CN101331674A - 电子换向器电路 - Google Patents

Abstract

本发明的电子换向器电路提供了可以嵌入到已知电子换向器电路中以克服其低速转矩限制的强迫换向装置。该强迫换向装置由添加到使用一对晶闸管(1，4)的基本开关级中的强迫换向增加件组成。电容器(3，6)可以预先充电并在放电时同步地补充线圈电压，从而减小换向重叠时段并使有助于晶闸管(1，4)获得正向阻断能力的关断时间最大化。可以使用提供这种电容性放电的两种途径。第一种途径通过将会载送换向后电流的同一晶闸管来起动电容性放电。第二种途径通过辅助晶闸管来起动该电容性放电。

Description

电子换向器电路

技术领域

本发明涉及电子换向器电路，尤其涉及用于采用强迫电子换向的旋转和直线电机(如无刷直流旋转和直线电机之类)的电路。

背景技术

直流旋转电机通常包括由绕线定子环绕的转子。使用一个电子开关电路来根据转子的角位置控制定子绕组中电流的换向。转子提供旋转磁场，旋转磁场可以由永磁铁、具有集电环或无刷励磁电源的传统绕组或者具有适合的励磁电源的超导绕组产生。

英国专利申请2117580公开了一种采用电子开关电路的无刷直流旋转电机。该电子开关电路本质上是仿制用于工业标准叠绕定子的传统电刷和换向器拓扑，其中电刷由晶闸管代替而换向片由相关联的一对晶闸管之间的公共耦合点代替。每对晶闸管中的一个晶闸管的阳极连接到第一直流端，而在该对晶闸管中的另一个晶闸管的阴极连接到第二直流端。具有n个串联线圈的定子绕组具有n个节点，与电子开关电路中的n个公共耦合点交会。这在针对n＝8的情况的图1中示出。

从图1可看出，第一线圈C1通过第一公共耦合点PCC1连接到第二线圈C2和第一对晶闸管开关S1a和S1b。晶闸管S1a的阳极通过第一环“环1”连接到第一直流端DC1，晶闸管S1b的阴极通过第二环“环2”连接到第二直流端DC2。第二线圈C2通过第二公共耦合点PCC2连接到第三线圈C3和第二对晶闸管开关S2a和S2b。晶闸管S2a的阳极通过第一环“环1”连接到第一直流端DC1，晶闸管S2b阴极通过第二环“环2”连接到第二直流端DC2。其余线圈以相应方式连接到第一直流端DC1和第二直流端DC2。

通过无刷直流旋转电机的反电动势(即在定子绕组中感生的电动势)以及通过施加与转子的角位置同步的门脉冲来对晶闸管对换向。在低转子速度下，该反电动势可能不足以用于晶闸管的换向，从而采用了直流直线型的外部换向电路。该外部换向电路也与转子的角位置同步从而与晶闸管对的选通同步。

英国专利申请2117580的无刷直流旋转电机具有如下缺点：

(i)晶闸管对的选通与转子的角位置的同步难于实现并容易发生电磁干扰；以及

(ii)晶闸管对的选通同步和后续换向过程不能精确地与电机的负荷状态相适配。

易于理解，可以得到与在英国专利申请2117580中描述的无刷直流旋转电机等价的一般直线电机。在图1中该无刷直流旋转电机被表示为具有一对环型直流端和环形的开关级阵列，但这些也可以用直线形式来表示以求简洁。

图2中示出了基本定子绕组(多边形绕组或叠绕组)和电子换向器电路的直线形式。电子换向器电路由布置成直线而非环形阵列的多个相同开关级组成。每个开关级包括如图3所示的一对晶闸管1和4。在直流电机处于发电模式下的工作期间，多数时间里直流电流在阵列的第一点处流入定子绕组并在阵列的第二点处流出定子绕组。第二点从第一点移动了大约180电角度。绕组电流在第一点处分岔流入大致相等的两条路径并在第二点处重新会合，如图2所示。为了实现换向，必须将第一点或第二点的位置沿着该阵列索引(index)一步。该索引可以同时地发生，即从第一点到第三点以及从第二点到第四点，或者该索引还可以是相继的，即初始从第一点索引到第三点，然后从第二点索引到第四点。根据众知的自然换向术语，在换向后载送电流的开关器件已知为引入器件，而在换向之前载送电流的器件已知为引出器件。这两个器件的状态发生重叠并反向恢复(reverserecovery)，并且可以采用相位控制。在这种情况下，通过在引入器件的端子正向偏置(阳极相对于阴极为正)的时刻对引入器件施加选通脉冲来导致索引，这样使得引出器件的电源端反向偏置。

在图4和图5中示出了针对相邻开关级的引入和引出晶闸管的一般换向过程。图4示出等价电路定义，图5示出理想换向波形。

参考图4，恒流源“I load”代表要从引出晶闸管换向流出并进入引入晶闸管的电流。换向电流的变化率通过定子绕组的等价电路表示来确定并包括时变换向电压E和具有电感L的换向电抗。引出晶闸管载送电流“I out”并维持电压“V out”。引入晶闸管载送电流“Iin”并维持电压“V in”。

在换向过程的开始引出晶闸管被认为已经连接上但是未选通。当引入晶闸管被选通时，电压“V in”骤降，电流“I in”以速率E/L上升。由于电流源“I Load”恒定，因此电流“I out”以速率E/L减少。使电流“I out”减小到零所用的时间被定义为重叠。在重叠的末端，在引出晶闸管中开始关断过程。关断过程从引出晶闸管的反向恢复开始；首先引出晶闸管反向导通，从而导致电流“I in”超调并且电流变化率由E/L确定。最后，引出晶闸管传导率向反向恢复的末端方向减小，导致电压“V out”向时变换向电压-E方向增加。增加电压“V out”的结果是强迫电流流出引出晶闸管。这时，引出晶闸管不具备正向阻断能力，而是具有反向阻断能力。因此电压“Vout”由于定子绕组中电流的干扰而超调。随着换向继续，引出晶闸管的稳态和暂态正向电压阻断能力增加。

