CN101345491A - 变频多相位电压调节器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明为一种变频多相位电压调节器及其控制方法，应用于多相式电压调节器，此多相式电压调节器设置于主板上，且连接至中央处理器，包括下列步骤：检测中央处理器的电流；当中央处理器的电流高于电流参考值时，多相式电压调节器以M相位和第一切换频率对中央处理器供电；以及，当中央处理器的电流低于电流参考值时，多相式电压调节器以N相位和第二切换频率对中央处理器供电。本发明不仅可进行不同相位间的切换，同时加入中央处理器处于低运转负载(轻载)时切换频率的变频机制，因此能够达成电压调节器效率的最佳化。

Description

变频多相位电压调节器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种多相电压调节器及其控制方法，尤其涉及一种在轻载下具有变频机制的多相电压调节器及其控制方法。

背景技术

一般来说，电脑系统内中央处理器(CPU)的电源并不是直接由电源供应器(Power Supply，PSU)提供的，主要原因为中央处理器所需的核心电压Vcore是按照其负载的大小而不断改变，因此，中央处理器所需的核心电压Vcore可能瞬间内增强或减弱，而电源供应器是无法直接对如此突如其来的改变作出反应。为了解决此问题，主板上设有专为中央处理器供电的电压调节器(Voltage Regulator Module，VRM)，其主要由脉冲宽度调制控制单元(Pulse Width Modulation Controller，PWM控制单元)、晶体管(MOSFET)、电感(Choke)及电容(Capacitor)组成。它能感应来自中央处理器所发出的电压电平需求，原理是检测中央处理器的VID信号，并按信号将电压进行调整，不会因电流突如其来的改变，令电压突然骤变，影响中央处理器的运作。简单的来说，PWM控制单元能把输入的电压的变化转换成脉冲信号，监控功率电路的输出状态，并作出实时修正，并控制晶体管所形成的开关，进而掌控电流进出；电感则用为储能整流的元件，在电流通过时将过多的能量暂存起来，或在电流不足时再释放能量，以达到稳定电流的作用；电容则具备蓄电滤波的功能，不单可去除低频杂波，还负责储备电流，确保稳定供电给中央处理器。

请参照图1，其所示为已知电脑主板上的单相式电压调节器(Single-PhaseVoltage Regulator Module)示意图。该单相式电压调节器包括PWM控制单元10、驱动单元(driver)20、功率级电路(power stage circuit)30。其中，PWM控制单元10可以输出脉波信号(PWM)至驱动单元20。

再者，驱动单元20中有引导逻辑电路(steering logic circuit)22以及两个驱动电路(driving circuit)24、26。该引导逻辑电路22根据脉波信号产生第一信号与第二信号，而两个驱动电路24、26分别接收第一信号与第二信号后产生第一驱动信号S1与第二驱动信号S2。

再者，功率级电路30中包括上功率晶体管(upper power FET)M1、下功率晶体管(lower power FET)M2、输出电感(output choke)L、电感等效直流电阻(DC Resistance)Rs、输出电容(output capacitor)Co。其中，上功率晶体管M1漏极(D)连接至电源电压Vcc，上功率晶体管M1栅极(G)接收第一驱动信号S1，上功率晶体管M1源极(S)连接至输出电感L的第一端。下功率晶体管M2漏极(D)连接至输出电感L的第一端，下功率晶体管M2栅极(G)接收第二驱动信号S2，下功率晶体管M1源极(S)连接至接地端(GND)。再者，电感等效直流电阻Rs连接于输出电感L的第二端与核心电压输出端Vcore之间。而输出电容Co连接于核心电压输出端Vcore与接地端(GND)之间。

再者，核心电压输出端Vcore可连接至主板上的电源层(power layer，未示出)，而电源层则接至中央处理器用以提供中央处理器所需的核心电压Vcore；再者，上功率晶体管M1与下功率晶体管M2为n型金属氧化物场效应晶体管(n-MOSFET)，而电源电压Vcc为12V。

由于第一驱动信号与第二驱动信号的驱动，输出电感L以及电感等效直流电阻Rs上会产生输出电流Io至中央处理器。而根据输出电流Io的大小可以得知中央处理器处于高运转负载(重载)或者低运转负载(轻载)。当中央处理器处于高运转负载(重载)时，根据电感等效直流电阻Rs上的检测电压Vs，PWM控制单元10上的反馈逻辑电路(Feedback Logic Circuit)12可以接收检测电压Vs，并增加脉波信号的脉冲宽度(pulse width)以提高输出电流Io；反之，当中央处理器处于低运转负载(轻载)时，根据电感等效直流电阻Rs上的检测电压Vs，PWM控制单元10上的反馈逻辑电路12可以接收检测电压Vs，并减少脉波信号的脉冲宽度，以减少输出电流Io。

