CN101310438A

CN101310438A - 用于高增益放大的谐振型共源极/共发射极结构

Info

Publication number: CN101310438A
Application number: CNA2006800277427A
Authority: CN
Inventors: 毛-淳·弗兰克·昌; 黄大全
Original assignee: University of California
Current assignee: University of California
Priority date: 2005-08-04
Filing date: 2006-07-31
Publication date: 2008-11-19
Also published as: US20080197929A1; WO2007019147A3; WO2007019147A2; TW200721666A

Abstract

公开了在输入级和晶体管之间采用谐振机构的射频/毫米波集成电路(RF/MMIC)。电路包括输入级、晶体管以及连接在晶体管的栅极或基极与输入级的电压供给之间的变压器。所公开的方法通过在晶体管和电压源之间设置变压器来使晶体管的集电极电流或者漏极电流最大。

Description

用于高增益放大的谐振型共源极/共发射极结构

相关申请的交叉参考

本申请要求Daquan Huang和Mau-Chung F.Chang于2005年8月4日提交的题为Resonant Types of Common-Source/Common-EmitterStructure for High Gain Amplification的美国临时专利申请第60/705,861号的权益，其公开内容通过引用全部结合在本申请中。

有关联邦资助的研究或开发的声明

本发明是根据美国海军所授予的许可号N66001-04-1-8934、在美国政府的支持下做出的。美国政府对本发明拥有一定的权利。

技术领域

本发明涉及放大电路。更具体而言，本发明涉及在输入级和晶体管之间采用谐振机构的射频/毫米波集成电路(RF/MMIC)。

背景技术

在放大电路中，特别是在射频/毫米波集成电路(RF/MMIC)中，较高的增益一直是理想的。

在常规的射频和毫米波电路输入级设计中，电感器这样使用：使得它们消除寄生电容并将输入阻抗与信号源的阻抗匹配，目的在于使可用功率增益最大或者使噪声值最小。然而，在许多模拟和混合信号电路设计中，唯一关心的是电压增益。因此，阻抗匹配并不是最佳的设计策略。

为了克服这种缺陷，本公开内容提出了采用谐振机构来使电压增益最大的新设计。

发明内容

根据本公开内容，公开了放大电路。

根据这里所公开的第一实施例，公开了一种电路，包括：输入级；晶体管；以及连接在晶体管的栅极与输入级的电压供给之间的变压器。

根据这里所公开的第二实施例，公开了一种电路，包括：输入级；晶体管；以及设置在晶体管的基极与输入级的电压供给之间的变压器。

根据这里所公开的第三实施例，公开了一种用于使晶体管的漏极电流最大的方法，包括：选择晶体管；选择变压器；以及在晶体管的栅极与电压源之间连接变压器。

根据这里所公开的第四实施例，公开了一种用于使晶体管的集电极电流最大的方法，包括：选择晶体管；选择变压器；以及在晶体管的基极与电压源之间连接变压器。

附图说明

图1示出了现有技术中已知的串联谐振共源极电路；

图2示出了现有技术中已知的并联谐振共源极电路；

图3示出了图1的电性等效电路；

图4示出了图2的电性等效电路；

图5示出了根据本公开内容的串联谐振共源极电路的一个实施例；

图6示出了根据本公开内容的并联谐振共源极电路的一个实施例；

图7a-c示出了根据本公开内容的串联谐振共源极电路的其它实施例；

图8a-c示出了根据本公开内容的并联谐振共源极电路的其它实施例；

图9示出了根据本公开内容的并联谐振共发射极电路的一个实施例；

图10示出了根据本公开内容的串联谐振共发射极电路的一个实施例；

图11a-c示出了根据本公开内容的并联谐振共发射极电路的其它实施例；

图12a-c示出了根据本公开内容的串联谐振共发射极电路的其它实施例。

在以下描述中，类似的标号用来标记类似的元件。此外，附图旨在以示意性的方式来说明示例性实施例的主要特征，而不是想要描述每一种实施的每一个特征，也不是想要描述所描述的元件的相对尺度，并且也没有按比例绘制。

具体实施方式

根据图1和2所示的现有技术，共源极电路20和30中的MOS晶体管将输入电压V_gs转换成漏极电流I_D，其中NMOS的I_D是

I_{D} = \frac{μ_{n} C_{ox}}{2} \frac{W}{L} {(V_{gs} - V_{th})}^{2};

PMOS晶体管的I_D是

I_{D} = \frac{μ_{p} C_{ox}}{2} \frac{W}{L} {(V_{gs} - V_{th})}^{2};

