CN101355535A

CN101355535A - 基于估计信道冲击响应的均衡器抽头初始化

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Publication number: CN101355535A
Application number: CNA2008101300493A
Authority: CN
Inventors: J·朱
Original assignee: Intel Corp
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2007-07-27
Filing date: 2008-07-24
Publication date: 2009-01-28
Anticipated expiration: 2028-07-24
Also published as: DE102008033650A1; KR20090012181A; KR101025416B1; TW200910851A; TWI495304B; US8711916B2; CN101355535B; US20090028234A1

Abstract

一种用于初始化均衡器的抽头系数的方法可以包括：基于接收信号的已知的部分来估计用于传播该接收信号的信道的冲击响应系数。本方法还可以包括将冲击响应系数加载到信道滤波器中，并且生成参考信号。可以将参考信号通过信道滤波器以建立训练信号。可以基于来自信道滤波器的训练信号并且基于参考信号的延迟的版本来调整均衡器的抽头系数。

Description

基于估计信道冲击响应的均衡器抽头初始化

技术领域

所要求的发明的实施通常可以涉及数字通信系统中的均衡器领域，并且特别涉及这种均衡器的初始化。

背景技术

在数字通信系统中采用均衡器以去除在接收信号中由传输信道所引起的失真。这种均衡器在数字通信系统中发挥重要的功能，特别是在无线多径经常发生的无线通信环境中。在ATSC(高级电视系统委员会)数字广播电视系统中，例如，以10.76的符号速率，通过传统的6-MHz带宽TV信道发送8-VSB信号。由于多径传播，接收器(例如，电视机)处的接收信号将是通过具有不同的到达时间和相位的不同的路径来传递的发送8-VSB的无限拷贝的组合。当这些不同的信号拷贝传播距离的差大于30米的时候(这个差非常常见)，符号间干扰将导致接收信号失真。在实践中，TV信号传播距离的差异可以达到几千米。

从而，典型地，ATSC电视机中的均衡器具有几百个抽头并且起着重要的作用。许多均衡器策略已经应用到市场中的ATSC电视机产品。其中，判决反馈均衡器是普遍的选择。典型地，判决反馈均衡器包括前馈FIR滤波器和反馈FIR滤波器。根据均衡器输入信号的误差测量来更新这些滤波器的系数，并且该系数适应于传输信号中改变。误差测量可以基于已知的输出信号(训练模式)或一些统计性质(盲模式)或估计信号(判决模式)。在特征在于普通均衡器操作的系数适应之前，将均衡器系数初始化为合适的值。

典型地，根据估计信道来确定均衡器系数的初始值，中通过将已知的训练信号与接收信号互相关联来计算该估计的信道的冲击响应。已经提出了多种方法(例如，US2003/0185295，US02004/179483，US2005/0169361，US2005/0254570等等中的方法)，通过使用估计的信道来生成均衡器初始系数。基于所使用的均衡器结构，这些方法将均衡器计算转换为最优化问题，并且通过一些例如MMSE的方法来解决该最优化问题。由于最优化问题的计算复杂性，这可以涉及大量矢量和矩阵加法和乘法。

如果通过软件来执行初始化计算，则需要强大的CPU和大型的存储器。如果通过硬件来执行，那么可以实现专用的电路来用于初始化计算。假如仅仅做一次均衡器系数初始化以便设置均衡器系数，则希望较小的均衡器初始化电路。

附图说明

附图示出了一个或多个与本发明的原理一致的实现，并且其与描述一起解释了这种实现，其中该附图包含在说明书中并且构成说明书的一部分。附图没必要按比例画出，重点在于示出本发明的原理。在图中，

图1是均衡器的方框图；

图2是图1的均衡器中的训练信号生成器的另一个实现的方框图；以及

图3是示出了用于初始化均衡器的抽头值的流程图。

具体实施方式

以下详细的描述参考了附图。相同的参考标号可以用在不同的图中以识别相同的或类似的元素。在以下描述中，为了解释而非限制的目的，阐述了例如特定的结构、构造、接口、技术等等的具体细节，以提供本发明的各种方面的彻底理解。然而，对于获益于本发明公开的本领域的技术人员显然本发明的各种方面可以在脱离这些具体细节的其它实例中实践。在某些实例中省略了对已知设备、电路和方法的描述以免不必要的细节模糊本发明公开的描述。

本文所述的均衡器和处理可以通过使用均衡器本身的计算能力来初始化均衡器系数。为了到达该目的，可以通过生成参考信号和对应的“接收”信号来训练均衡器，其中均衡器将该“接收”信号看做信道的输出，同时将参考信号看做它的输入。一旦已经计算了这种训练，在本质上，均衡器自初始化为初始抽头系数的恰当的集合。