再者，虽然上述的脉波信号的脉冲宽度可以改变，但是很明显地脉波信号的频率还是维持恒定值，而此恒定值可称为脉波信号的切换频率(Fsw)。而脉波信号的切换频率是由PWM控制单元10的脚位(pin)外接的电阻R1所决定的。请再参照图1，PWM控制单元中还包括振荡器(Oscillator)11，经由此脚位外接的电阻(R1)即可决定该切换频率的大小。一般来说，振荡器11连接的电阻R1的电阻值越高，切换频率(Fsw)越低，反之，振荡器11连接的电阻R1的电阻值越低，切换频率(Fsw)越高。

再者，所谓电压调节器的相位，就是指由晶体管、电感及电容三个元件组成的PWM电路，愈多的相位表示电压调节器内含愈多的PWM电路。由于现今中央处理器的功耗越来越大，因此现今主板上多会采用由多组晶体管、电感及电容组成的多相式电压调节器。与采用单相或较少相位的电压调节器相比，较多相位的多相式电压调节器能对中央处理器突如其来的负载改变，反应更为敏捷，进而有效提升稳定性，因此现今主板内的多相式电压调节器的相位不断地提高。

请参照图2，其所示为已知电脑主板上的四相式电压调节器示意图。该主板上具有四相电压调节器。该四相式电压调节器包括脉冲宽度调制控制单元40、四条电流提供路径(current providing path)41～44。其中，第一电流提供路径41包括第一驱动单元50与第一功率级电路90；第二电流提供路径42包括第二驱动单元60与第二功率级电路100；第三电流提供路径43包括第三驱动单元70与第三功率级电路110；且，第四电流提供路径44包括第四驱动单元80与第四功率级电路120。再者，PWM控制单元40可以输出四相脉波信号PWM1、PWM2、PWM3、PWM4分别至第一驱动单元50、第二驱动单元60、第三驱动单元70、第四驱动单元80。

再者，第一驱动单元50搭配第一功率级电路90、第二驱动单元60搭配第二功率级电路100、第三驱动单元70搭配第三功率级电路110、以及第四驱动单元80搭配第四功率级电路120后即形成四相电压调节器。再者，四个功率级电路90、100、110、120所输出的核心电压Vcore均连接至主板上的电源层(未示出)，而电源层则接至中央处理器用以提供中央处理器所需的核心电压Vcore。因此，提供给中央处理器的电流是由四相电压调节器根据四个脉波信号PWM1、PWM2、PWM3、PWM4来提供四个输出电流Io1、Io2、Io3、Io4的总合。再者，上述四个驱动单元的电路与图1中驱动单元的电路相同，因此其动作原理不再赘述；同理，上述四个功率级电路的电路与图1中功率级电路的电路相同，因此其动作原理不再赘述。同理，由于振荡器45连接固定值的电阻R1，因此，脉波信号的切换频率(Fsw)还是维持一定值。

随着电压调节器相位数的增加，中央处理器操作频率的安全和稳定也同时提升；然而，在追求中央处理器操作频率的安全和稳定的同时，随着环保意识的高涨和环境资源的枯竭，厂商也必须同时考虑电压调节器的效率。其实电压调节器本身也会拥有阻抗因素，越多相位的电压调节器同时也会带来更多的能源损耗，再加上电压调节器在低负载下有效率偏低的问题，如果电压调节器相位数目越多，低负载的电能损耗越大，如此将造成不必要的资源浪费。