μ_n是电子的迁移率；μ_p是空穴的迁移率；C_ox是每单位面积的栅极氧化物电容；W和L是栅极的宽度和长度；V_th是阈值电压；ω_o是由

ω_{0} = \frac{1}{\sqrt{LC}}

确定的谐振角频率；I_S是反向饱和电流；V_T是阈值电压。如本领域所公知的，增加V_gs则增加输出电流I_D，I_D通过V_out＝I_DZ_o来决定输出电压，其中Z_o是电路的输出阻抗。因此，使V_gs最大则使电压增益最大。

图3和4中所示的串联谐振输入电路40和并联谐振输入电路50分别电性等效于共源极电路20和30。在图3和4中可以看到，电容器60表示共源极电路20和30中的晶体管10的晶体管栅极电容。

如图3所示，在电压源V_S所驱动的串联谐振输入电路40中，电抗元件(电感器55和电容器60)上的电压(V_L或V_C)是输入电压V_in的Q倍，其中Q是由Q＝ω₀L/r＝1/rω₀C；

ω_{0} = \frac{1}{\sqrt{LC}};

V_L＝jQV_in；V_C＝-jQV_in所限定的品质因子(Q因子)，变量L、C和r分别是电感器55的串联电感、电容器60的电容和寄生电阻65。因此，当输入电压V_in被施加到串联谐振输入电路40时被放大Q倍。然而，通过如下所述在串联谐振输入电路40中提供较小的信号源阻抗可以进一步放大输入电压V_in。

如图4所示，在电流源I_S所驱动的并联谐振输入电路50中，电抗元件(电感器55和电容器60)的电流(I_L或I_C)是输入电流I_in的Q倍，其中Q＝R/ω₀L＝R/ω₀C；

ω_{0} = \frac{1}{\sqrt{LC}};

I_L＝-jQV_in；I_C＝jQV_in，变量L、C和R是电感器55的并联电感、电容器60的电容和寄生电阻65。因此，I_L是输入电流I_in的Q倍。

如图5所示，在一个示例性实施例中，本公开内容通过以下放大共源极电路20的输入电压V_in：在共源极电路20中采用例如变压器70之类的谐振机构来将信号源阻抗Z_s减小到1/N²倍。通过使用变压器70来减小信号源阻抗Z_s，获得了更高的Q因子，Q＝ω₀L/real(Z_s/N²)＝1/real(Z_s/N²)ω₀C。

如图6所示，在另一个示例性实施例中，本公开内容通过以下来放大共源极电路30的晶体管10的输入电压V_gs：在共源极电路30中采用例如变压器80之类的谐振机构，初级与次级线圈的匝数比N₁∶N₂＞1。

如图7a所示，在另一个示例性实施例中，设置在变压器70和晶体管10之间的可变电容器装置90，例如变容二极管(varactor)之类，可被用来调节共源极电路20的谐振频率。谐振频率可以由

f_{0} = \frac{1}{2 π} \frac{1}{\sqrt{LC}}

来确定，其中，C包括可变电容器装置90的电容和电感器/变压器寄生电容。

类似地，如图7b所示，设置在变压器70和V_in之间的可变电容器装置91，例如变容二极管之类，可被用来调节共源极电路20的谐振频率。

同样，如图7c所示，设置在变压器70和V_in之间的可变电容器装置92，连同设置在变压器70和晶体管10之间的可变电容器装置93，也可被用来调节共源极电路20的谐振频率。

如图8a所示，在另一个示例性实施例中，设置在变压器80和输入电压V_in之间的可变电容器装置95，例如变容二极管之类，可被用来调节共源极电路30的谐振频率。

类似地，如图8b所示，设置在变压器80和晶体管10之间的可变电容器装置96，例如变容二极管之类，可被用来调节共源极电路30的谐振频率。

同样，如图8c所示，设置在变压器80和V_in之间的可变电容器装置97，连同设置在变压器80和晶体管10之间的可变电容器装置98，也可被用来调节共源极电路30的谐振频率。

在另一个示例性实施例中，本公开内容的教导可以应用于使用如图9和10所示的双极技术的共发射极电路140。

共发射极电路140中的双极晶体管110将输入电压V_be转换成集电极电流I_c，其中，

I_{c} = I_{s} \exp (\frac{V_{BE}}{V_{T}}) .