最后，电压“V out”反向，引出晶闸管必须维持该电压。引出晶闸管用来达到所需正向电压阻断能力的总时间已知是关断时间Tq。这是电流“I out”转向负方向与接下来电压“V out”转向正方向之间的时间。如果关断时间Tq足够，那么电流“I out”保持为零而电压“V out”跟随时变换向电压E。然而，如果关断时间Tq不充足，则随着“V out”转为正，电流“I out”将会重新建立，电压“Vout”将转向接通状态，引出晶闸管将不能关断。该故障有时被称作“Tq故障”并会导致引出晶闸管毁坏以及相关设备的灾难性故障。

容易理解，在这种换向中电流“I in”和“I out”的变化率对晶闸管接通损耗、关断损耗和达到正向阻断能力所需的时间(Tq)有重大影响。

在图4中仅示出了每个开关级的一个晶闸管，因为为简明起见假设负载电流“I load”是单向的(如图所示从右到左)。两个晶闸管均具有相同极性，这样除了反向恢复期间以外晶闸管电流都是如图所示从右到左的。然而，在负载电流周期性反向的情况下，每个开关级将结合一对反向极性的晶闸管。

原则上，在将无刷直流旋转电机用于电动机应用的情况下自然换向的晶闸管是理想的。然而，因为电流进入定子绕组的最优点定位在没有足够的线圈电压引起可靠换向的位置处，所以当以低速工作时，性能限制很大。在高电动机转矩和低速时，得到的换向重叠持续时间没有为晶闸管留下足够的时间来达到正向阻断能力。可以采用外部直流线路换向设备来克服自然换向的局限，但这会导致不希望的高幅度转矩脉动并且会产生额外的电源损耗。

发明内容

本发明的电子换向器电路提供可被嵌入于已知电子换向器中以克服其低速转矩限制的强迫换向装置。该强迫换向装置由添加到使用一对晶闸管的基本开关级中的强迫换向增加件组成。电容器可以被预先充电并被同步以在放电时补充线圈电压，从而减小换向重叠时段并使有助于晶闸管获得正向阻断能力的关断时间最大化。可以使用提供这种电容性放电的两种途径。第一种途径通过将会载送换向后电流的同一晶闸管来起动电容性放电。第二种途径通过辅助晶闸管来起动该电容性放电。

更特别地，本发明提供一种用于无刷直流电机的定子绕组的电子换向器电路，该定子绕组具有多个由相同数量的公共耦合点连接的线圈，所述电子换向器电路包括相同数量的开关级，每个开关级连接在每一个公共耦合点与第一和第二直流端之间，并且每个开关级包括用于选择性地把电压释放到定子绕组中的电容性换向强迫装置。每个开关级还包括：第一晶闸管，其阳极连接到第一直流端；第二晶闸管，其阴极连接到第二直流端；与第一晶闸管相关联的第一换向强迫装置，其包括一个连接到公共耦合点以选择性地把电压释放到定子绕组中的第一电容器；和与第二晶闸管相关联的第二换向强迫装置，其包括一个连接到公共耦合点以选择性地把电压释放到定子绕组中的第二电容器。

在本发明的第一方面中，第一换向强迫装置还可以包括一个连接在第一晶闸管的阴极与公共耦合点之间的第一二极管，第一电容器与该第一二极管并联，并且第二换向强迫装置还包括一个连接在第二晶闸管的阳极与公共耦合点之间的第二二极管，第二电容器与该第二二极管并联。

电子换向器电路的一个开关级优选地还包括第一电抗器，该第一电抗器具有初级绕组和与该初级绕组磁耦合的次级绕组。初级绕组具有优选地连接到第一二极管阴极和第二二极管阳极的第一端以及优选地连接到公共耦合点的第二端。

第一电抗器优选地包括一个芯，该芯在一小部分的直流电机额定电机绕组电流下饱和。所述芯饱和将优选地发生在小于额定电机绕组电流10％的电抗器绕组电流下。电抗器绕组电感饱和值还优选地小于在两个相邻耦合点之间测得的定子绕组电感的1％，并最优地为实际可用的尽可能小的值。电抗器绕组电感的不饱和值与电抗器绕组电感的饱和值之比优选地大于10倍，并最优地为实际可用的尽可能大的值。饱和第一电抗器的目的是减小与第一和第二晶闸管相关联的电流的变化率从而减小开关功率损耗。仅在低电流和电流反向的时候才需要减小电流变化率。因此第一电抗器优选地在电子换向器电路工作期间的其它所有时候都不突出。因此希望使用不饱和与饱和电感的最大实用比和最小可能饱和电流。

电子换向器电路还可以包括第二电抗器(优选地具有与上述第一电抗器相同的特性)，该第二电抗器具有初级绕组和与初级绕组磁耦合的次级绕组。第二电抗器的初级绕组具有第一端，第一端优选地连接到不同的一个开关级(即电子换向器电路的与上述第一电抗器不相关联的一个开关级)的第一二极管的阴极和与所述不同的一个开关级相关联的第二二极管的阳极。第二电抗器的初级绕组还包括第二端，第二端优选地连接到与所述不同的一个开关级相关联的公共耦合点。第二电抗器的次级绕组优选地包括第一端和第二端。第一端优选地连接到处在所述一个开关级的第一二极管的阴极与第一电抗器的初级绕组之间的接头上，并且连接到处在所述一个开关级的第二二极管的阳极与第一电抗器的初级绕组之间的接头上。第二端优选地通过第一二极管串或等价二极管连接到所述一个开关级的第一二极管的阳极，并通过第二二极管串或等价二极管连接到所述一个开关级的第二二极管的阴极。

二极管串或等价二极管提供了把电能从不同的一个开关级传送到所述一个开关级的装置，用来对第一和第二电容器充电以提供在所述一个开关级内进行强迫换向的益处。通过在与不同的一个开关级相关联的第二电抗器中的变压器动作并且借助于整流动作或者借助于把第二电抗器的次级绕组的第二端连接到所述一个开关级的第一和第二电容器的二极管串或等价二极管，来发生电能传送。