请参照图3A，其所示为电压调节器效率曲线图(以四相供电和八相供电的电压调节器为例)。由该效率曲线图可知，当中央处理器处于高运转负载(重载)时，亦即中央处理器的电流高于特定值I CPUref时，八相供电的电压调节器的效率高于四相供电的电压调节器；然而，当中央处理器处于低运转负载(轻载)时，亦即中央处理器上电流低于特定值I CPUref时，四相供电的电压调节器的效率则高于八相供电的电压调节器。因此，目前一些主板厂商根据此效率曲线图的特性，推出具有节能功能的主板，亦即利用负载检测电路来检测中央处理器的负载，进而决定电压调节器的工作相位数。也就是说，当负载检测电路检测出中央处理器处于高运转负载(重载)时，电压调节器则开启全部的相位来对中央处理器供电，而当负载检测电路检测出中央处理器处于低运转负载(轻载)时，电压调节器则关闭部份的相位来对中央处理器供电，如此一来，在不降低中央处理器效率和稳定的前题下，通过电压调节器供电相位数的切换，可实现电压调节器效率的最佳化。

请参照图3B，其所示为传统具有效率最佳化电压调节器效率曲线图(以四相供电和八相供电的电压调节器为例)。如图所示，在中央处理器处于高运转负载(重载)时(CPU电流高于I CPUref)，电压调节器开启全部八个相位来对中央处理器供电；在中央处理器处于低运转负载(轻载)时(CPU电流低于I CPUref)，电压调节器则只采用四个相位来对中央处理器供电，如此将可得到电压调节器效率的最佳化(图3B实线)。

请参照图4，其所示为传统多相式电压调节器相位数切换控制流程图(以四相供电和八相供电间的切换为例)。首先在步骤41，电脑系统初始化电压调节器，且假设电压调节器的初始相位值为八；在步骤43，电压调节器根据该相位值对中央处理器供电；在步骤45，负载检测电路检测中央处理器的电流是否低于特定值I CPUref；若中央处理器处于低运转负载(轻载)，亦即中央处理器上电流低于特定值I CPUref时，则在步骤47设定电压调节器的相位值为四，然后到步骤43，电压调节器根据该相位值对中央处理器供电；若中央处理器处于高运转负载(重载)，亦即中央处理器上电流高于特定值I CPUref时，则在步骤49设定电压调节器的相位值为八，然后到步骤43，电压调节器根据该相位值对中央处理器供电。

然而，上述具有变频功能的电压调节器，并非处于电压调节器的最佳效率。

发明内容

本发明为一种变频多相位电压调节器，连接至中央处理器，包含：脉冲宽度调制控制单元，产生多个脉波信号，这些脉波信号具有不同的相位，并具有脚位；第一电阻，具有第一端连接所述的脚位，第二端连接到低电压；第二电阻，具有第三端连接所述的脚位；开关晶体管，连接在低电压与第二电阻的第四端之间，并接收使能信号控制；多个电流提供路径，分别接收这些脉波信号后，转换为中央处理器的电流；以及，负载检测电路，内部具有电流参考值，此电流参考值与电流比较后，产生控制信号，而该控制信号控制使能信号来产生第一切换频率或第二切换频率，并使得脉冲宽度调制控制单元输出全部的脉波信号或部分的脉波信号。

根据一个实施例，上述变频多相位电压调节器中，当所述中央处理器的电流大于所述电流参考值时，所述控制信号控制所述使能信号关闭所述开关晶体管，以所述第一电阻值来提供所述第一切换频率，于所述脉冲宽度调制单元的所述脚位，并使得所述脉冲宽度调制控制单元输出全部的所述多个脉波信号；以及，当所述中央处理器的电流小于所述电流参考值时，所述控制信号控制所述使能信号所述开关晶体管，以所述第一电阻与所述第二电阻值来提供所述第二切换频率，于所述脉冲宽度调制单元的所述脚位，并使得所述脉冲宽度调制控制单元输出部分的所述多个脉波信号。

根据一个实施例，上述变频多相位电压调节器中，所述脉冲宽度调制控制单元输出部分的所述多个脉波信号数目为四个，以及全部的所述多个脉波信号数目为八个。

根据一个实施例，上述变频多相位电压调节器中，所述负载检测电路为比较器，当所述中央处理器的电流低于所述电流参考值时，所述比较器产生第一电平的使能信号；当所述中央处理器的电流高于所述电流参考值时，所述比较器产生第二电平的使能信号。

根据一个实施例，上述变频多相位电压调节器中，每一所述电流提供路径还包括：驱动单元，连接所述脉冲宽度调制控制单元，以对应接收任所述脉波信号；以及功率级电路，连接所述驱动单元，以产生所述中央处理器的所述电流。

