CN101355333A - 磁阻型同步电动机的控制装置 - Google Patents
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Abstract
一种电动机的控制装置(在图6中)包括：q－轴电流计算单元，其计算与主控制器给出的转矩命令值成比例的q－轴电流幅值；d－轴电流计算单元，其计算与所述转矩命令值成比例的d－轴电流幅值；速度系数计算单元，其计算依照转子速度而改变的q－轴电流系数和d－轴电流系数；以及q－轴电流补偿值计算单元，其通过分别将q－轴电流幅值和q－轴电流系数相乘以及将d－轴电流幅值和d－轴电流系数相乘来计算q－轴电流命令值和d－轴电流命令值，以便依照基于所述d－轴电流命令值的三角补偿函数或梯形补偿函数来计算q－轴电流补偿值；以及输出单元，其输出补偿后的q－轴电流命令值，其中所述计算出的q－轴电流补偿值与q－轴电流命令值相加。
Description
技术领域
本发明涉及一种首先使用磁阻转矩其次(以辅助方式)利用磁转矩并应用到机床或类似物上的电动机的控制装置，尤其涉及一种磁阻型同步电动机的控制装置，其中，为了补偿电动机的实际转矩相对于转矩命令值而上升的非线性特性，以基于d-轴电流命令值和转子速度而计算出的补偿值来对q-轴电流命令值进行补偿。
背景技术
迄今已知有一种磁阻型同步电动机(在下文中，简称为“电动机”)的控制装置和控制方法，如在专利JP-A-11-356078中，其中，诸如d-轴电流的励磁电流的幅度与转矩命令值成比例地改变。图10显示了应用于普通机床的进给轴控制或主轴的这种电动机的控制框图，并且它阐明了与专利JP-A-11-356078中的转矩-电流转化部的结构相类似的一种结构。特别地，为了说明书的清楚，而省略了在一般的d-q轴向量控制中由转矩命令值来计算q-轴电流命令值和d-轴电流命令值的部分。下面，将解释该程序的流程。从图中未显示的主控制器将转矩命令值STC输入到q-轴电流计算单元1，由此计算出q-轴电流幅值SIQC。q-轴电流系数计算单元4依照转子速度SPD来计算q-轴电流系数SKIQ，然后通过乘法单元5使q-轴电流幅值SIQC和q-轴电流系数SKIQ相乘，从而产生q-轴电流命令值SIQCC。这里，q-轴电流命令值SIQCC与转矩命令值的符号相符。然后，转矩命令值STC被输入到d-轴电流计算单元2，由此计算出d-轴电流幅值SIDC。d-轴电流系数SKID由d-轴电流系数计算单元3依照转子速度SPD计算得到，然后d-轴电流幅值SIDC和d-轴电流系数SKID通过乘法单元6相乘，从而产生d-轴电流命令值SIDCC。
图7(a)、7(b)和7(c)分别显示了d-轴电流系数、q-轴电流系数和q-轴补偿电流系数应用于电动机的控制装置的函数示例。如图7(a)和7(b)中所示，q-轴电流系数SKIQ和d-轴电流系数SKID在转子速度SPD低于基本旋转数SPDB时通常变为“1”，而在转子速度SPD等于或大于基本旋转数SPDB时变得大于或小于“1”。然而，取决于电动机的特性，在等于或高于基本旋转数SPDB时它们有时变为“1”。
发明内容
通常，仅使用磁阻转矩的磁阻型电动机(RM)、或者利用磁阻转矩和磁转矩的内部永久磁铁型电动机(IPM)原则上需要对与永久磁铁型电动机的永久磁场对应的d-轴电流进行控制。这种控制通常通过向量控制来执行。如已知的，磁阻力的产生是基于转子内的d-轴和q-轴之间的磁阻差(＝感应系数)的。因此，为了产生磁阻差，需要在转子内提供狭缝形状的缝隙或在其间插入非磁性材料。然而这种结构是不利的，即转子的抗离心力的力量被减少。因此，为了提高转子的力量，采用了一种通过在转子外侧或在狭缝形状的缝隙部分处设置磁性桥部来增加力量的方法。
在一些情况下，转子结构被构造以致未形成磁性桥部，并且整个转子受到模制处理或由环型非磁性构件对转子进行外部加固。然而，在定子和转子之间总是存在缝隙，并且，在利用磁阻差来产生转矩的电动机中，在转子的外围以及在定子和转子之间缝隙处，磁性桥部的磁能传输总是有损耗。此外，形成磁路的软磁性物质的B-H(磁通密度-磁化力)特性具有一种性质，使得在电流小(H小)的区域中，与电流的变化相关的磁通密度的变化率大，不能获得稳定的磁通密度。因此，转矩常数趋向于增长得小，特别在电流小时。