由于经济方面的原因，可以使用二极管串，因为单个等价二极管不一定会既有足够小的额定电流又有足够高的电压阻断能力。然而，如果可以得到适合的部件，也是可以使用单个等价二极管的。如果使用二极管串，则必须使用工业标准的装置以保证静态和动态均压有效，并在需要时提供N+1串冗余。二极管串和等价二极管的反向恢复参数对于脉冲占空比必须适当。

电流流过饱和电抗器的初级绕组的动作是为了向其次级绕组注入电流。对此的一个附带条件是次级绕组必须连接到具有足够低的负载阻抗的部件。在本发明的电子换向器电路中，二极管串或等价二极管中的一种以及相关联的电容器表现出足够低的负载阻抗以允许电流仅在饱和电抗器绕组电流的第一个半周期中流过第二电抗器的次级绕组，该电容器用于在饱和电抗器初级绕组的第一个半周期内在所述一个开关级中提供强迫换向益处。在饱和电抗器初级绕组电流的另一半周期中，另一个二极管串或等价二极管以及相关联的电容器表现出足够低的负载阻抗以允许电流仅在饱和电抗器绕组电流的另一半周期中流过第二电抗器的次级绕组，该电容器用于在饱和电抗器初级绕组的另一半周期内在所述一个开关级中提供强迫换向益处。

提供电能传送以对所述一个开关级的第一和第二电容器充电的第二电抗器不能处在所述一个开关级的内部，而是处在任何其它适宜的开关级中。一般优选地是第一和第二电容器在充电和强迫换向放电之间的间隔期间不过度放电，并且可以相应选择与第二电抗器相关联的不同的一个开关级和与被第二电抗器充电的第一和第二电容器相关联的所述一个开关级之间的偏差(换言之，即圆形或直线开关级中的间距)。在公共耦合点的相位旋转为单向的情况下，可以配置电抗器相位以及提供充电的电抗器与它们所关联的接受充电的电容器之间的开关级偏差以使换向电容器放电的影响最小化。在公共耦合点的相位旋转是双向的并且转矩要求关于旋转对称的情况下，必须把电抗器相位以及提供充电的电抗器与它们所关联的接受充电的电容器之间的开关级偏差配置得尽可能对称。实际上，必须把提供充电的电抗器与它们所关联的接受充电的电容器之间的开关级偏差配置为一个索引步进(indexing st ep)的最小值。根据特定应用的最优处理，可以把具有不对称转矩要求的双向系统与对称换向电容器充电分开。

所述电子换向器电路还可以包括脉冲变压器，该脉冲变压器具有连接到开关模式电源的初级绕组和磁耦合到初级绕组并具有第一端和第二端的次级绕组。次级绕组的第一端优选地连接到第一二极管的阴极和第二二极管的阳极。脉冲变压器的次级绕组的第二端优选地通过第一二极管串或等价二极管连接到第一二极管的阳极并通过第二二极管串或等价二极管连接到第二二极管的阴极。

通过任何时候都提供充电容量，使用这种开关模式电源和脉冲变压器对第一和第二电容器进行充电具有避免电机旋转速度、方向和转矩敏感性的优点。实际上，可以使用任何适宜数量的开关模式电源来对任何适宜数量的脉冲变压器馈电。脉冲变压器可以结合任何适宜数量的次级绕组。另外，上述第一和第二饱和电抗器可以具有任何适宜数量的次级绕组并且可以与开关模式电源以及被充电的脉冲变压器相结合来使用。

还可以通过至少一个电流隔离的辅助电源对第一和第二电容器进行充电。使用由至少一个电流隔离的辅助电源对第一和第二电容器充电的电子换向器电路的无刷直流电机可以以与英国专利申请2117580的无刷直流旋转电机相类似的方式来工作。然而，本发明的电子换向器电路的能力实质上与定子电压无关从而与轴速或线速度无关。电子换向器电路与定子电压无关这一事实表示，它不会遭受由于控制系统在绕组电压上很不同步而导致的工作问题。当提供多个电源来对每个开关级的第一和第二电容器的特定一个进行充电时，每个电源必须具有其自己的二极管串或等价二极管。

在本发明的第二方面，第一换向强迫装置还可以包括第一辅助晶闸管和第一电容器，它们彼此串联并且与第一晶闸管并联，从而第一辅助晶闸管具有与第一晶闸管相同的极性，并且，第二换向强迫装置还可以包括第二辅助晶闸管和第二电容器，它们彼此串联并且与第二晶闸管并联，从而第二辅助晶闸管具有与第二晶闸管相同的极性。

电子换向器电路的一个开关级优选地还包括第一电抗器，该第一电抗器具有初级绕组和磁耦合到初级绕组的次级绕组。初级绕组具有优选地连接到第一晶闸管阴极和第二晶闸管阳极的第一端以及优选地连接到公共耦合点的第二端。

本发明的第二方面的第一电抗器优选地还包括一个芯，该芯在一小部分的直流电机额定电机绕组电流下饱和。它的其它特性优选地与本发明上述第一方面的第一电抗器的特性相同。

电子换向器电路还可以包括(优选地具有上述第一电抗器的相同特性的)第二电抗器，该第二电抗器具有初级绕组和磁耦合到该初级绕组的次级绕组。初级绕组具有第一端和第二端，第一端优选地连接到不同的一个开关级(即电子换向器电路的与上述第一电抗器不相关联的开关级)的第一晶闸管的阴极和与该不同的一个开关级相关联的第二晶闸管的阳极，第二端优选地连接到与该不同的一个开关级相关联的公共耦合点。

第二电抗器的次级绕组的第一端优选地连接到所述一个开关级的第一晶闸管的阴极与第一电抗器的初级绕组之间的接头上，并连接到所述一个开关级的第二晶闸管的阳极与第一电抗器的初级绕组之间的接头上。