本发明为一种具有变频多相位电压调节器的主机，包括：中央处理器；以及变频多相位电压调节器，提供电流到中央处理器，包括：脉冲宽度调制控制单元，产生多个脉波信号，上述这些脉波信号具有不同的相位，并具有脚位；第一电阻，具有第一端连接该脚位，第二端连接到低电压；第二电阻，具有第三端连接该脚位；开关晶体管，连接在该低电压与该第二电阻的第四端之间，并接收使能信号控制；多个电流提供路径，分别接收上述这些脉波信号后，转换为该中央处理器的该电流；及负载检测电路，内部具有电流参考值，该电流参考值与该电流比较后，产生控制信号，该控制信号控制该使能信号来产生第一切换频率或第二切换频率，并使得该脉冲宽度调制控制单元输出全部的上述这些脉波信号或部分的上述这些脉波信号。

根据一个实施例，上述具有变频多相位电压调节器的主机中，当所述中央处理器的电流大于所述电流参考值时，所述控制信号控制所述使能信号关闭所述开关晶体管，以所述第一电阻值来提供所述第一切换频率，于所述脉冲宽度调制单元的所述脚位，并使得所述脉冲宽度调制控制单元输出全部的所述多个脉波信号；以及，当所述中央处理器的电流小于所述电流参考值时，所述控制信号控制所述使能信号所述开关晶体管，以所述第一电阻与所述第二电阻值来提供所述第二切换频率，于所述脉冲宽度调制单元的所述脚位，并使得所述脉冲宽度调制控制单元输出部分的所述多个脉波信号。

根据一个实施例，上述具有变频多相位电压调节器的主机中，所述负载检测电路为比较器，当所述中央处理器的电流低于所述电流参考值时，所述比较器产生第一电平的使能信号；当所述中央处理器的电流高于所述电流参考值时，所述比较器产生第二电平的使能信号。

根据一个实施例，上述具有变频多相位电压调节器的主机中，每一所述电流提供路径还包括：驱动单元，连接所述脉冲宽度调制控制单元，以对应接收任一所述脉波信号；以及功率级电路，连接所述驱动单元，以产生所述中央处理器的所述电流。

本发明还提出一种变频多相位电压调节器控制方法，应用于多相式电压调节器，此多相式电压调节器设置于主板上，且连接至中央处理器，包括下列步骤：检测中央处理器的电流；当中央处理器的电流高于电流参考值时，多相式电压调节器以M相位和第一切换频率对中央处理器供电；以及，当中央处理器的电流低于电流参考值时，多相式电压调节器以N相位和第二切换频率对中央处理器供电。

根据一个实施例，上述方法中M大于N，且所述第二切换频率大于所述第一切换频率。

根据一个实施例，上述方法中N为四，M为八。

本发明的电压调节器不仅可进行不同相位间的切换，同时加入中央处理器处于低运转负载(轻载)时切换频率的变频机制，如此将可达成电压调节器效率的最佳化。

附图说明

通过下列附图及说明，可得到对本发明更深入的了解：

图1所示为已知电脑主板上的单相式电压调节器示意图。

图2所示为已知电脑主板上的四相式电压调节器示意图。

图3A所示为电压调节器效率曲线图(以四相供电和八相供电的电压调节器为例)。

图3B所示为传统具有效率最佳化电压调节器效率曲线图(以四相供电和八相供电的电压调节器为例)。

图4所示为传统多相式电压调节器相位数切换控制流程图(以四相供电和八相供电间的切换为例)。

图5所示为具有较高切换频率(Fsw)的电压调节器效率曲线图。

图6所示为本发明控制切换频率的示意图。

图7所示为本发明的电压调节器效率曲线图。

图8所示为本发明的多相式电压调节器相位数及切换频率控制流程图(以四相供电和八相供电间的切换，切换频率300KHz和200KHz的切换为例)。

具体实施方式

由于电压调节器中的电感，亦是电压调节器产生功率损耗的主要元件之一。在电压调节器中的电感，其铁心损耗的公式为：

P_loss，core＝6.44*10-13*Fsw1.18*(Bpk)2.27*V

其中

Bpk＝(1/2)*ΔB＝(L*ILP*108)/(2*A*N)

ILP＝(Vin-Vcore)*D*(1/L)*(1/Fsw)

且Fsw为电压调节器的切换频率；Bpk为电感的磁滞损耗(HysteresisLoss)；V为电感上的电压；ΔB为电感的磁通量(Flux Density)；L为电感的电感值；ILP为电感的输出纹波电流(Ripple Current)；A为电感的截面积；N为电感的铁心匝数；D为电压调节器的占空因数(Duty Cycle)，定义为Vcore/Vin。