图4(a)显示了当应用DC电流时相对于转子角θRE绘制的各个应用的电流所产生转矩值。图示特性被称为“旋转角θ-转矩τ特性”。在执行上述现有技术的控制方法的情况下，控制角α总会变为θ1，则获得各个电流沿着线42的转矩。在那时的合成电流(应用DC电流和q-轴电流)SIO所获得的转矩变为如图4(b)中的线44所示，并且电流SIO获得的转矩变为非线性的。如上提到的转矩常数在合成电流SIO低于SIO1的区域内变得特别小，而且合成电流SIO获得的转矩的线性度降低。从控制的观点看，当主回路的增益在小转矩常数的区域内升高时，作为控制系统的电动机振荡，导致增益不能稳定上升并且无法获得稳定的控制的缺点。
本发明是考虑到上述情况而构思的，并且有利地提供了一种控制装置，其能够利用磁阻转矩和永久磁铁转矩来提供电动机内的转矩命令值STC，并且其中主回路的增益可以被升高以执行更为稳定的控制。
为了达到这个目标，根据本发明的磁阻型同步电动机的控制装置包括一种磁阻型同步电动机的控制装置，其中在转子内包括狭缝形状的缝隙或非磁性材料中的任一个或两者，从而在旋转方向上具有磁阻的电平差，并且在所述狭缝形状的缝隙或非磁性材料的某部分上设置有永久磁铁以便在转子表面上提供磁极性，其特征于，所述控制装置包括：q-轴电流计算单元，其计算与主控制器给出的转矩命令值成比例的q-轴电流幅值；d-轴电流计算单元，其计算与所述转矩命令值成比例的d-轴电流幅值；速度系数计算单元，其计算依照转子速度而改变的q-轴电流系数和d-轴电流系数；q-轴电流补偿值计算单元，其通过分别将q-轴电流幅值和q-轴电流系数相乘以及将d-轴电流幅值和d-轴电流系数相乘来计算q-轴电流命令值和d-轴电流命令值，然后其依照基于所述d-轴电流命令值的三角补偿函数或梯形补偿函数来计算q-轴电流补偿值；以及输出单元，其输出经过补偿的q-轴电流命令值，其中，计算出的q-轴电流补偿值被加到q-轴电流命令值。
根据本发明的磁阻型同步电动机的控制装置，其进一步的特征在于，所述三角补偿函数是所述d-轴电流命令值(绝对值)的幅度的函数，其中：在0＜|所述d-轴电流命令值|≤第一阈值的情况下，所述q-轴电流补偿值增加；然而当{所述第一阈值＜|所述d-轴电流命令值|≤第二阈值}时，所述q-轴电流补偿值减少，而且其中所述阈值被设置为0＜所述第一阈值＜所述第二阈值。
根据本发明的另一种磁阻型同步电动机的控制装置，其特征在于，所述梯形补偿函数是所述d-轴电流命令值(绝对值)的幅度的函数，其中：当{0＜|所述d-轴电流命令值|≤第一阈值}时，所述q-轴电流补偿值增加；当{所述第一阈值＜|所述d-轴电流命令值|≤第二阈值}时，所述q-轴电流补偿值为常数；并且当{所述第二阈值＜|所述d-轴电流命令值|≤第三阈值}时，所述q-轴电流补偿值减少，而且其中所述阈值被设置为0＜所述第一阈值＜所述第二阈值＜所述第三阈值。
根据本发明的另外的磁阻型同步电动机的控制装置，其特征在于，通过将所述q-轴电流补偿值与增减系数相乘来计算出所述q-轴电流补偿值，所述增减系数由增减系数计算单元参照基本旋转数以上的所述转子速度计算得到。
另外，根据本发明的另外的磁阻型同步电动机的控制装置，其特征在于，所述q-轴补偿电流值通过乘以依照所述转子速度计算出的系数来改变所述d-轴电流命令值(绝对值)的幅度的阈值。
根据本发明的另一种磁阻型同步电动机的控制装置包括：q-轴电流计算单元，其计算与主控制器给出的转矩命令值成比例的q-轴电流幅值；d-轴电流计算单元，其计算与所述转矩命令值成比例的d-轴电流幅值；速度系数计算单元，其计算依照转子速度而改变的q-轴电流系数和d-轴电流系数；q-轴电流补偿值计算单元，其通过分别将q-轴电流幅值和q-轴电流系数相乘以及将d-轴电流幅值和d-轴电流系数相乘来计算q-轴电流命令值和d-轴电流命令值，然后其依照基于所述d-轴电流命令值的三角补偿函数或梯形补偿函数来计算q-轴电流补偿值；以及输出单元，其输出经过补偿的q-轴电流命令值，其中，计算出的q-轴电流补偿值被加到q-轴电流命令值。因此，当应用本发明时，q-轴电流命令可以得到补偿，而且由于电动机转子的磁结构而造成的非线性的电流-转矩特性和其材料的磁特性可以得到改进。因此能够获得与转矩命令值成比例的转矩，并实现一种提供稳定可控性的电动机控制装置。