第二电抗器的次级绕组的第二端优选地通过第一二极管连接到第一辅助晶闸管与第一电容器的接头上，并通过第二二极管连接到第二辅助晶闸管与第二电容器之间的接头上。第一和第二二极管提供了一种把电能从不同的一个开关级传送到所述一个开关级的途径，以对第一和第二电容器进行充电来提供在所述一个开关级内强迫换向的益处。从第二电抗器到与所述一个开关级相关联的第一和第二电容器的电能传送一般与上述关于本发明第一方面的电能传送相同。

还可以使用如上面详述的开关模式电源和脉冲变压器和/或至少一个电流隔离的辅助电源来对第一和第二电容器充电。

所述电子换向器电路可以用于具有转子、定子、具有多个由相同数量的公共耦合点连接的线圈的定子绕组的直流旋转电机，这里电子换向器电路的每个开关级被连接在各自的一个公共耦合点与第一和第二直流端之间。

所述电子换向器电路还可以用于包括传送器、定子、具有多个由相同数量的公共耦合点连接的线圈的定子绕组的直流直线电机，这里电子换向器电路的每个开关级被连接在各自的一个公共耦合点与第一和第二直流端之间。

无刷直流电机可以通过任何适合的方法来激励，激励的类型对所述电子换向器电路的工作和益处没有影响。因此该电子换向器电路可以用于径向、轴向和横向磁通的具有集电环或无刷磁场系统、具有传统或者高温超导或低温超导磁场绕组、具有永磁转子的电机以及传统上内外双面式配置的电机。

附图说明

图1是示出现有技术的定子绕组和相关电子换向器的示意图，所述电子换向器仿制了用于工业标准叠绕定子的传统电刷和换向器拓扑，其中电刷由晶闸管代替而换向片由相关联的一对晶闸管之间的公共耦合点代替；

图2是示出直线形式下现有技术的定子绕组和电子换向器电路的示意图；

图3是示出图2的现有技术电子换向器电路的单个开关级的示意图；

图4是示出针对使用一对晶闸管作为开关级的一般换向过程的等效电路定义的示意图；

图5是示出针对图4的一般换向过程的理想换向波形的示意图；

图6A是示出根据本发明的用于无刷直流电机的第一电子换向器电路的示意图；

图6B是示出图6A的第一电子换向器电路结合了脉冲变压器的改型的示意图；

图7到图10是示出图6A的第一电子换向器电路的操作的示意图；

图11是示出当无刷直流电机工作在电动机模式下时图6A的第一电子换向器电路的晶闸管波形的波形图；

图12是更详细地示出图11的晶闸管波形的波形图；

图13是示出当无刷直流电机工作在发电机模式下时图6A的第一电子换向器电路的晶闸管波形的波形图；

图14是示出根据本发明的用于无刷直流电机的第二电子换向器电路的示意图；和

图15到图20是示出图14的第二电子换向器电路的操作的示意图。

具体实施方式

为简明起见，图中没有包括开关辅助网络(有时称为缓冲器)。然而，所属领域的读者将明白实际上所有电子换向器电路都可以包括开关辅助网络以便减少电力电子器件的开关损耗。下面提到的饱和电抗器也将有助于开关辅助网络的整体效果以及提供上述的益处。

虽然下面参照直流旋转电机描述了电子换向器电路，但还可以适用于直流直线电机。在直线电机的情况下，任何使用的术语“转子”都可被术语“传送器”、“移动部件”或其它合适的术语代替。直线电机的定子绕组以及它们与移动部件的电磁关系将会在所有定子和移动部件末端具有不连续性，而下面提到的旋转无刷直流电机具有连续的电磁磁路。

图6A示出用于无刷直流电机的第一电子换向器电路。该电路包括与第一二极管2串联的第一晶闸管1和与第二二极管5串联的第二晶闸管4。第一二极管2和第二二极管5连接到电抗器7的初级绕组8的左侧。初级绕组8的右侧连接到每开关级具有两个线圈的定子绕组的绕组分接头n。第一二极管2以适当的极性连接到初级绕组8以使得电流可以通过第一晶闸管1、第一二极管2和电抗器7的初级绕组8从直流端DC 1流向绕组分接头n。类似地，第二二极管5以适当的极性连接到初级绕组8以使得电流可以通过初级绕组8、第二二极管5和第二晶闸管4从绕组分接头n流向直流端DC2。

如果电抗器7的功能被认为是对其它电子元件进行隔离(第一二极管2假设为短接电路)，则可以理解电抗器的芯被设计来在一小部分的额定电机绕组电流下饱和。当初级绕组8载送的电流小于使电抗器7的芯饱和所需的电流时，初级绕组的电感处于最大。另一方面，当初级绕组8载送的电流大于使电抗器7的芯饱和所需的电流时，初级绕组的电感处于最小。因为由初级绕组8载送的电流起初很低并且初级绕组电感有利于减小第一晶闸管中的接通损耗，所以当第一晶闸管1接通时电抗器7没有饱和。当第一晶闸管1由于电子换向器电路中别处的晶闸管的动作而换向时，初级绕组电感增加而初级绕组8载送的电流接近于零。初级绕组电感有利于减小第一晶闸管1中的接通损耗。电抗器7的功能同样有利于减小第二晶闸管4的接通和关断损耗。

实际上，附加部件的存在使电抗器7的功能变得更复杂。现在描述这些附加部件与电抗器7的相互影响。电子换向器电路包括与第一二极管2并联的第一电容器3和与第二二极管5并联的第二电容器6。定子绕组的相邻绕组分接头n+1连接到一个类似的电抗器7n+1。该电抗器7n+1具有次级绕组9n+1，该次级绕组的输出用于通过第一二极管串10的半波整流效应对第一电容器3充电。次级绕组9n+1的输出还可用于通过第二二极管串11的半波整流效应对第二电容器6充电。容易理解，具有初级和次级绕组的饱和电抗器会象脉冲变压器一样工作，因此能量可以简单地从电抗器7n+1的初级绕组8n+1转换到第一电容器3和第二电容器6。电抗器7的次级绕组9同样可以用于对在该电子换向器电路中与相邻绕组分接头n-1相关联的一对电容器(未示出)充电。