图1是均衡器100的方框图。均衡器100可以位于例如解调器等等的大型数字通信系统中。均衡器100可以包括信道估计器110、训练信号生成器120、前馈均衡器(FFE)130、判决反馈均衡器(DFE)140和两个开关W1和W2。均衡器100还可以包括这种均衡器的其它典型组件，例如，加法器、分割器、网格解码器，等等。虽然在图1中给出了这种组件，但是它们具有均衡器技术领域的人员将要理解的已知的功能。

信道估计器110可用于接收信号y(n)，并且对用于传播y(n)的信道生成冲击响应。估计器110可以通过互相关的方法或段同步方法来计算信道冲击响应，例如，如2007年6月15日申请的美国专利申请号11/763,651(案号P25513)中所公开的方法，本文将其引入作为参考。然而，信道估计器110可以使用任意合适的方法来对用于接收y(n)的信道的冲击响应进行估计，包括检查接收的信号y(n)中的已知同步信号(例如，场同步和/或段同步)的方法。一旦估计器110估计了信道冲击响应，它可以向训练信号生成器120输出对应的系数。

在一些实施例中，训练信号生成器120可以包括信道滤波器122、参考信号生成器124和延迟缓冲器126。在一些实施例中，信道滤波器122可以是普通的有限冲击响应(FIR)滤波器。它的系数可以是从信道估计器110获得的那些信道冲击响应。

为了执行均衡器100的训练，生成器124所产生的参考信号d(i)应该是白的，并且它的频谱应该是平坦的。具有平谱的任意信号可以用作参考信号d(i)。在图1中显示的实现中，在ATSC数字电视系统中采用的PN511序列生成器可以用于生成参考信号d(i)和伪随机号码(PN)流，该伪随机码流是由预加载何为“010000000.”的x9+x7+x6+x4+x3+x+1所定义。在一些实施例中，PN生成器124可以输出符号值是5或-5的BPSK(二进制移相键控)信号。

信道滤波器122可以从生成器124接收参考信号d(i)，并且可以输出伪接收训练信号z(n)。使得信道估计器所估计的信道冲击响应是c_k，其中k＝-L₁，……，-1，0，1，……，L₂，并且其中c_-L1≠0以及c_-L1≠0。L₁和L₂是表示在信道中出现的前回波和后回波的数量的两个正整数。可以将PN生成器124所生成的BPSK参考信号表示为d(i)。从而可以将信道滤波器122所输出的训练信号z(n)用以下公式表示：

z (n) = Σ_{k = - L_{1}}^{L_{2}} c_{k} d (n - k)

由于FFE 130的存在，缓冲器126可以生成参考信号d(i)的延迟版本d(n)。如果将FFE 130的延迟设计为M，则缓冲器的长度应该是L₁+M，以便将信道系数定为FFE 130的主抽头。

FFE 130和DFE 140是这种相同配置的均衡器的典型代表，具有抽头和对应的抽头系数。基于均衡器100的设计规格，可以通过LMS(最小均方)运算法则或通过RLS(递归最小二乘法)运算法则来执行FFE 130和DFE 140的系数更新。FFE 130可以从信道滤波器122接收训练信号z(n)的输入，同时DFE 140可以从延迟缓冲器126接收参考信号d(n)的输入。

误差信号等于均衡器输出r(n)减去延迟参考信号d(n)，其用于更新FFE130和DFE 140的系数。当FFE 130和DFE 140的均衡器系数的更新程序收敛的时候，或者当误差信号的能量少于某个预设的门限时，均衡器130/140和信道滤波器122的卷积组合将是具有延迟的全通滤波器。因为信道滤波器122是接收信号的传播信道的估计，所以收敛之后均衡器100均衡该传播信道。从而，通过训练信号生成器120输出的训练信号z(n)和延迟参考信号d(n)可以初始化均衡器100的系数(特别是FFE 130和DFE 140的均衡器系数)。

因为均衡器100具有判决-反馈部分(例如，DFE 140)，所以它使用先前的符号来去除后回波。收敛之后，可以将均衡器100中的开关W1和W2(在初始化期间从位置1)可靠地切换到位置2，以便接收信号的“普通的”均衡。可以在，例如接收方已知的接收信号y(n)的场同步期间，执行从初始化到普通操作的模式切换。

虽然图1中的训练信号生成器120的实现是功能性的设计，但是其它实现是有可能的。信道滤波器122的长度典型地等于估计信道的长度，其可以多达几百个抽头。然而，由于大部分这种信道抽头的振幅很小，所以将它们忽略。剩余的抽头数可以一起发生。因此，通过考虑ATSC电视信号传播信道的这些特性，在一些实施例中可以改变用于图1中的信号生成器120中的初始化的额外的电路。