附图说明
图1为显示了根据本发明的电动机的控制装置的实施例的说明图；
图2为应用了控制装置的电动机的示例的模型图；
图3为在控制装置中示例的d-q-轴电流的向量图；
图4(a)和4(b)分别为显示了示例的各个电流相对于转子的旋转角(电角)的转矩特性，以及转矩相对于应用到控制装置的电流的说明图；
图5(a)和5(b)分别为显示了q-轴补偿电流，以及d-轴电流命令值、q-轴补偿电流和控制角应用到控制装置时的实例的说明图；
图6为显示了根据本发明的电动机的控制装置的另一个实施例的说明图；
图7(a)、7(b)和7(c)分别为显示了d-轴电流系数的函数示例、q-轴电流系数的函数示例、以及q-轴补偿电流系数的函数示例应用到控制装置时的说明图；
图8为显示了d-轴电流命令值、q-轴补偿电流和控制角应用到控制装置(q-轴补偿电流值在最高旋转数的示例)时的说明图；
图9为显示了d-轴电流命令值、q-轴补偿电流和控制角应用到控制装置(q-轴补偿电流值在最高旋转数的另一示例)时的说明图；以及
图10为显示了根据现有技术的电动机控制装置的示例的说明图。
具体实施方式
下面，将参照附图来说明用于实现本发明的最佳方式。除非特别说明，由在前面说明中使用的相同符号和附图标记所代表的要素、信号等等将具有相同的功能并以类似的方式执行。
图1显示了本发明的实施例的一个实例。因为q-轴电流计算单元1、d-轴电流计算单元2、q-轴电流系数计算单元4、d-轴电流系数计算单元3与图10所示的现有技术中的部件在功能上相当，并且因为计算q-轴电流命令值SIQCC和d-轴电流命令值SIDCC的方法与现有技术中相同，所以不再重复它们的说明。d-轴电流命令值SIDCC通过绝对值计算单元13(ABS)被变为绝对值，而且d-轴电流命令值(绝对值)|SIDCC|被输入到q-轴补偿电流计算单元14。q-轴补偿电流计算单元14将基于d-轴电流命令值(绝对值)|SIDCC|的q-轴电流补偿值SDLTIQ输出到乘法单元12。符号判定单元10将通过参照该q-轴电流命令值SIQCC依照q-轴电流命令值SIQCC的极性而确定的符号SPN(“1”表示加，而“-1”表示减)输出到乘法单元12。在乘法单元12中，q-轴电流补偿值SDLTIQ和符号SPN相乘以产生q-轴电流补偿值SDIQCN(带极性)。在加法单元11中，q-轴电流补偿值SDIQCN与q-轴电流命令值SIQCC相加，从而变为经过补偿的q-轴电流命令值SIQCE。
图2显示了应用本发明的电动机的转子的示例。如图2所示，为了获得磁阻转矩，少量的永久磁铁被用于电动机的转子，这样可以获得永久磁转矩，即洛伦兹力。尽管为了说明的简洁，在下文中将说明具有两个磁极的电动机，但是任何具有2n(这里n表示整数)个磁极的电动机具有相同的原理。转子21由诸如硅钢板的软磁性材料制成，并具有为了在软磁性材料中建立磁阻的电平差而设置有非磁性材料或狭缝形缝隙23的结构。
应用本发明的电动机的一个特征是永久磁铁22包括在非磁性材料或狭缝形状的缝隙23内，因此一个磁极(N极或S极)从转子21的表面发出。为了进行说明，永久磁铁发出的主磁通的极性(N极)的方向被定义为d-轴，而垂直于d-轴的轴线被定义为q-轴。在图2所示的电动机中，当d-轴和q-轴的感应系数分别被设置为值“Ld”和“Lq”时，那么，尽管图中未显示，电动机也具有Ld＜Lq、d-轴感应系数Ld基本变为常数值、以及q-轴感应系数Lq相对于d-轴电流值变化大的特性。
图3作为应用本发明的电动机的控制装置的d-q轴电流向量图的例子。“IOmax”表示由使用的驱动放大器确定的电流极限圆，而“VOmax”表示由供给电压确定的电压极限椭圆。应用到的电动机的电流的命令值，即d-轴电流命令、q-轴电流命令或合成电流命令SIO被向量控制在设定的参数内。当转子速度SPD低于基本旋转数SPDB时，q-轴电流命令值SIQCC和d-轴电流命令值SIDCC如图3的向量图中所示，并且，q-轴电流命令值SIQCC和d-轴电流命令值SIDCC的合成值变成合成电流SIO。当这种情况发生时，保持转矩命令值STC∝q-轴电流命令值SIQCC以及转矩命令值STC∝d-轴电流命令值SIDCC的关系。因此，当控制角α被定义在合成电流SIO和d-轴电流命令值SIDCC之间时，该控制角α变为常数值，而与转矩命令值STC的幅度无关。