由上述的公式可知，提高电压调节器中脉波信号(PWM信号)的切换频率(Fsw)，可降低纹波电流(ILP)；而降低的纹波电流(ILP)进而可降低磁滞损耗(Bpk)；最终，降低的磁滞损耗(Bpk)可降低电感的铁心功率损耗。

然而，根据实际的实验和测量结果，切换频率(Fsw)的提高并不会造成电压调节器效率的全面提升。请参照图5，其所示为具有较高切换频率(Fsw)的电压调节器效率曲线图。此曲线图中包括切换频率(Fsw)为200KHZ的四相供电和八相供电的效率曲线以及切换频率(Fsw)为300KHZ的四相供电的效率曲线。由该效率曲线图可知，当中央处理器处于低运转负载(轻载)时，亦即中央处理器上电流低于特定值I CPUref时，提高切换频率(Fsw)可提高电压调节器的效率；然而，当中央处理器处于高运转负载(重载)时，亦即中央处理器的电流高于特定值I CPUref时，提高切换频率(Fsw)却反而造成电压调节器效率的下降。

因此，本发明的具有变频功能的电压调节器，其主要作法为在中央处理器处于低运转负载(轻载)时，加入变频的机制(提高电压调节器的切换频率(Fsw))，使得电压调节器在中央处理器处于低运转负载(轻载)时更有效率，却不会造成电压调节器在中央处理器处于高运转负载(重载)时效率的下降。

请参照图6，其所示为本发明控制切换频率的示意图。其中，图6与图2最大的差异在于连接至振荡器61上的电阻，因此以下的仅描述振荡器61脚位上的电阻极其MOSFET开关Q1以及负载检测电路65，而其它部分的动作原理予以省略。而本发明实施例即是改变PWM控制单元中振荡器61所连接的电阻值来达成调整切换频率的目的。由图6可知，第一电阻R1的第一端连接至振荡器61，第二端接地(GND)；第二电阻R2的第一端连接至振荡器61；MOSFET开关Q1的漏极(D)连接至第二电阻R2的第二端，MOSFET开关Q1的源极(S)接地(GND)，MOSFET开关Q1的栅极(G)接收使能信号(ENABLE)。再者，负载检测电路65的负极输入端(In-)接收中央处理器电流，而负载检测电路65的正极输入端(In+)接收特定值I CPUref中央处理器电流，而负载检测电路65的比较结果即为使能信号(ENABLE)。

首先，当负载检测电路65检测出中央处理器处于高运转负载(重载)时，此时切换频率(Fsw)必须维持在标准频率(假设200KHz)，如此才能达成电压调节器在重载时的最佳效率，因此，使能信号(ENABLE)必须将MOSFET开关Q1关闭，此时振荡器61才能通过该电阻R1产生具有标准频率值的切换频率(Fsw，假设频率为200KHz)。当负载检测电路65检测出中央处理器处于低运转负载(轻载)时，此时切换频率(Fsw)必须变频至较高频率(假设300KHz)，如此才能达成电压调节器在轻载的最佳效率，因此，使能信号(ENABLE)必须将MOSFET开关Q1开启，此时并联的电阻R1和电阻R2所产生的电阻值显然比第一电阻R1为低，振荡器61才能通过并联的第一电阻R1和第二电阻R2所产生的较低电阻值产生具有较高频率值的切换频率(Fsw，假设频率为300KHz)。

为了保证使能信号(ENABLE)能在中央处理器处于高运转负载(重载)时关闭MOSFET开关Q1，而在中央处理器处于低运转负载(轻载)时开启MOSFET开关Q1，该使能信号(ENABLE)可由该负载检测电路65产生，而该负载检测电路65可由比较器实现。首先，接收中央处理器的电流和该特定值I_CPUref后可等比例的对应至两个电压，该两个电压再分别输入至该比较器的两个输入端。当比较器比较出中央处理器的电流高于该特定值I_CPUref时，该比较器可产生具有低电平的使能信号(ENABLE)用以关闭MOSFET开关Q1，进而变频电路可产生具有标准频率值的切换频率(Fsw，假设频率为200KHz)；当比较器比较出中央处理器的电流低于该参考值I_CPUref时，该比较器可产生具有高电平的使能信号(ENABLE)用以开启MOSFET开关Q1，进而变频电路可产生具有较高频率值的切换频率(Fsw，假设频率为300KHz)。再者，由于利用比较器进行电流的比较并产生使能信号属于简单的现有技术，因此本发明并未限定负载检测电路的形式。

