CN101330273A - 基于有功电流分量的通用变频器自动提升转矩的方法 - Google Patents

Abstract

基于有功电流分量的通用变频器自动提升转矩的方法，涉及变频器控制技术，它为了克服对通用变频器起动转矩，低频带负载能力的方法存在计算复杂、定子磁路易饱和进而导致过补偿的缺点而提出的，它通过下述步骤实现：根据当前运行频率，得到参考输出电压E₁ ^*和电压矢量旋转角θ₁；根据电压矢量旋转角θ₁和采样得到的逆变器输出电流i_U和i_W获得有功电流i_d，进而得到电压幅值补偿量V_b；SVPWM信号发生器根据所述参考输出电压E₁ ^*和电压幅值补偿量V_b相叠加得到的调整电压生成调制信号控制变频器。它的有益效果在于能根据负载的轻重自动地调节电压幅值补偿量的大小，达到自动提升转矩的目的，能明显改善通用变频器控制的感应电机的低速带载性能。广泛适应于现有通用变频器控制。

Description

基于有功电流分量的通用变频器自动提升转矩的方法

技术领域

本发明涉及变频器控制技术，具体涉及一种提高VVVF(变压变频)开环控制算法性能的启动和低速带负载能力的变频器控制方法。

背景技术

VVVF(变压变频)控制由于使用时无须依赖于电机参数，具有简单、可靠、低成本等优点，在交流调速领域得到广泛的应用。目前，VVVF系统是使用最为广泛的变频器控制系统。

VVVF(变压变频)控制变频调速时改变的是同步旋转速度n₀，根据感应电机的稳态模型可知电机的转矩为：

其中的Φ_m为电机磁通。根据交流磁通产生的原理，Φ_m＝kE₁/f₁，其中E₁和f₁分别为电机的相反电动势电压和频率，k为一常数，当保持E₁和f₁之比E₁/f₁为常数时即可保持恒磁通调速。但是由于E₁难于测量，所以经常采用相电压V₁来近似代替E₁，即保持V₁/f₁为常数，就认为已经实现恒磁通，而如图1所示的感应电机的稳态等效电路可知V₁与E₁的关系为V₁＝E₁+R₁i₁，其中R₁和i₁分别为定子电阻和定子电流。在高频段(一般在额定转速的10％以上)感应电势E₁大，定子阻抗压降R₁i₁相对很小可以忽略不计；而在低频段感应电势E₁小，定子电阻压降R₁i₁相对较大不能忽略，特别是当负载比较重时，电机电流i₁比较大，从而使得定子电阻压降R₁i₁进一步增大，所以当用V₁/f₁近似代替E₁/f₁时，在低频段会使磁通Φ_m减小，从而使电机输出转矩减小，带负载能力变差。为了保证低频时依然能获得额定磁通和相应的输出转矩，在低频段应适当提高输出电压V₁，以补偿R₁i₁的影响，由于在不同负载情况下电压V₁的提升值并不同，重载时提升值大，轻载时提升值小，如果提升值不准确，很容易造成过流故障或不能正常带载起动。所以需要一种自动转矩提升的方法。

从目前的发展技术来看，提高通用变频器起动转矩，改善低频带负载能力，对定子电阻进行补偿的方法主要有以下两种：1)矢量补偿：矢量补偿是按照电机输入电压和输入电流之间的三角关系来计算定子电压给定值的，从幅值和相角两方面来修正定子电压V₁。矢量补偿虽然准确，但是定子电流矢量

和定子电压矢量之间的夹角不易获得，且计算复杂，难以实现。2)标量补偿：标量补偿只修正定子电压矢量

的幅值，即 $V_1=E_1^{*}+V_b,$ 式中：E₁ ^*是定子反电动势的给定值，由频率给定值f₁和压频比V/f相乘产生；V_b是电压幅值的补偿量。通常取V_b＝i₁R₁，但工程实践表明这种补偿方法容易导致磁通Φ_m饱和，电流增大，而电机的带负载能力没有明显提高，尤其当负载突降时，定子磁路饱和现象更明显，所以这种标量补偿策略容易导致过补偿；当取V_b＝i_1qR₁时，其中i_1q是定子电流解耦后的转矩电流。此种方法能明显提高电机的带负载能力，但需要进行转子磁链定向来实现电流的解耦，对电机参数敏感，且计算量大。综上所述现有的提高通用变频器起动转矩，改善低频带负载能力，对定子电阻进行补偿的方法普遍存在计算复杂、实现困难、定子磁路易饱和容易发生过补偿的缺点。