图4(a)显示了在本发明中要运用的电动机的DC电流被应用的例子中(例如，从U-相到V-相和W-相)，对于各个应用的电流而产生的转矩与转子角θRE的关系曲线。当应用控制以使控制角θRE(α)保持为常数θ1时，获得了沿着线42的转矩值。在那时对于q-轴电流和q-轴电流的合成电流SIO而获得的转矩变得如图4(b)中的线44所示，从图中可以看出，对于合成电流SIO而获得的转矩变为非线性的。特别在合成电流SIO低于SIO1的区域中，如上所述，转矩常数变小，并且对于合成电流SIO而获得的转矩的线性度降低。相反地，当应用本发明的控制装置时，如图4(a)所示，控制角θRE(α)依照电流值SIO在从θ1到θ2的范围内变化，因此转矩对电流的线性度(线43)提高。应当注意，在合成电流SIO在SIO2以上的图4(b)中的线44上的区域中，转矩常数减少。这是因为q-轴的感应系数变得饱和而发生的现象。考虑到q-轴的感应系数的饱和的影响，本发明包括当q-轴电流补偿值超出期望的d-轴电流值时该q-轴电流补偿值可以被归零的特征。
图5(a)和5(b)显示了本发明的示例实施例。图5(a)显示了q-轴电流补偿值与d-轴电流命令值的关系曲线。即，图5(a)显示了q-轴电流补偿值SDLTIQ相对于d-轴电流命令值(绝对值)|SIDCC|的函数示例。在图5(a)中的线51上，q-轴电流补偿值SDLTIQ在0≤|SIDCC|≤SIDC1的区间内从零上升到补偿最大值SDLTIQM；在SIDC1≤|SIDCC|≤SIDC2的区间内保持为补偿最大值SDLTIQM的常数；在SIDC2≤|SIDCC|≤SIDC3的区间内从补偿最大值SDLTIQM减少到零；并且在SIDC3≤|SIDCC|≤SIDCMAX的区间内变为零。
作为设置技术的不同示例，保持q-轴电流补偿值SDLTIQ＝SDLTIQM(常数值)的区间可以通过设置SIDC1＝SIDC2而被删除，并且q-轴电流补偿值SDLTIQ＝0(常数)的区间可以通过设置SIDC3＝SIDCMAX而被删除。
图5(b)说明了当q-轴电流已经补偿后，q-轴电流命令值|SIQCC|和经过补偿的q-轴电流命令值|SIQCE|相对于d-轴电流命令值(绝对值)|SIDCC|和控制角α的关系曲线。这里，该图相应于转子速度|SPD|低于基本旋转数的例子。补偿前的q-轴电流命令值|SIQCC|相对于d-轴电流命令值(绝对值)|SIDCC|作直线变化，同时，尽管图中未显示，控制角变为α＝θ1(常数)。另外，经过补偿的q-轴电流命令值|SIQCE|如实线SIQCE所指示进行变化，并且那时的控制角α变得如曲线52所指示的。更确切的，在0≤|SIDCC|≤SIDC1的区间内，控制角变为α＝θ2(常数)；在SIDC1≤|SIDCC|≤SIDC3的区间内，控制角与d-轴电流命令值(绝对值)|SIDCC|成反比例地变化；并且在SIDC3≤|SIDCC|≤SIDCMAX的区间内，控制角变为α＝θ1(常数)。
本发明的一个重要特征的要点是，在d-轴电流命令值(绝对值)的区间内，即在电流特别微小的0≤|SIDCC|≤SIDC1的区间内，控制角α变为常数。在该区间内，如所述的，与永久磁铁转矩相比由于转子结构或磁性材料的特性而造成磁阻转矩变小；因此，通过增大控制角α和利用永久磁铁转矩，转矩常数可以被进一步增大。控制角α在0≤|SIDCC|≤SIDC1的微电流区间内保持为常数；并且以控制角接近于表面磁型电动机的控制角来执行控制，因此增强了电动机在微电流模式下的可靠性。这里，控制角α与d-轴电流命令值|SIDCC|的关系曲线并不总是符合如图4(a)中所示的对于所应用的电流而呈现的最大转矩的轨迹(角θRE由线41所指示)，并且q-轴电流补偿值SDLTIQ被设置为可以获得电动机转矩相对于d-轴电流命令值(绝对值)|SIDCC|(∝转矩命令值STC)的更好的线性度。