可以合理地假定将估计信道划分为(N+1)个段，其中每个段包括多达(L+1)个非零抽头。结果，可以用(N+1)个更小的FIR滤波器代替信道FIR滤波器122。从而可以将信道FIR输出表示为如下：

z (n) = Σ_{n = 0}^{N} Σ_{k = 0}^{L} c_{k_{n} + k} d (n - k_{n} - k)

其中对于n＝0，1，...，N，任意重要的信道系数属于集合

{c_{k_{n}}, c_{k_{n} + 1}, . . ., c_{k_{n} + L}}

中的一个。

图2是根据这种改变的设计的均衡器100中的训练信号生成器120的另一个实现的方框图。训练信号生成器120可以包括PN生成器210、N+1小型FIR滤波器230-2，……，230-N(统称为“滤波器230”)、N+1PN生成器220-2，……，220-N(统称为“生成器220”)和组合器240。参考图2，信道滤波器的抽头的总数量缩减到(N+1)*(N+1)。N和L的一个实例值得一个集合是N＝7和L＝9。

每个小型FIR滤波器230具有关联的PN序列生成器220。这些生成器220具有相同的逻辑，并且基于使用在相关的小型FIR滤波器中的信道抽头的位置小心地重启。更精确地说，可以将“重启PN生成器”定义为在给定的时间“将初始值预加载到PN生成器中的寄存器上”。

例如，如果PN生成器21和220在ATSC中采用PN 511逻辑，那么预加载值是“010000000.”。可以将与信道系数

相关的PN生成器的重启信号的发生表示为时间基点。根据这种惯例，如果将信道冲击响应系数[c_i，…，c_i+L-1]应用到小型FIR滤波器#n(例如，滤波器230-n，其中n在1和N之间)，那么PN生成器#n(例如，生成器220-n)的重启信号#n应该是在时间基点之后的(L₁+i)符号时钟。

从而，图2中的定时生成器120可以产生训练信号z(n)和延迟参考信号d(n)，用于初始化FFE 130和DFE 140的抽头值。

图3是示出了用于初始化均衡器的抽头值的处理300的流程图。虽然可以参考均衡器100解释处理300，但是如果执行了下文的动作，那么可以通过不同的装置来执行该处理。处理300可以始于信道估计器110使用接收信号y(n)来估计信道的冲击响应，其中该接收信号是通过该信道来传播的[动作300]。可用于估计冲击响应的已知信号的实例可以包括接收的ATSC广播y(n)内的场同步信号和/或段同步信号。估计器100可以使用互相关技术，或用于通过发送信号已知的接收信号来表示冲击响应的任意其它合适的技术，来估计信道的冲击响应。

随着估计器110将冲击响应的系数加载到信道滤波器122(或图2中的对应的滤波器230)，处理可以继续[动作320]。信道滤波器120/230可以是，例如，多抽头FIR滤波器，一旦其加载有(估计的)冲击响应系数就模仿用于传播接收信号y(n)的信道的行为。

训练信号生成器120可以通过生成参考信号d(i)并且将其通过信道滤波器122/230来建立训练信号z(n)[动作330]。在已经通过在动作310估计了冲击响应的信道来传输训练信号z(n)之后，训练信号z(n)作为对应于参考消息d(i)的本地生成的“接收”消息。

接着，可以将训练信号z(n)和参考信号d(i)的延迟版本d(n)输入到均衡器100恰当部分，以训练这些部分中的系数来均衡信道滤波器122[动作340]。在一些实现中，可以将训练信号z(n)输入到前馈部分FFE 130，并且可以将延迟的参考信号d(n)输入到反馈部分DFE 140。FFE 130和DFE 140可以基于通过将它们的联合输出r(n)减去延迟的参考信号d(n)所生成的误差信号，调整它们的抽头系数。可以应用训练信号z(n)和延迟参考信号d(n)，直到均衡器130和140收敛为止，以及/或者直到误差信号的能量降到预订门限之下为止，也许在接收信号y(n)中的同步期间。

当通过合适的标准来考虑动作340中的训练的时候，训练可以经由开关W1和W2的切换而停止，以将训练信号生成器120从均衡器120去除。当这个步骤发生的时候，出现在FFE 130和DFE 140中的系数是均衡器100的初始化值[动作350]。经由处理300，均衡器100通过使用内部的信道仿真滤波器122/230所产生的内部生成的训练信号z(n)来自生成或得到它的初始化系数。

上文描述的方案和/或系统可以通过使用均衡器的自身的适应能力来有利地计算均衡器100的初始系数值。它首先使用嵌入在接收信号y(n)中的已知的信号来估计信道冲击响应。然后，生成器110建立训练信号z(n)，以通过将生成的参考信号d(i)通过估计的信道(例如，滤波器122)来训练均衡器100。