在本发明中，当负载检测电路(比较器)检测出中央处理器处于高运转负载(重载)时，亦即中央处理器上电流高于特定值I_CPUref时，此时不仅设定本发明的电压调节器为八相供电，同时负载检测电路(比较器)产生具有低电平的使能信号(ENABLE)来关闭该MOSFET开关Q1，使得振荡器61可通过该电阻R1产生具有标准频率值的切换频率(Fsw，假设频率为200KHz)；在此组态下(八相供电，切换频率200KHz)，可达成本发明的电压调节器在中央处理器处于高运转负载(重载)时的效率最佳化。当负载检测电路(比较器)检测出中央处理器处于低运转负载(轻载)时，亦即中央处理器上电流低于特定值I_CPUref时，此时不仅设定本发明的电压调节器为四相供电，同时在负载检测电路(比较器)产生具有高电平的使能信号(ENABLE)来开启该MOSFET开关Q1，使得振荡器61可通过该并联的电阻R1和电阻R2产生具有较高频率值的切换频率(Fsw，假设频率为300KHz)；在此组态下(四相供电，切换频率300KHz)，可达成本发明的电压调节器在中央处理器处于低运转负载(轻载)时的效率最佳化。

请参照图7，其所示为本发明的电压调节器效率曲线图(以四相供电和八相供电的电压调节器为例)。由该效率曲线图可知，当中央处理器处于低运转负载(轻载)时，亦即中央处理器上电流低于特定值I_CPUref时，本发明的电压调节器(四相供电，切换频率300Hz)具有轻载时的最佳化的效率；当中央处理器处于高运转负载(重载)时，亦即中央处理器上电流高于特定值I_CPUref时，本发明的电压调节器(八相供电，切换频率200Hz)具有重载时的最佳化的效率(图7实线)。

请参照图8，其所示为本发明的多相式电压调节器相位数及切换频率控制流程图(以四相供电和八相供电间的切换，切换频率300KHz和200KHz的切换为例)。首先在步骤81，电脑系统初始化电压调节器，且假设电压调节器的初始相位值为八且标准切换频率为200KHz；在步骤83，电压调节器根据该相位值和切换频率对中央处理器供电；在步骤85，负载检测电路(比较器)检测中央处理器的电流是否低于特定值I_CPUref；若中央处理器上电流高于特定值I_CPUref，亦即中央处理器处于高运转负载(重载)时，则在步骤87设定电压调节器的相位值为八；在步骤89设定切换频率为200KHz，在步骤83电压调节器根据该相位值和切换频率对中央处理器供电；若中央处理器上电流低于特定值I_CPUref，亦即中央处理器处于低运转负载(轻载)时，步骤91在设定电压调节器的相位值为四；在步骤93设定切换频率为300KHz，在步骤83电压调节器根据该相位值和切换频率对中央处理器供电。

因此，根据中央处理器的负载，本发明的电压调节器不仅可进行不同相位间的切换，同时加入中央处理器处于低运转负载(轻载)时切换频率的变频机制，如此将可达成电压调节器效率的最佳化。

综上所述，虽然本发明已通过优选实施例公开如上，然而其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应以权利要求书所界定的为准。

Claims (12)

1.一种变频多相位电压调节器，连接至中央处理器，其特征是，包含：

脉冲宽度调制控制单元，产生多个脉波信号，所述多个脉波信号具有不同的相位，并具有脚位；

第一电阻，具有连接所述脚位的第一端，以及连接到低电压的第二端；

第二电阻，具有连接所述脚位的第三端；

开关晶体管，连接在所述低电压与所述第二电阻的第四端之间，并接收使能信号控制；

多个电流提供路径，分别接收所述多个脉波信号后，转换为所述中央处理器的电流；以及

负载检测电路，内部具有电流参考值，所述电流参考值与所述电流比较后，产生控制信号，所述控制信号控制所述使能信号来产生第一切换频率或第二切换频率，并使得所述脉冲宽度调制控制单元输出全部的所述多个脉波信号或部分的所述多个脉波信号。