如本领域所公知的，增加V_be则增加输出电流I_c，I_c又产生更高的电压增益。因此，如图9所示，在共发射极电路140中采用例如变压器100之类的谐振机构来放大共发射极电路140的晶体管110的输入电压V_be，其中初级与次级线圈的匝数比N₁∶N₂＞1。

类似地，如图10所示，同样在共发射极电路160中采用例如变压器165之类的谐振机构来放大共发射极电路160的晶体管110的输入电压V_be。

如图10a所示，在另一个示例性实施例中，设置在变压器100和输入电压V_in之间的可变电容器装置101，例如变容二极管之类，可被用来调节共发射极电路140的谐振频率。

类似地，如图10b所示，设置在变压器100和晶体管110之间的可变电容器装置102，例如变容二极管之类，可被用来调节共发射极电路140的谐振频率。

同样，如图10c所示，设置在变压器100和V_in之间的可变电容器装置103，连同设置在变压器100和晶体管110之间的可变电容器装置104，也可被用来调节共发射极电路140的谐振频率。

如图11a所示，在另一个实施例中，设置在变压器165和晶体管110之间的可变电容器装置180，例如变容二极管之类，可被用来调节共发射极电路160的谐振频率。

类似地，如图11b所示，设置在变压器165和V_in之间的可变电容器装置181，例如变容二极管之类，可被用来调节共发射极电路160的谐振频率。

同样，如图11c所示，设置在变压器165和V_in之间的可变电容器装置182，连同设置在变压器165和晶体管110之间的可变电容器装置183，也可被用来调节共发射极电路160的谐振频率。

以上对示例性的和优选的实施例的详细描述是基于根据法律的要求来说明和公开的目的而提出的。不想穷尽，也不想将本发明限制于所描述的精确形式，而只是使本领域的其他技术人员能够理解如何将本发明适用于特定用途和实施。可能的修改和改变对于本领域的技术人员是明显的。对示例性实施例的描述并不是限制性的，所述实施例可能已经包括了公差、特征尺度、具体操作条件、工程说明等等，在不同的实施中会有所不同，或随着技术发展而改变，这些也不意味着限制。申请人是针对当前的技术发展水平进行公开的，但也预期了进展，并且根据到那时的技术发展水平，将来的改动可以将这些进展考虑在内。本发明的范围应当由所写的权利要求及其等同(如果适用)来限定。对单个权利要求元素的引用并不意味着“一个且只有一个”，除非就此明确说明。而且，在本公开内容中，元件、部件以及方法或处理步骤不想要专属于公众，不管该元件、部件、或步骤在权利要求中是否写出。在这里，权利要求的元素不应根据35U.S.C.Sec.112第六款的条款来解释，除非使用“用于......的装置”的措辞来明确陈述该元素，并且，在这里，方法或处理步骤不在那些条款下解释，除非使用“用于......的步骤”的措辞来明确陈述一个或多个步骤。

Claims

1.一种电路，包括：

输入级；

晶体管；以及

连接在所述晶体管的栅极与所述输入级的电压供给之间的变压器。

2.权利要求1的电路，其中所述晶体管是MOS晶体管。

3.权利要求1的电路，所述输入级是串联谐振电路。

4.权利要求1的电路，所述输入级是并联谐振电路。

5.权利要求4的电路，其中所述变压器的初级与次级线圈的匝数比N₁∶N₂＞1。

6.权利要求1的电路，进一步包括连接到所述电路、用于控制所述电路的工作频率的可变电容器装置。

7.权利要求6的电路，其中所述可变电容器装置是变容二极管。

8.一种电路，包括：

输入级；

晶体管；以及

设置在所述晶体管的基极与所述输入级的电压供给之间的变压器。

9.权利要求8的电路，其中所述晶体管是MOS晶体管。

10.权利要求8的电路，其中所述晶体管是双极晶体管。

11.权利要求8的电路，所述输入级是串联谐振电路。

12.权利要求8的电路，所述输入级是并联谐振电路。

13.权利要求12的电路，其中所述变压器的初级与次级线圈的匝数比N₁∶N₂＞1。

14.权利要求8的电路，进一步包括连接到所述电路、用于控制共发射极结构的工作频率的可变电容器装置。

15.权利要求14的电路，其中所述可变电容器装置是变容二极管。

16.一种使晶体管的漏极电流最大的方法，包括：

选择晶体管；

选择变压器；以及

在所述晶体管的栅极与电压源之间连接变压器。

17.权利要求16的方法，其中所述晶体管是MOS晶体管。

18.权利要求16的方法，进一步包括用可变电容器装置调节所述晶体管的工作频率。

19.权利要求18的电路，其中所述可变电容器装置是变容二极管。

20.一种使晶体管的集电极电流最大的方法，包括：

选择晶体管；

选择变压器；以及

在所述晶体管的基极与电压源之间连接变压器。

21.权利要求20的方法，其中所述晶体管是双极晶体管。

22.权利要求20的方法，其中所述变压器的初级与次级线圈的匝数比N₁∶N₂＞1。

23.权利要求20的方法，进一步包括用可变电容器装置调节所述晶体管的工作频率。

24.权利要求23的方法，其中所述可变电容器装置是变容二极管。