假定第一电容器3和第二电容器6会被充电，现在描述它们关于第一晶闸管1和第二晶闸管4的换向的功能。如果第一电容器3被充电而使得第一二极管2反向偏置，并且为简明起见忽略了初级绕组阻抗，则第一电容器3两端的电压被叠加在图2和3的已知电子换向器电路的第一晶闸管1在正常情况下经受的关断状态电压上。因此，当第一晶闸管1选通时，与图3的已知电子换向器电路的第一晶闸管1所经受的电流增加率相比，第一电容器3两端的电压提高了在第一晶闸管1中的电流增加率。类似地，当第一晶闸管1选通时，第一电容器3两端的电压提高了在引出晶闸管(另外进行描述，但与这个换向相关)中的否则将由已知电子换向器电路的等价晶闸管所经受的电流下降率。第二电容器6两端的电压可以以相同方式用于增强与第二晶闸管4相关联的换向。在第一晶闸管1和第二晶闸管4中的增加的电流变化率导致重叠角度减小，从而与已知电子换向电路相关的晶闸管的关断时间增加。通过电抗器7的适当设计，换向过程的速率可以有效地从转子速度解耦，并且当线圈电压由于其本身不足以导致可靠的自然换向时还可以在低轴速下可靠地对大电流强迫换向。

上述电子换向器电路可能会有在反向变速驱动应用中不可接受的方向敏感性。在这种电机中换向顺序一次索引一个开关级，例如根据图6A的标记习惯为绕组分接头n-1、绕组分接头n、绕组分接头n+1、绕组分接头n+2等等。在这种电子换向器电路中，本质上第一电容器3和第二电容器6充电分别适当早于第一晶闸管1和第二晶闸管4的选通。因此在从绕组分接头n+2换向到绕组分接头n+1期间(即恰在从绕组分接头n+1换向到绕组分接头n之前的那个换向)将会更有效地对这些电容器充电，从而使电容器充电与切换放电(switcheddischarge)之间的时段最小化并减小了电容器过早放电的风险。在这种情况下，充电与切换放电之间的间隔可能与一个定子绕组节距的角距相关。由于每个电抗器7在直流电机转子的每个周转中经历两次换向，并且在定子基频处每个换向之间的间隔是180度，因此，如果直流电机反向旋转，那么在切换放电之前电容器充电会达到180度减去一个定子绕组节距的角距。

可以通过使用处在定子基频大约90度处的电抗器来克服方向敏感性以对第一电容器3和第二电容器6充电。实际上，电抗器的次级绕组与相关第一和第二电容器之间的角位移可以设置为定子绕组节距的任何适宜的整数倍。而且，可以采用多个次级绕组来对第一电容器3和第二电容器6充电。在这种情况下，对于每个次级绕组，每个电容器可能都需要二极管串。

第一二极管串10和第二二极管串11必须具有足够的正向电压降来防止负载电流的过量部分从第一二极管2和第二二极管5转移到电抗器7n+1的次级绕组9n+1中。当第一二极管2和第二二极管5载送负载电流时，转移到次级绕组9n+1中的负载电流部分必须大大小于使电抗器7n+1饱和所需的电流。

另一种避免方向敏感性的方式是采用电流隔离的辅助电源(未示出)来对第一电容器3和第二电容器6充电。可以采用脉冲变压器进行电流隔离，脉冲变压器的次级可用来代替电抗器7的次级绕组9。可以采用任何适宜数量的脉冲变压器和电源，这些脉冲变压器除了公共初级绕组外还包括必要数量的次级绕组。图6B示出图6A的电子换向器电路的变型，其中使用开关模式电源20对具有初级绕组19的脉冲变压器18提供交流电压。图6A的电子换向器电路的次级绕组9和9n+1被调换成脉冲变压器18，从而电能可以从开关模式电源20变换到次级绕组9和9n+1。实际上，脉冲变压器18可以安装适宜数量的次级绕组。例如，可以对脉冲变压器18安装四个次级绕组9、9n+1、9n+2和9n+3，对第二个脉冲变压器(未示出)安装四个次级绕组9n+4、9n+5、9n+6和9n+7，等等。脉冲变压器18可以在相对高的脉冲重复频率下工作，比如大约20kHz，以使其物理尺寸最小化并简化绝缘设计。脉冲变压器18的设计是这样一种折衷，即通过具有实际可得的尽可能多的次级绕组来初始减小成本并初始简化设备，直到达到由于具有太多次级绕组而使得脉冲变压器次级绕组的绝缘、终止、制造和安装变得过于复杂的程度。图6B中未示出的一种简化的装置是从单个开关模式电源向多个脉冲变压器的初级绕组供电。每个脉冲变压器可能具有适宜数量的次级绕组，而开关模式电源会从功率额定的规模节约效应中获益。

现在将参照图7到图10进一步描述第一电子换向器电路的操作。该操作是在针对与定子绕组的绕组分接头n相关联的第一开关级和与定子绕组的相邻绕组分接头n+1相关联的第二开关级的一般情况下示出的。布置换向顺序来索引定子绕组中的绕组电流流出和流入点，同时和与直流电机转子相关联的磁场旋转保持同步。下面描述的情形是来自第一晶闸管的负载电流转换到第二晶闸管而同时电流继续流过第三晶闸管。

实际上，在定子绕组的流出点处发生的换向顺序与在定子绕组的流入点处发生的换向顺序无关。在流出和流入点处的换向可以同时发生，或者流入点的换向可以在流出点的换向的前面，反之亦然，但是时序偏差(timing skew)绝对不能足够大到使环流环绕流过该多边形绕组。无论如何，换向顺序是相同的。因此参照图7到图10的详细描述集中在从与第一绕组分接头n相关联的第一晶闸管1n到与相邻绕组分接头n+1相关联的第一晶闸管1n+1的换向。从与第一绕组分接头n相关联的第二晶闸管4n到与相邻绕组分接头n+1相关联的第二晶闸管4n+1的换向除了电流和电压的极性反向之外都是相同的。当在定子绕组的流入点处的换向从第一晶闸管1n换到第一晶闸管1n+1时，随后在定子绕组流出点处的换向从第二晶闸管4n+m换到第二晶闸管4n+m+1，这里m是根据在特定多边形绕组或叠绕组中的公共耦合点数量的一半的偏移。由于连续的换向导致定子绕组的流入和流出点的索引，因此流入点最后会成为定子基频180度的流入点。