2.根据权利要求1所述的变频多相位电压调节器，其特征是，其中当所述中央处理器的电流大于所述电流参考值时，所述控制信号控制所述使能信号关闭所述开关晶体管，以所述第一电阻值来提供所述第一切换频率，于所述脉冲宽度调制单元的所述脚位，并使得所述脉冲宽度调制控制单元输出全部的所述多个脉波信号；以及，当所述中央处理器的电流小于所述电流参考值时，所述控制信号控制所述使能信号所述开关晶体管，以所述第一电阻与所述第二电阻值来提供所述第二切换频率，于所述脉冲宽度调制单元的所述脚位，并使得所述脉冲宽度调制控制单元输出部分的所述多个脉波信号。

3.根据权利要求2所述的变频多相位电压调节器，其特征是，其中所述脉冲宽度调制控制单元输出部分的所述多个脉波信号数目为四个，以及全部的所述多个脉波信号数目为八个。

4.根据权利要求1所述的变频多相位电压调节器，其特征是，其中所述负载检测电路为比较器，当所述中央处理器的电流低于所述电流参考值时，所述比较器产生第一电平的使能信号；当所述中央处理器的电流高于所述电流参考值时，所述比较器产生第二电平的使能信号。

5.根据权利要求1所述的变频多相位电压调节器，其特征是，其中每一所述电流提供路径还包括：

驱动单元，连接所述脉冲宽度调制控制单元，以对应接收任所述脉波信号；以及

功率级电路，连接所述驱动单元，以产生所述中央处理器的所述电流。

6.一种具有变频多相位电压调节器的主机，其特征是，包括：

中央处理器；以及

变频多相位电压调节器，提供电流到所述中央处理器，包括：

脉冲宽度调制控制单元，产生多个脉波信号，所述多个脉波信号具有不同的相位，并具有脚位；

第一电阻，具有连接所述脚位的第一端，以及连接到低电压的第二端；

第二电阻，具有连接所述脚位的第三端；

开关晶体管，连接在所述低电压与所述第二电阻的第四端之间，并接收使能信号控制；

多个电流提供路径，分别接收所述多个脉波信号后，转换为所述中央处理器的所述电流；及

负载检测电路，内部具有电流参考值，所述电流参考值与所述电流比较后，产生控制信号，所述控制信号控制所述使能信号来产生第一切换频率或第二切换频率，并使得所述脉冲宽度调制控制单元输出全部的所述多个脉波信号或部分的所述多个脉波信号。

7.根据权利要求6所述的具有变频多相位电压调节器的主机，其特征是，其中当所述中央处理器的电流大于所述电流参考值时，所述控制信号控制所述使能信号关闭所述开关晶体管，以所述第一电阻值来提供所述第一切换频率，于所述脉冲宽度调制单元的所述脚位，并使得所述脉冲宽度调制控制单元输出全部的所述多个脉波信号；以及，当所述中央处理器的电流小于所述电流参考值时，所述控制信号控制所述使能信号所述开关晶体管，以所述第一电阻与所述第二电阻值来提供所述第二切换频率，于所述脉冲宽度调制单元的所述脚位，并使得所述脉冲宽度调制控制单元输出部分的所述多个脉波信号。

8.根据权利要求6所述的具有变频多相位电压调节器的主机，其特征是，其中所述负载检测电路为比较器，当所述中央处理器的电流低于所述电流参考值时，所述比较器产生第一电平的使能信号；当所述中央处理器的电流高于所述电流参考值时，所述比较器产生第二电平的使能信号。

9.根据权利要求6所述的具有变频多相位电压调节器的主机，其特征是，其中每一所述电流提供路径还包括：

驱动单元，连接所述脉冲宽度调制控制单元，以对应接收任一所述脉波信号；以及

功率级电路，连接所述驱动单元，以产生所述中央处理器的所述电流。

10.一种变频多相位电压调节器控制方法，应用于多相式电压调节器，所述多相式电压调节器设置于主板上，且连接至中央处理器，其特征是，包括下列步骤：

检测所述中央处理器的电流；

当所述中央处理器的电流高于电流参考值时，所述多相式电压调节器以M相位和第一切换频率对所述中央处理器供电；以及

当所述中央处理器的电流低于所述电流参考值时，所述多相式电压调节器以N相位和第二切换频率对所述中央处理器供电。

11.根据权利要求10所述的方法，其特征是，其中，M大于N，且所述第二切换频率大于所述第一切换频率。

12.根据权利要求10所述的方法，其特征是，其中N为四，M为八。

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