一个或多个实现的前述描述提供了说明和描述，但是不旨在详尽地说明或者将本发明的范围限制为所公开的确切形式。可以按照以上教导作出修改和改变，或可以从本发明的各种实现的实践获得修改和改变。

例如，可以在不脱离信道估计和均衡器的自初始化特性的前提下修改均衡器100的实现细节。

若非特别说明，不应该将本申请的描述中所使用的元件、动作或指令视为对本发明是至关重要的或必不可少的。同样，如本文所使用的，词语“一”旨在包括一个或多个项目。在实质上不脱离本发明的精神和原则的前提下，可以改变以及修改本发明的上文所述的实现。本文中，所有这些修改和改变旨在包括在本公开的范围之内并受到附属权利要求的保护。

Claims

1、一种均衡器，包括：

信道估计器，用于基于接收信号来估计传输信道的冲击响应；

用于生成参考信号的训练信号生成器，所述生成器包括

基于来自所述信道估计器的所述冲击响应的仿真的传输信道，用于基于所述参考信号的输入来输出训练信号；以及

可调整的均衡器部分，用于基于所述参考信号并且基于来自所述训练信号生成器的所述训练信号来初始化均衡器系数。

2、如权利要求1所述的均衡器，其中所述信道估计器用于基于所述接收信号中的场同步信号或段同步信号来估计所述冲击响应。

3、如权利要求1所述的均衡器，其中所述训练信号生成器包括：

用于生成所述参考信号的伪随机信号生成器。

4、如权利要求1所述的均衡器，其中所述仿真的传输信道包括有限冲击响应滤波器，其具有对应于来自所述信道估计器的所述冲击响应的抽头系数。

5、如权利要求1所述的均衡器，其中所述可调整的均衡器部分包括：

前馈均衡器，用于接收所述训练信号并且输出第一输出信号，

判决反馈均衡器，用于接收所述参考信号的延迟版本并且输出第二输出信号。

6、如权利要求5所述的均衡器，其中所述可调整的均衡器部分进一步包括：

至少一个组合器，用于组合所述第一输出信号、所述第二输出信号和所述参考信号的所述延迟版本，以产生误差信号，

其中，基于所述误差信号来调整所述前馈均衡器的系数和所述判决反馈均衡器的系数。

7、如权利要求1所述的均衡器，进一步包括：

至少一个开关，用于当已经初始化了所述可调整的均衡器部分的所述均衡器系数的时候，断开所述训练信号生成器与所述可调整的均衡器部分的连接。

8、一种用于初始化均衡器的抽头系数的方法，包括：

基于接收信号的已知的部分来估计用于传播所述接收信号的信道的冲击响应系数；

将所述冲击响应系数加载到信道滤波器中；

生成参考信号；

将所述参考信号通过所述信道滤波器，以建立训练信号；以及

基于来自所述信道滤波器的所述训练信号以及基于所述参考信号的延迟版本，调整所述均衡器的抽头系数。

9、如权利要求8所述的方法，其中所述估计包括：

基于所述接收信号中的场同步信号或段同步信号来估计所述信道的所述冲击响应系数。

10、如权利要求8所述的方法，其中所述生成包括：

生成统计为白的伪随机参考信号。

11、如权利要求8所述的方法，其中所述调整包括：

基于误差信号来调整所述均衡器的所述抽头系数，其中所述误差信号是所述均衡器的输出和所述参考信号的所述延迟版本之间的差。

12、如权利要求8所述的方法，进一步包括：

当所述抽头系数收敛时，通过断开所述信道滤波器与所述均衡器的连接来初始化所述均衡器的所述抽头系数。

13、一种均衡器，包括：

连接到所述信道估计器的信道滤波器，用于接收对应于所述冲击响应的滤波器系数；

参考信号生成器，用于将参考信号输入到所述信道滤波器中；

连接到所述参考信号生成器的延迟缓冲器，用于产生延迟的参考信号；

耦合到所述信道滤波器的前馈均衡器，用于接收训练信号以及输出前馈信号；

耦合到所述延迟缓冲器的反馈均衡器，用于接收所述延迟的参考信号并且输出反馈信号；以及

用于基于所述前馈信号、所述反馈信号和所述延迟的参考信号来调整所述前馈均衡器中和所述反馈均衡器中的系数的电路。

14、如权利要求13所述的均衡器，其中所述信道估计器用于基于所述接收信号中的场同步信号或段同步信号来估计所述冲击响应。

15、如权利要求13所述的均衡器，进一步包括：

在所述前馈均衡器和所述信道滤波器之间的第一开关，用于当所述前馈均衡器中的系数收敛时，断开所述信道滤波器并且连接所述接收信号。

16、如权利要求13所述的均衡器，进一步包括：

在所述反馈均衡器和所述延迟缓冲器之间的第二开关，用于当所述反馈均衡器中的系数收敛时，断开所述延迟缓冲器。