在换向之前，假设绕组电流流过定子绕组，在定子绕组中一个流入点处流入并在定子绕组中一个流出点处流出，如图2所示。换向起始点在图7中示出。与绕组分接头n+1相关联的电容器3n+1被充电到初始电压Vcapacitor并连接至定子绕组中传入负载电流的那一点。与电容器3n+1相关联的晶闸管1n+1经受一个与电容器电压Vcapacitor与线圈电压Vcoil之和相等的正向电压Vthyri stor。即使在线圈电压Vcoil可能不能正常地足以自身促进与绕组分接头n+1相关联的晶闸管1n+1快速接通时，电容器电压Vcapac itor的存在也能使该晶闸管在被选通时快速接通。

如图8所示，通过启动(firing)晶闸管1n+1来起动电流换向。随着晶闸管1n+1经受的正向电压Vthyristor骤降，电压施加到电抗器7n+1，电流以低的初始变化率(di/dt)开始增加。电流进一步增加直到电抗器7n+1饱和(在一部分的额定电机绕组电流下)，并且电流变化率(di/dt)由于电抗器的电感减小而增加。电流最初通过电容器3n+1，导致电容器放电一直到电流传送到二极管2n+1。这最终引起如图9所示定子绕组在绕组分接头n与绕组分接头n+1之间的线圈中的电流反向。

随着换向过程继续，晶闸管1n中的电流减小到零。二极管2n被选择来具有比晶闸管1n更快的反向恢复，因此它在晶闸管1n完全反向恢复之前就开始支持反向电压。这保证了在晶闸管1n中的反向恢复损失最小化，然而线圈电压Vcoi l必须保持为正以便晶闸管1n有足够长的时间充分恢复从而避免关断时间(Tq)故障。二极管2n和晶闸管1n的恢复过程由饱和电抗器7n进行辅助，该饱和电抗器的电感导致晶闸管1n中的电流变化率(di/dt)随着电流接近于零以及电抗器芯去饱和而减小。这减小了反向恢复电流。图10示出换向过程结束后开关级的状态。

直流电机在电动机模式下操作时(即电流通过电子换向器电路供给定子绕组的串联线圈时)的晶闸管波形具有类似于如图11所示的波形。晶闸管被反向偏置的时间部分(标记为“A”)相对较小，并且电压纹波取决于定子绕组中线圈的数量。清楚地示出了晶闸管的软反向恢复电流。标记为“B”的波形部分代表电荷注入相关电容器使得晶闸管电压Vthyri stor上升的时间。标记为“C”的波形部分代表晶闸管选通时的时刻。标记为“D”的波形部分代表晶闸管的软反向恢复电流。在图12中，图11的波形已经进一步扩大为更好地示出换向过程，尤其是晶闸管关断时间Tq和重叠μ。

直流电机在发电机模式下操作时(即从定子绕组的串联线圈通过电子换向器电路提供电流时)的晶闸管波形具有类似于如图13所示的波形。晶闸管被反向偏置的时间部分(标记为“A”)相对较大。清楚地示出了晶闸管的软反向恢复电流。标记为“B”的波形部分代表电荷注入相关电容器使得晶闸管电压Vthyri stor上升的时间。标记为“C”的波形部分代表晶闸管选通时的时刻。标记为“D”的波形部分代表晶闸管的软反向恢复电流。

在既能用于传动又能用于发电应用的直流电机中，直流端电流是单向的，其极性由晶闸管相对于所关联的直流端的极性确定。可以通过调整晶闸管相对于转子位置的启动点来实现电动机和发电机模式的控制，从而允许根据已知的晶闸管逆变器相控原理来对直流端电压的平均值进行调整和反向。这允许晶闸管被反向偏置的时间部分被调节。还可以通过相控来相对于直流端电压的极性控制旋转方向。还可以通过以外部装置(比如能够整流和逆变的晶闸管馈电电桥)调整直流端电流来控制直流电机的工作点。

因此电子换向的直流电机可以以下面的模式来工作：

(i)作为一个其直流输出电压近似正比于其绕组电压的发电机；

(ii)作为一个可以相对于其绕组电压调整其直流输出电压并因此用于对直流侧故障电流进行自限制的发电机；

(iii)作为一个其直流端电压近似正比于其绕组电压的电动机；

(iv)作为一个可以相对于其绕组电压调整其直流端电压并因此用于主动控制其工作性能或有助于其工作性能的控制的电动机；或者

(v)作为一个通过相对于其绕组电压进行直流端电压幅度和极性的调节并因此用于众知的“四象限”应用的既能传动又能发电的电机。

图14示出用于直流电机的第二电子换向器电路。该电路包括连接到电抗器7的初级绕组8的左侧的第一晶闸管1和第二晶闸管4。初级绕组8的右侧连接到定子绕组的绕组分接头n。第一晶闸管1以适宜的极性连接到初级绕组8以便电流可以通过第一晶闸管和电抗器7的初级绕组8从直流端DC1流向绕组分接头n。类似地，第二晶闸管4以适宜的极性连接到初级绕组以便电流可以通过初级绕组8和第二晶闸管从绕组分接头n流向直流端DC2。

电抗器7以与上述第一电子换向器电路的电抗器相同的方式运作。类似地，第一电容器12和第二电容器15除了它们的开关放电是通过分别选通第三辅助晶闸管14和第四辅助晶闸管17来起动以外，它们以与上述第一电子换向器电路的第一电容器3和第二电容器6相同的方式运作。由于辅助晶闸管14和17的启动动作导致第一晶闸管1和第二晶闸管4瞬时反向偏置，因此第一和第二晶闸管的选通必须相对于辅助晶闸管的启动而被瞬时延迟，以使得它们可以变成正向偏置并可靠地接通，从而分别使辅助晶闸管14和17换向。第一晶闸管1和第二晶闸管4的功能或者可参照如上述第一电子换向器电路所描述的那样。