发明内容

本发明为了克服现有提高通用变频器起动转矩，改善低频带负载能力，对定子电阻进行补偿的方法普遍存在计算复杂、实现困难、定子磁路易饱和容易发生过补偿的缺点，而提出的一种基于有功电流分量的通用变频器自动提升转矩的方法。

基于有功电流分量的通用变频器自动提升转矩的方法，实现该方法基于由SVPWM信号发生器1、逆变器2、坐标变换器3、定子电阻模块4、加法器5、积分器6、压频比模块7和两个电流传感器8组成的装置；SVPWM信号发生器1的六个输出端分别连逆变器2的六个控制端，坐标变换器3的W相和U相两个信号输入端分别连接一个电流传感器8，所述两个电流传感器8相对应地测量逆变器2输出的W相和U相的工作电流，坐标变换器3的信号输出端通过定子电阻模块4连接在加法器5的一个正向输入端，加法器5的输出端连接SVPWM信号发生器1的一个输入端；积分器6的输入端与压频比模块7的输入端相连，积分器6的输出端分别连接SVPWM信号发生器1的另一个输入端和坐标变换器3的电压矢量角度输入端；压频比模块7的输出端与加法器5的另一个正向输入端相连；

本方法通过下述步骤实现：

步骤一：根据压频比模块7提供的压频比V/f和当前运行频率f₁，依据公式： $E_1^{*}=f_1*V/f,$ 得到参考输出电压E₁ ^*；

步骤二：通过两个电流传感器8对逆变器2的U相和W相两个输出端的输出电流i_U和i_W的幅值和相位进行采样；

步骤三：将定子频率f₁通过积分器6积分变换获得电压矢量旋转角度θ₁，根据所述电压矢量旋转角度θ₁将步骤二获得的电流i_U和i_W的幅值和相位通过坐标变换器3进行坐标变换，获得旋转坐标系下的有功电流i_d；

步骤四：根据公式：V_b＝i_dR₁，得到电压幅值的补偿量V_b，其中参数R₁为定子电阻模块4给定的定子电阻；

步骤五：将参考输出电压E₁ ^*和电压幅值的补偿量V_b通过加法器5进行叠加得到提升后的调整电压V₁并输入SVPWM信号发生器1；

步骤六：SVPWM信号发生器1根据加法器5输出的调整电压V₁和积分器6输出的电压矢量的旋转角度θ₁生成调制信号，并通过逆变器2控制变频器。

本发明的有益效果在于在实施这种自动转矩提升的过程中，仅需知道定子电阻R₁的大致范围，无须转速和电流控制器，通过与电流有功分量i_d相乘，作为输出电压的补偿量V_b，能明显改善通用变频器控制的感应电机的低速带载性能。因为没有采用常规的电流、转速调节器，使得系统的实现十分简单，鲁棒性强，可适应不同种类的感应电机。当负载比较轻时，电机有功电流i_d比较小，根据本补偿方法得到的电压幅值补偿量V_b＝i_dR₁相应也比较小；而当负载增加时，电机的有功电流i_d增大，此时由本补偿方法得到的电压幅值补偿量相应增大。这样就能根据负载的轻重自动地调节电压幅值补偿量的大小，达到自动转矩提升的目的，使得这种控制方法具有广泛的实用性。

