_d，i，所述步骤1.1)中估计是根据上行接收权值 $w_{u,i}=e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{u,i}}=[1...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\sin \mathrm{\θ}}\·\·\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\sin \mathrm{\θ}}];$ 求解波达方向角θ；其中，Φ_u，i是上行接收权值w_u，i的相位角，N为基站天线总数，λ为上行工作频率对应的波长，d为基站天线阵列的天线间距，d＝0.5λ。

7.根据权利要求6所述形成方法，其特征在于，所述获取上行接收权值w_d，i是通过特征值分解法获取。

8.根据权利要求6所述形成方法，其特征在于，所述获取上行接收权值w_d，i是通过最小均方误差法获取。

9.根据权利要求1所述形成方法，其特征在于，所述获取上行接收权值w_d，i是通过矩阵求逆法获取。

10.根据权利要求1所述形成方法，其特征在于，该形成方法工作在频分双工或时分双工模式下。

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