第一二极管13和第二二极管16的功能恰如分别针对第一电子换向器电路的二极管串10和11所描述的那样，但是这里不需要串联的二极管串来产生高的正向电压降，因为辅助晶闸管14和17的换向导致了电流可从电抗器7n+1的次级绕组9n+1中转换出。

还可以使用脉冲变压器电流隔离电源来执行第一电容器12和第二电容器15的充电，如上面参照第一电子换向器电路所详述的那样。

现在将参照图15到20进一步描述第二电子换向器电路的操作。该操作是在针对与定子绕组的绕组分接头n相关联的第一开关级和与定子绕组的相邻绕组分接头n+1相关联的第二开关级的一般情况下示出的。再一次布置换向顺序来索引定子绕组中的绕组电流流出和流入点，同时和与直流电机转子相关联的磁场旋转保持同步。下面描述的情形是来自第一晶闸管的负载电流换向到第二晶闸管而同时电流继续流过第三晶闸管。由辅助晶闸管来起动换向。

在换向之前，假设绕组电流流过定子绕组，在定子绕组中一个流入点处流入并在定子绕组中一个流出点处流出，如图2所示。换向起始点在图15中示出。电容器12n+1被充电到初始电压Vcapacitor并连接至定子绕组中传入负载电流的那一点。与电容器12n+1相关联的辅助晶闸管14n+1经受一个与电容器电压Vcapacitor与线圈电压Vcoil之和相等的正向电压Vaux_thyristor。即使在线圈电压Vcoil可能不能正常地足以自身促进辅助晶闸管14n+1快速接通时，电容器电压Vcapacitor的存在也能使该辅助晶闸管在被选通时快速接通。

如图16所示，通过启动辅助晶闸管14n+1来起动电流换向。随着辅助晶闸管14n+1经受的正向电压Vaux_thyristor骤降，电压施加到电抗器7n+1，电流以低的初始变化率(di/dt)开始增加。该电流流过辅助晶闸管14n+1和电容器12n+1。该电流进一步增加直到电抗器7n+1饱和(在一部分的额定电机绕组电流下)，并且电流变化率(di/dt)由于电抗器的电感减小而增加。随着该电流增加，绕组分接头n中来自晶闸管1n的电流减小。流过电容器12n+1的电流导致电容器电压Vcapacitor减小。

流过电容器12n+1的电流最终导致电容器电压Vcapacitor反向，从而导致晶闸管1n+1变为正向偏置，也导致电流流过二极管13n+1和与其相关联电抗器7n+2的次级绕组，如图17所示。电容器电压Vcapacitor中的这种反向由适合的控制装置(未示出)感测并可以导致晶闸管1n+1被选通。因此晶闸管14n+1换向而绕组电流传入晶闸管1n+1。而且如图18所示在二极管13n+1及其相关联电抗器7n+2中电流中断。晶闸管1n+1中流过的电流的继续增加最终引起定子绕组在绕组分接头n与绕组分接头n+1之间的线圈中的电流反向，如图19所示。接着是如图20所示的晶闸管1n的反向恢复。

线圈电压Vcoil必须保持为正以便晶闸管1n有足够长的时间充分恢复从而避免关断时间(Tq)故障。晶闸管1n的恢复过程由饱和电抗器7n进行辅助，该饱和电抗器的电感导致晶闸管1n中的电流变化率(di/dt)随着电流接近于零以及电抗器芯去饱和而减小。该晶闸管波形类似于如图11到13所示的第一电子换向器电路中的波形。主要差别是晶闸管14n+1的瞬时反向偏置是在它的接通之前。

第二电子换向器电路提供了一种与第一电子换向器电路具有相同的操作能力和特性的直流电机。

Claims (19)

1.一种用于无刷直流电机的定子绕组的电子换向器电路，所述定子绕组具有多个由相同数量的公共耦合点(绕组分接头n，绕组分接头n+1)所连接的线圈，所述电子换向器电路包括相同数量的开关级，每个开关级连接在每一个公共耦合点(绕组分接头n，绕组分接头n+1)与第一和第二直流端(DC1，DC2)之间，并且每个开关级包括用于选择性地把电压释放到定子绕组中的电容性换向强迫装置。

2.如权利要求1所述的电子换向器电路，其中每个开关级还包括：

第一晶闸管(1)，其阳极连接到所述第一直流端(DC1)；

第二晶闸管(4)，其阴极连接到所述第二直流端(DC2)；

与第一晶闸管(1)相关联的第一换向强迫装置，其包括一个连接到公共耦合点(绕组分接头n)以选择性地把电压释放到定子绕组中的第一电容器(3)；和

与第二晶闸管(4)相关联的第二换向强迫装置，其包括一个连接到公共耦合点(绕组分接头n)以选择性地把电压释放到定子绕组中的第二电容器(6)。

3.如权利要求2所述的电子换向器电路，其中所述第一换向强迫装置还包括一个连接在所述第一晶闸管(1)的阴极与公共耦合点(绕组分接头n)之间的第一二极管(2)，并且所述第一电容器(3)与所述第一二极管(2)并联，以及其中所述第二换向强迫装置还包括一个连接在所述第二晶闸管(4)的阳极与公共耦合点(绕组分接头n)之间的第二二极管(5)，并且所述第二电容器(6)与所述第二二极管(5)并联。

4.如权利要求3所述的电子换向器电路，其中一个开关级还包括一个第一电抗器(7)，该电抗器(7)具有：

初级绕组(8)，其第一端连接到所述第一二极管(2)的阴极和所述第二二极管(5)的阳极，其第二端连接到所述公共耦合点(绕组分接头n)，和

次级绕组(9)，磁耦合到所述初级绕组(8)。

5.如权利要求4所述的电子换向器电路，其中所述第一电抗器(7)包括一个芯，所述芯在一小部分的直流电机额定电机绕组电流下饱和。

6.如权利要求4或5所述的电子换向器电路，还包括一个具有初级绕组(8n+1)和次级绕组(9n+1)的第二电抗器(7n+1)，初级绕组(8n+1)具有第一端和第二端，第一端连接到与不同的一个开关级相关联的第一二极管的阴极和与不同的一个开关级相关联的第二二极管的阳极，第二端连接到与所述不同的一个开关级相关联的公共耦合点(绕组分接头n+1)，并且