附图说明

图1为电机的稳态等效电路图；图2是实现本发明方法的装置电气结构示意图；图3为输入到坐标变换器3中电流的矢量分解示意图；图4为不加定子电阻压降补偿时，电机带负载起动时的相电流波形，图中的一格表示15A电流；图5为基于定子电流补偿方法的电机带负载相电流波形，图中一格表示7.5A电流；图6为采用矢量补偿时的电机带负载起动相电流波形，图中一格表示7.5A电流；图7为采用本发明的自动转矩提升方法的电机带负载起动电流波形，此时取定子电阻R₁＝0.685Ω，图中一格表示7.5A电流；图8为采用本发明的自动转矩提升方法的电机带负载起动电流波形，此时取定子电阻R₁＝0.785Ω，图中一格表示7.5A电流；图9为采用本发明的自动转矩提升方法的电机带负载起动电流波形，此时取定子电阻R₁＝0.585Ω，图中一格表示7.5A电流。

具体实施方式

结合图2、图3说明本实施方式，实现本实施方式所述的方法基于由SVPWM信号发生器1、逆变器2、坐标变换器3、定子电阻模块4、加法器5、积分器6、压频比模块7和两个电流传感器8组成的装置；SVPWM信号发生器1的六个输出端分别连逆变器2的六个控制端；坐标变换器3的W相和U相两个信号输入端分别连接一个电流传感器8，所述两个电流传感器8相对应地测量逆变器2输出的W相和U相的工作电流，坐标变换器3的信号输出端通过定子电阻模块4连接在加法器5的一个正向输入端，加法器5的输出端连接SVPWM信号发生器1的一个输入端；积分器6的输入端与压频比模块7的输入端相连，积分器6的输出端分别连接SVPWM信号发生器1的另一个输入端和坐标变换器3的电压矢量角度输入端；压频比模块7的输出端与加法器5的另一个正向输入端相连；

本实施方式所述的方法通过下述步骤实现：

步骤一：根据压频比模块7提供的压频比V/f和当前运行频率f₁，依据公式：得到参考输出电压E₁ ^*；

步骤二：通过两个电流传感器8对逆变器2的U相和W相两个输出端的输出电流i_U和i_W的幅值和相位进行采样；

步骤三：将定子频率f₁通过积分器6积分变换获得电压矢量旋转角度θ₁，根据所述电压矢量旋转角度θ₁将步骤二获得的电流i_U和i_W的幅值和相位通过坐标变换器3进行坐标变换，获得旋转坐标系下的有功电流i_d；

步骤四：根据公式：V_b＝i_dR₁，得到电压幅值的补偿量V_b，其中参数R₁为定子电阻模块4给定的定子电阻；

步骤五：将参考输出电压E₁ ^*和电压幅值的补偿量V_b通过加法器5进行叠加得到提升后的调整电压V₁并输入SVPWM信号发生器1；

步骤六：SVPWM信号发生器1根据加法器5输出的调整电压V₁和积分器6输出的电压矢量的旋转角度θ₁生成调制信号，并通过逆变器2控制变频器。

步骤三所述的坐标变换由公式：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\frac{3}{2}& 0\\ -\frac{\sqrt{3}}{2}& -\sqrt{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_U\\ i_W\end{array}\right]$ 和 $\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_1& {-\sin \mathrm{\θ}}_1\\ {\sin \mathrm{\θ}}_1& {\cos \mathrm{\θ}}_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$ 实现，