图6显示了本发明的另一个示例实施例，其中q-轴补偿电流系数计算单元15和乘法单元16被加入图1中的实施例。q-轴补偿电流系数计算单元15参照转子速度SPD来计算q-轴补偿电流系数SKIQC，并将计算出的系数SKIQC输出到乘法单元16。另外，乘法单元16将q-轴电流补偿值SDLTIQ和q-轴补偿电流系数SKIQC相乘，从而输出q-轴电流补偿值SDIQC。
图7(a)、7(b)和7(c)显示了：线71和72，其中每条线都是d-轴电流系数SKID与转子速度的绝对值|SPD|的关系曲线；线73和74，其中每条线都是q-轴电流系数SKIQ；以及线75、76和77，其中每条线都是形成了本发明的一个特征的q-轴补偿电流系数SKIQC的变化。在低于基本旋转数SPDB时各个系数通常变为“1”。此外，在基本旋转数SPDB以上，系数依照旋转数SPD变化，并且在图7(a)、7(b)和7(c)中，线71、73和75代表系数变得低于“1”的情况，而线72、74和76代表系数变为“1”或大于“1”的情况。图7(c)中的线77代表系数SKIQC即使在基本旋转数SPDB以上时也变为“1”的情况。上面的d-轴电流系数SKID、q-轴电流系数SKIQ和q-轴补偿电流系数SKIQC由电动机的特性来确定，并且在基本旋转数SPDB以上或供给电压的条件下主要使用期望输出调节器来进行调节。也应当注意，尽管在基本旋转数SPDB以上的函数由图7(a)至7(c)中的曲线表示，但是所述函数不限于图示的例子，并且例如可以表示为直线。由图6中所示的q-轴补偿电流系数计算单元15计算出的q-轴补偿电流系数SKIQC与图7(a)至7(c)中的特性极为相关，并且在基本旋转数SPDB以上依照旋转数SPD而变化。下面将说明基于q-轴补偿电流系数SKIQC的计算实例。
图8也显示了转子速度|SPD|在基本旋转数SPDB以上的情况，并且显示了下面说明的函数。作为实例，图8对应于转子速度|SPD|在最高旋转数SPDT时的实例，其中q-轴补偿电流系数SKIQC为“1”或更大并且q-轴电流补偿值SDLTIQ的幅值被乘以q-轴补偿电流系数SKIQC。q-轴补偿电流系数SKIQC从转子速度|SPD|的基本旋转数SPDB变化到最高旋转数SPDT是一个特征。
图9显示了用于说明实例中函数的另一个实例，其中转子速度|SPD|在基本旋转数以上。图9对应于q-轴补偿电流系数SKIQC为“1”或更大并且各个d-轴电流命令值的阈值SIDC1、SIDC2和SIDC3都被乘以q-轴补偿电流系数SKIQC的实例。考虑到电动机的特性，可以适当地选择图8中所示的实例和图9中所示的实例。显然，图8和图9中所示的这两个实例也可以组合。在这种情况下，各自的q-轴补偿电流系数SKIQC(SKIQC1和SKIQC2)由q-轴补偿电流系数计算单元15来计算得到。
如上所述，当应用本发明的任一实施例时，磁阻型同步电动机的控制装置通过梯形函数或三角函数来补偿q-轴电流命令，并且能够改进由于电动机转子的磁结构和其材料的磁特性而造成的非线性的电流-转矩特性。因此能够获得与转矩命令值成比例的转矩，并获得具有稳定可控性的电动机的控制装置。也应当注意，尽管用来阐述实施例的每个实例说明了利用梯形或三角函数来执行的控制，但是显然也可以利用具有任何更多个边的多边形函数来适当地处理q-轴电流命令。
Claims (5)
1、一种磁阻型同步电动机的控制装置，其中在转子内包括狭缝形状的缝隙或非磁性材料以在旋转方向上提供磁阻的电平差，并且在所述狭缝形状的缝隙或非磁性材料的一部分上包括永久磁铁以在转子表面上提供磁极性，所述控制装置包括：
q-轴电流计算单元，其计算与主控制器给出的转矩命令值成比例的q-轴电流幅值；
d-轴电流计算单元，其计算与所述转矩命令值成比例的d-轴电流幅值；
速度系数计算单元，其计算依照转子速度而改变的q-轴电流系数和d-轴电流系数；
q-轴电流补偿值计算单元，其通过分别将q-轴电流幅值和q-轴电流系数相乘以及将d-轴电流幅值和d-轴电流系数相乘来计算q-轴电流命令值和d-轴电流命令值，然后其依照基于所述d-轴电流命令值的三角补偿函数或梯形补偿函数来计算q-轴电流补偿值；以及
输出单元，其输出补偿后的q-轴电流命令值，其中，所述计算出的q-轴电流补偿值与所述q-轴电流命令值相加。
2、根据权利要求1所述的磁阻型同步电动机的控制装置，其中所述三角补偿函数是所述d-轴电流命令值(绝对值)的幅度的函数，其中：