次级绕组(9n+1)磁耦合到所述初级绕组(8n+1)，次级绕组(9n+1)的第一端连接到：

(i)处于所述一个开关级的第一二极管(2)的阴极与所述第一电抗器(7)的初级绕组(8)之间的接头，和

(ii)处于所述一个开关级的第二二极管(5)的阳极与所述第一电抗器(7)的初级绕组(8)之间的接头，并且

次级绕组(9n+1)的第二端：

(i)通过第一二极管串或等价二极管(10)连接到所述第一二极管(2)的阳极，和

(ii)通过第二二极管串或等价二极管(11)连接到所述第二二极管(5)的阴极。

7.如权利要求4到6中任一个所述的电子换向器电路，还包括脉冲变压器(18)，该脉冲变压器(18)具有连接到开关模式电源(20)的初级绕组(19)和磁耦合到该初级绕组(19)的次级绕组(9n+1)，所述次级绕组(9n+1)具有第一端和第二端，第一端连接到所述第一二极管(2)的阴极和所述第二二极管(5)的阳极，第二端通过第一二极管串或等价二极管(10)连接到所述第一二极管(2)的阳极并且通过第二二极管串或等价二极管(11)连接到所述第二二极管(5)的阴极。

8.如权利要求6或权利要求7所述的电子换向器电路，其中所述不同的一个开关级与关联到所述第一电抗器(7)的所述一个开关级相邻。

9.如权利要求6或权利要求7所述的电子换向器电路，其中所述第一电抗器(7)与关联到所述不同的一个开关级的所述第二电抗器(7n+1)被偏移开关级的整数倍。

10.如权利要求2所述的电子换向器电路，其中所述第一换向强迫装置还包括第一辅助晶闸管(14)和第一电容器(12)，它们彼此串联并且与所述第一晶闸管(1)并联以使第一辅助晶闸管(14)与所述第一晶闸管(1)具有相同的极性，并且其中所述第二换向强迫装置还包括第二辅助晶闸管(17)和第二电容器(15)，它们彼此串联并且与所述第二晶闸管(4)并联以使第二辅助晶闸管(17)与所述第二晶闸管(4)具有相同的极性。

11.如权利要求10所述的电子换向器电路，其中一个开关级还包括第一电抗器(7)，该第一电抗器(7)具有

初级绕组(8)，其第一端连接到所述第一晶闸管(1)的阴极和所述第二晶闸管(4)的阳极，其第二端连接到所述公共耦合点(绕组分接头n)，和

第二绕组(9)，磁耦合到所述初级绕组(8)。

12.如权利要求11所述的电子换向器电路，其中所述第一电抗器(7)包括一个芯，所述芯在一小部分的直流电机额定电机绕组电流下饱和。

13.如权利要求11或权利要求12所述的电子换向器电路，还包括一个具有初级绕组(8n+1)和次级绕组(9n+1)的第二电抗器(7n+1)，初级绕组(8n+1)具有第一端和第二端，第一端连接到与不同的一个开关级相关联的第一晶闸管的阴极和与不同的一个开关级相关联的第二晶闸管的阳极，第二端连接到与所述不同的一个开关级相关联的公共耦合点，并且

次级绕组(9n+1)磁耦合到所述初级绕组(8n+1)，次级绕组(9n+1)的第一端连接到：

(i)处于所述一个开关级的第一晶闸管(1)的阴极与所述第一电抗器(7)的初级绕组(8)之间的接头，和

(ii)处于所述一个开关级的第二晶闸管(4)的阳极与所述第一电抗器(7)的初级绕组(8)之间的接头，并且

次级绕组(9n+1)的第二端：

(i)通过第一二极管串或等价二极管(13)连接到所述第一辅助晶闸管(14)与所述第一电容器(12)的接头上，和

(ii)通过第二二极管串或等价二极管(16)连接到所述第二辅助晶闸管(17)和所述第二电容器(15)的接头上。

14.如权利要求11到13中任一个所述的电子换向器电路，还包括脉冲变压器，该脉冲变压器具有连接到开关模式电源的初级绕组和磁耦合到该初级绕组的次级绕组，所述次级绕组具有第一端和第二端，第一端连接到所述第一晶闸管的阴极和所述第二晶闸管的阳极，第二端通过第一二极管串或等价二极管连接到所述第一辅助晶闸管与所述第一电容器的接头上并且通过第二二极管串或等价二极管连接到所述第二辅助晶闸管和所述第二电容器的接头上。

15.如权利要求13或权利要求14所述的电子换向器电路，其中所述不同的一个开关级与关联到所述第一电抗器(7)的所述一个开关级相邻。

16.如权利要求13或权利要求14所述的电子换向器电路，其中所述第一电抗器(7)与关联到所述不同的一个开关级相关联的所述第二电抗器(7n+1)被偏移开关级的整数倍。

17.如权利要求2到16中任一个所述的电子换向器电路，其中由至少一个电流隔离的辅助电源对所述第二和第二电容器(12，15)充电。

18.一种无刷直流旋转电机，包括定子、转子、具有多个由相同数量的公共耦合点所连接的线圈的定子绕组、以及根据前述任一权利要求所述的电子换向器电路，其中所述电子换向器电路的每个开关级连接在每一个公共耦合点与所述第一和第二直流端之间。

19.一种直流直线电机，包括传送器、定子、具有多个由相同数量的公共耦合点所连接的线圈的定子绕组、以及根据权利要求1到17中任一个所述的电子换向器电路，其中所述电子换向器电路的每个开关级连接在每一个公共耦合点与所述第一和第二直流端之间。

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