其中，参数θ₁为定子电压矢量角，其计算公式为：θ₁＝∫2πf₁dt；通过坐标变换，将定子电流分解成有功电流分量i_d和无功电流分量i_q。

采用本实施方式的方法驱动和控制感应电机，该电机的参数如下：额定电压：380V，额定电流15.4A，额定功率为7.5kW，额定转速为1440r/min，额定频率为50Hz。若不对定子电阻压降进行补偿，在低频段电机的输出转矩小，带负载能力差。图4为不加定子电阻压降补偿时，电机带负载起动时的一相电流波形，从图中可以看出，电机电流缓慢增加，当电流达到2倍的额定电流时电机仍未起动起来，且由于变频器的限流功能，电机电流将保持在2倍的额定电流不再增加，保持一段时间后，变频器出现过载保护，封锁PWM驱动信号，电机电流降为0。图5为采用现有的基于定子电流补偿方法的电机带负载相电流波形，图6为采用现有的矢量补偿时的电机带负载起动相电流波形。从图5和图6可以看出，在满载起动过程中，电机电流首先会增大到1.5倍的额定电流，等到电机起动起来后，电流才降回到额定电流，所以这其中存在一个过补偿的问题。且运行到4Hz时电机才能起动起来，低速性能比较差。图7为采用本实施方式的自动转矩提升方法的电机带负载起动电流波形，此时取定子电阻R₁＝0.685Ω，为电机的实际定子电阻。图8为取定子电阻R₁＝0.785Ω时的电机带负载起动相电流波形。图9为取定子电阻R₁＝0.585Ω时的电机带负载起动相电流波形。从图7、图8和图9可以看出采用本方法电机的起动转矩非常大，在满载情况下，运行到1.5Hz电机即可起动起来。且当取不同的定子电阻时，起动电流的波形变化不是很大，变频器仍具有较好的起动转矩，因而对电机参数具有很好的鲁棒性。

Claims (2)

1、基于有功电流分量的通用变频器自动提升转矩的方法，实现该方法基于由SVPWM信号发生器(1)、逆变器(2)、坐标变换器(3)、定子电阻模块(4)、加法器(5)、积分器(6)、压频比模块(7)和两个电流传感器(8)组成的装置；其特征在于SVPWM信号发生器(1)的六个输出端分别连逆变器(2)的六个控制端，坐标变换器(3)的W相和U相两个信号输入端分别连接一个电流传感器(8)，所述两个电流传感器(8)相对应地测量逆变器(2)输出的W相和U相的工作电流，坐标变换器(3)的信号输出端通过定子电阻模块(4)连接在加法器(5)的一个正向输入端，加法器(5)的输出端连接SVPWM信号发生器(1)的一个输入端；积分器(6)的输入端与压频比模块(7)的输入端相连，积分器(6)的输出端分别连接SVPWM信号发生器(1)的另一个输入端和坐标变换器(3)的电压矢量角度输入端；压频比模块(7)的输出端与加法器(5)的另一个正向输入端相连；

所述方法通过下述步骤实现：

步骤一：根据压频比模块(7)提供的压频比V/f和当前定子运行频率f₁，依据公式： $E_1^{*}=f_1*V/f,$ 得到参考输出电压E₁ ^*；

步骤二：通过两个电流传感器(8)对逆变器(2)的U相和W相两个输出端的输出电流i_U和i_W的幅值和相位进行采样；

步骤三：将定子运行频率f₁通过积分器(6)积分变换获得电压矢量旋转角度θ₁，根据所述电压矢量旋转角度θ₁将步骤二获得的电流i_U和i_W的幅值和相位通过坐标变换器(3)进行坐标变换，获得旋转坐标系下的有功电流i_d；

步骤四：根据公式：V_b＝i_dR₁，得到电压幅值的补偿量V_b，其中参数R₁为定子电阻模块(4)给定的定子电阻；

步骤五：将参考输出电压E₁ ^*和电压幅值的补偿量V_b通过加法器(5)进行叠加得到提升后的调整电压V₁并输入SVPWM信号发生器(1)；

步骤六：SVPWM信号发生器(1)根据加法器(5)输出的调整电压V₁和积分器(6)输出的电压矢量的旋转角度θ₁生成调制信号，并通过逆变器(2)控制变频器。

2、根据权利要求1所述的基于有功电流分量的通用变频器自动提升转矩的方法，其特征在于步骤三所述的坐标变换由公式：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\frac{3}{2}& 0\\ -\frac{\sqrt{3}}{2}& -\sqrt{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_U\\ i_W\end{array}\right]$ 和 $\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_1& -\sin {\mathrm{\θ}}_1\\ \sin {\mathrm{\θ}}_1& \cos {\mathrm{\θ}}_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$ 实现，

其中，参数θ₁为定子电压矢量角，其计算公式为：θ₁＝∫2πf₁dt；通过坐标变换，将定子电流分解成有功电流分量i_d和无功电流分量i_q。

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