当0＜|d-轴电流命令值|≤第一阈值时，所述q-轴电流补偿值增加；并且，
当第一阈值＜|d-轴电流命令值|≤第二阈值时，所述q-轴电流补偿值减少，而且其中所述阈值被设置为：0＜第一阈值＜第二阈值。
3、根据权利要求1所述的磁阻型同步电动机的控制装置，其中所述梯形补偿函数是所述d-轴电流命令值(绝对值)的幅度的函数，其中：
当0＜|d-轴电流命令值|≤第一阈值时，所述q-轴电流补偿值增加；
当第一阈值＜|d-轴电流命令值|≤第二阈值时，所述q-轴电流补偿值为常数；并且
当第二阈值＜|d-轴电流命令值|≤第三阈值时，所述q-轴电流补偿值减少，而且其中所述阈值被设置为：0＜第一阈值＜第二阈值＜第三阈值。
4、根据权利要求1至3中的任意一项所述的磁阻型同步电动机的控制装置，其中通过将所述q-轴电流补偿值与增减系数相乘来计算出所述q-轴电流补偿值，所述增减系数由增减系数计算单元参照基本旋转数以上的所述转子速度来计算得到。
5、根据权利要求1至3中的任意一项所述的磁阻型同步电动机的控制装置，其中所述q-轴补偿电流值通过乘以依照所述转子速度计算出的系数来改变所述d-轴电流命令值(绝对值)的幅度的阈值。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2007195498 | 2007-07-27 | ||
| JP2007-195498 | 2007-07-27 | ||
| JP2007195498A JP5285246B2 (ja) | 2007-07-27 | 2007-07-27 | リラクタンス型同期電動機の制御装置 |
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|---|---|
| CN101355333A true CN101355333A (zh) | 2009-01-28 |
| CN101355333B CN101355333B (zh) | 2013-01-02 |
Family
ID=40157628
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN2008101350929A Active CN101355333B (zh) | 2007-07-27 | 2008-07-25 | 磁阻型同步电动机的控制装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7906923B2 (zh) |
| JP (1) | JP5285246B2 (zh) |
| CN (1) | CN101355333B (zh) |
| DE (1) | DE102008034510B4 (zh) |
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- 2008-07-25 IT ITRM2008A000400A patent/IT1390892B1/it active
- 2008-07-25 CN CN2008101350929A patent/CN101355333B/zh active Active
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ITRM20080400A1 (it) | 2009-01-28 |
| CN101355333B (zh) | 2013-01-02 |
| IT1390892B1 (it) | 2011-10-19 |
| US20090026997A1 (en) | 2009-01-29 |
| DE102008034510B4 (de) | 2018-05-30 |
| JP2009033875A (ja) | 2009-02-12 |
| JP5285246B2 (ja) | 2013-09-11 |
| DE102008034510A1 (de) | 2009-01-29 |
| US7906923B2 (en) | 2011-03-15 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant |