CN101278498B

CN101278498B - 无线电装置

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Publication number: CN101278498B
Application number: CN2006800340914A
Authority: CN
Inventors: 中尾正悟
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Hera Wireless SA
Priority date: 2005-09-19
Filing date: 2006-09-07
Publication date: 2012-03-21
Anticipated expiration: 2026-09-07
Also published as: JP5026005B2; JP2007089127A; TW200721720A; WO2007034726A1; CN101278498A; US20070064592A1; US7778150B2

Abstract

控制单元调节多个分组信号中的每一个的流数目，并在调节了流数目的分组信号中，指定流数目最大的分组信号。控制单元向所指定的分组信号的每一个流分配已知信号和数据信号。在设置另一个流时，控制单元向该另一个流分配扩展已知信号。控制单元还向未被指定的分组信号的至少一个流分配已知信号和数据信号。

Description

无线电装置

技术领域

本发明涉及无线电装置，更具体地，涉及一种使用多个子载波的无线电装置。

背景技术

OFDM(正交频分复用)调制方案是能够实现高速数据传输并在多径环境下具有鲁棒性的多载波通信方案之一。这种OFDM调制方案已应用于诸如IEEE802.11a/g和HIPERLAN/2的无线标准。在该无线LAN中的分组信号通常被通过时变信道环境来传送，并且还受到频率选择性衰落的影响。因此，接收装置通常动态地执行信道估计。

为了使接收装置执行信道估计，在分组信号内提供了两种已知信号。一种是针对突发信号的开始部分中的所有载波所提供的已知信号，即所谓的前同步信号或训练信号。另一种是针对突发信号的数据区域中的部分载波所提供的已知信号，即所谓的导频信号(例如，参见下列背景技术列表中的参考文献(1))

相关技术列表

(1)Sinem Coleri，Mustafa Ergen，Anuj Puri和Ahmad Bahai，“Channel Estimation Techniques Based on Pilot Arrangement in OFDMSystems”，IEEE Transactions on broadcasting，vol.48，No.3，223-229页，2002年9月。

在无线通信中，自适应阵列天线技术是实现频率资源的有效利用的技术之一。在自适应阵列天线技术中，分别通过控制多个天线中待处理的信号的幅度和相位来控制天线的方向图。利用这种自适应阵列天线技术来实现较高数据传输速率的技术之一是MIMO(多输入多输出)系统。在此MIMO系统中，发射装置和接收装置各配备有多个天线，并设置待并行发射的多个分组信号(在下文中，将分组信号中待并行发射的每个数据称为“流”)。换言之，针对发射装置和接收装置之间的通信，设置高达天线的最大数量的流，以便改进数据传输速率。

此外，这种MIMO系统与OFDM调制方案的组合带来了更高的数据传输速率。在MIMO系统中，还可通过增加或减少要用于数据通信的天线的数目来调节数据速率。此外，可通过向MIMO系统施加自适应调制来更详细地调节数据速率。为了更可靠地执行这种数据速率调节，发射装置应该从接收装置获取与适用于发射装置和接收装置之间的无线信道的数据速率有关的信息(下文称为“速率信息”)。为了提高像这样的速率信息的精度，希望接收装置分别获取发射装置中的多个天线与接收装置中包含的多个天线之间的信道特性。

MIMO系统中发射装置和接收装置的天线的方向图的组合示例如下。一个示例是发射装置的天线具有全向图案而接收装置的天线具有自适应阵列信号处理的图案的情况。另一个示例是发射装置和接收装置的天线均具有自适应阵列信号处理的图案的情况。这也被称为波束形成(beamforming)。在前一种情况下，可以简化系统。然而，在后一种情况下，能够更详细地控制天线的方向图，以致能够改善其特性。由于在后一种情况下，发射装置执行针对发射的自适应阵列信号处理，所以必须预先从接收装置接收用于估计信道的已知信号。

为了改善上述需求中的速率信息的精确度和波束形成的精度，必须获取高精确度的信道特性。为了改善信道特性获取的精确度，希望分别获取发射装置中包含的多个天线与接收装置中的多个天线之间的信道特性。为此，发射装置或接收装置从所有天线发射用于信道估计的已知信号。下面，将从多个天线发射的用于信道估计的已知信号称为“训练信号”，与要用于数据通信的天线数目无关。

在这种情况下，本发明的发明人认识到要解决以下问题。在发射训练信号时，包含用于信道估计的已知信号(下文称为“信道估计已知信号”)的流的数目与包含数据的流的数目不同。在接收侧，用于设置AGC(自动增益控制)的已知信号(下文称为“AGC已知信号”)被分配到信道估计已知信号之前。当仅在分配了数据的流中分配AGC已知信号时，在尚未接收到在信道估计已知信号之前的AGC已知信号的状态下接收到信道估计已知信号之一。具体地讲，当AGC已知信号的强度在接收侧变小时，AGC的增益被设置为大于某个程度的值。这样，当其中未分配AGC已知信号的流的信道估计已知信号的强度变大时，很可能将所述信道估计已知信号放大到由AGC引起失真的程度。结果是，基于所述信道估计已知信号的信道估计的误差变大。

另一方面，当AGC已知信号被分配到其中分配了信道估计已知信号的流时，AGC已知信号被分配到的流的数目与数据被分配到的流的数目不同。因此，存在着AGC已知信号所设置的增益不适合于数据调制的可能性。结果是，解调的数据出现误差。

在执行CSMA(载波监听多路存取)以允许基站装置复用与多个终端装置的通信时，基于进行载波监听的时段来定义发射分组信号的时间间隔。然而，为了改善传输效率，希望将分组信号的传输持续时间定义得短一些。为此，一个基站信号在预定时段期间占用一波段，并且连续地发射多个分组信号。在这种情况下，希望即使在发射上述用于信道估计的信号时，也可以避免传输效率的下降。

发明内容

鉴于上述情况做出了本发明，本发明的总体目的是提供一种无线电装置，在发射用于信道估计的已知信号时通过防止传输效率的下降而提高信道估计的精度。

为了解决上述问题，根据本发明一个实施例的无线电装置是在预定时间段内发射各由至少一个流形成的多个分组信号的无线电装置，所述无线电装置包括：调节单元，用于分别调节多个分组信号的流数目；指定单元，用于在所述调节单元调节了流数目的分组信号中指定流数目最大的分组信号；产生单元，包括第一装置和第二装置，所述第一装置用于向所述指定单元所指定的分组信号的流分别分配已知信号和数据信号，并通过设置另一个流向所述另一个流分配扩展已知信号，所述第二装置向所述指定单元未指定的分组信号的至少一个流分配已知信号和数据信号；和发射机，用于发射所述产生单元所产生的多个分组信号。

通过采用根据本实施例的结构，将扩展已知信号分配到分配了数据信号的流数目较大的分组信号，从而能够使扩展已知信号的持续时间较短，并且能够防止传输效率下降。

所述指定单元不仅指定流数目最大的分组信号，还将所指定的分组信号分配到多个分组信号中的后部位置。在这种情况下，放置了扩展已知信号的分组信号被分配到后部，因此，终端装置能够获取最新的信道特性。

对于所述指定单元所指定的分组信号，所述产生单元可将扩展已知信号分配到除被分配了数据信号和已知信号的定时之外的定时。在这种情况下，在被分配了数据信号的流中被分配了已知信号的定时从未被分配数据信号的流中被分配了已知信号的定时移动，或与未被分配数据信号的流中被分配了已知信号的定时错开。因此，能够使两个流的接收功率彼此接近，并且能够防止指定信道中的估计的劣化。

产生单元可以定义第一格式和第二格式，在第一格式中连续地排列已知信号，并将控制信号分配到其前部，并将另一个已知信号分配在控制信号之前，在第二格式中，控制信号被分配在已知信号之间，而在多个分组信号中，在首个分组信号中使用第一格式，在剩余分组信号中使用第二格式，并且将第一格式中的已知信号用作所述指定单元所指定的分组信号中的另一个流中的已知信号。在这种情况下，在多个分组信号中的首个分组中使用第一格式，以致能够保持与传统系统的兼容性。在剩余分组信号中使用第二格式，以致能够改善传输效率。使用与第一格式中的已知信号相对应的部分，以致能够改善传输效率。

产生单元可以：对于所述指定单元所指定的分组信号，使用分配到被分配了数据信号的主流之一的已知信号作为参考，将已知信号内的循环时移施加于分配到其它流的已知信号，还向分配到未被分配数据信号的子流的扩展已知信号施加时移，预先向时移量设置优先级，对于主流，按照从具有较高优先级开始的顺序使用时移量，对于子流，按照从具有较高优先级开始的顺序使用时移量。在这种情况下，针对被分配了数据信号的流以及未被分配数据信号的流，在时移量中定义优先级，按照从具有较高优先级开始的顺序使用时移量。因此，能够使用多数相同的时移量。

所述产生单元可以：对于所述指定单元所指定的分组信号，使用分配到被分配了数据信号的主流之一的已知信号作为参考，将已知信号内的循环时移施加于分配到其它流的已知信号，还向分配到未被分配数据信号的子流的扩展已知信号施加时移，并且针对多个流分别设置不同值的时移量。在这种情况下，分配到多个流的各个已知信号的时移量具有相同值，因此在分配了数据的流中发生变化时接收装置能够容易地进行处理。

在所述产生单元中，可以通过在时域中重复预定单元来形成已知信号和扩展已知信号，可以定义预定单元的符号组合，使得在流之间保持正交性，并且可以定义预定单元的符号组合，以便在多个流中分别固定这些组合。在这种情况下，固定符号组合，并且能使处理更加简便。

“预定单元”不仅可以应用于由时域定义的情况，而且可应用于由频域定义的情况。在后一情况下，在将预定单元转换至时域时，分别对应于多个单元的持续时间可以彼此不同。

在所述产生单元中，可通过在时域重复预定单元来形成已知信号和扩展已知信号。在定义预定单元的符号组合使得在流之间保持正交性的同时，预先向预定单元的符号组合赋予优先级，对于被分配了数据信号的主流，按照从具有较高优先级的符号组合开始的顺序使用符号组合，对于未被分配数据信号的子流，按照从具有较高优先级的符号组合开始的顺序使用符号组合。在这种情况下，按照从具有较高优先级的符号组合开始的顺序使用符号组合。因此，在未被分配数据信号的流的信道特性的计算和被分配了数据信号的流的信道特性的计算中均可使用公共电路。

所述产生单元还可以向所述指定单元所指定的分组信号中的数据信号施加循环时移，并且可以用主流的时移量作为时移量。在这种情况下，能够解调数据信号。

所述无线电装置还可包括修改单元，用于在所述产生单元所产生的多个分组信号中，修改所述指定单元所指定的至少一个分组信号，并将修改的信号输出到发射机。修改单元可包括：第一处理单元，用于将主流的数目扩展到所述多个流的数目，然后，对于扩展的流，使用分配到扩展流之一的已知信号作为参考，向分配到其它流的已知信号施加已知信号内的循环时移；以及第二处理单元，将子流的数目扩展到多个流的数目，然后，对于扩展的流，使用分配到扩展流之一的扩展已知信号作为参考，向分配到其它流的扩展已知信号施加扩展已知信号内的循环时移。可以以使用于第一处理单元中的扩展流的各个时移量的值分别与用于第二处理单元中的扩展流的各个时移量的值相等的方式设置时移量。

可以设置所述产生单元中的时移量的绝对值，使之大于修改单元中的时移量的绝对值。数据可以包括多个流。已知信号可以包括多个流。控制信号可以包括多个流。

需要注意的是，可以对前述构造部件进行任意组合，以及在方法、装置、系统、记录介质、计算机程序等间改变表达来实现本发明，也可以与本发明的实施例一样有效，并由本发明的实施例所包括。

此外，本发明的概述不一定描述的都是必要特征，因此本发明也可以是所描述的这些特征的子组合。

附图说明

现在，参考作为示例性而非限制的附图，只作为示例性地对实施例进行描述，其中，在几个附图中相似元素由相似的附图标记表示，在附图中：

图1示出了根据本发明实施例的多载波信号的频谱；

图2示出了根据本发明实施例的通信系统的结构；

图3示出了根据本发明实施例的分组信号的排列；

图4A和4B示出了图2所示的通信系统中的分组格式；

图5A和5B示出了图2所示的通信系统中的另一分组格式；

图6A至6D示出了图2所示的通信系统中的训练信号的分组格式；

图7A至7D示出了图2所示的通信系统中的训练信号的另一分组格式；

图8示出了图2所示的通信系统中最终发射的分组信号的分组格式；

图9示出了图2所示第一无线电装置的结构；

图10示出了图9所示频域信号的结构；

图11示出了图9所示基带处理单元的结构；

图12示出了图11所示接收处理单元的结构；

图13示出了图11所示发射处理单元的结构；和

图14示出了图9所示的第一无线电装置处的发射处理过程的流程图。

具体实施方式

现在将基于以下实施例，描述本发明，这些实施例并不旨在限制本发明的范围，而是举例说明本发明。对于本发明，这些实施例中所述的所有特征及其组合并不一定是必不可少的。

在具体描述本发明之前，将对本发明进行概述。本发明的实施例涉及由至少两个无线电装置组成的MIMO系统。一个无线电装置对应于发射装置，而另一个装置对应于接收装置。发射装置产生由多个流组成的一个分组信号。具体地讲，这里对在发射装置发射训练信号时执行的处理做出描述。任意已知技术可用于使用上述速率信息的自适应调制处理和波束形成，因此这里省略对该处理的重复说明。

发射装置对应于基站装置。基站装置主要对多个终端装置执行CSMA。为了提高传输效率，基站装置在预定时段占用无线带宽，并连续地发射多个分组。这里将具体描述后者，可以使用任何涉及CSMA的已知技术，因此这里省略对CSMA的解释。在这种情况下，如果被分配了AGC已知信号的流的数目与被分配了信道估计已知信号的流的数目不同，则存在着接收装置处的信道特性估计的误差将劣化的可能性。此外，其意图在于即使在要发射训练信号时也可防止传输效率的下降。为此，在本实施例中将执行以下处理。

基站装置分别获取要发射的多个数据信号。基站装置检查多个数据信号的流的数目，并按照流数目的降序来排列多个数据信号。也就是说，按照如下方式排列多个数据信号，其中：具有较大流数目的数据信号被放置在后部。基站装置分别向多个数据信号附加已知信号，以便产生多个分组信号。基站装置产生分组信号，使得放置在最前部分的分组信号是上述训练信号。在产生训练信号时，基站将信道估计已知信号分配到AGC已知信号之后的位置(下文将这种流称为“主流”)。基站装置在该信道估计已知信号之后的位置提供另一个流(该流被称为“子流”)，并且还将信道估计已知信号分配到子流。基站将数据信号分配到主流中信道估计已知信号之后的位置。

图1示出了根据本发明实施例的多载波信号的频谱。具体地讲，图1示出了OFDM调制方案中的信号频谱。OFDM调制方案中的多个载波之一通常被称作子载波。但是，这里用“子载波号”指示子载波。在MIMO系统中，定义了56个子载波，即子载波号“-28”到“28”。需要注意的是，子载波号“0”设为空，以减小基带信号中直流分量的影响。另一方面，在不与MIMO系统兼容的系统中定义52个子载波，即子载波号“-26”至“26”(下文将这种系统称为“传统系统”)。传统系统的一个示例是符合IEEE 802.11a标准的无线LAN。时域中一个信号单元是由多个子载波组成的一个信号单元，并且该单元被称为“OFDM符号”。

通过可变化设置的调制方案对各个子载波进行调制。这里使用的是BPSK(二元相移键控)、QPSK(正交相移键控)、16-QAM(正交幅度调制)和64-QAM中的任意一个调制方案。

向这些信号应用卷积编码，作为纠错方案。卷积编码的编码率设为1/2、3/4等。将被并行传输的数据的数量是可变化地设置的。这里，数据被作为分组信号传输，如前面提到的，要并行传输的每个分组信号被称为“流”。由此，因为调制方案的模式、编码率的值和流的数量是可变化地设置的，所以数据速率也是可变化地设置的。需要注意的是，“数据速率”可以由这些因素的任意组合或者这些因素之一确定。如果在传统系统中，调制方案是BPSK，并且编码率是1/2，则数据率是6Mbps。另一方面，如果调制方案是BPSK，编码率是3/4，则数据率是9Mbps。

图2示出了根据本发明实施例的通信系统100的结构。通信系统100包括第一无线电装置10a和第二无线电装置10b，通称为“无线电装置10”。第一无线电装置10a包括第一天线12a、第二天线12b、第三天线12c和第四天线12d，它们通称为“天线12”。第二无线电装置10b包括第一天线14a、第二天线14b、第三天线14c和第四天线14d，它们通称为“天线14”。这里，第一无线电装置10a对应于发射装置，而第二无线电装置10b对应于接收装置。

按通信系统100的结构描述MIMO系统的概略。这里假设数据从第一无线电装置10a向第二无线电装置10b传输。第一无线电装置10a分别从第一天线12a到第四天线12d，分别发射多个流的数据。因此数据速率提高。第二无线电装置10b通过第一天线14a到第四天线14d接收多个流的数据。第二无线电装置10b通过自适应阵列信号处理来分离接收的信号，并对多个流的数据独立地进行解调。

因为天线12的数量是“4”，天线14的数量也是“4”，所以天线12与天线14之间的信道组合数是“16”。用h_ij表示从第i天线12i到第j天线14j之间的信道特性。在图2中，h₁₁表示第一天线12a与第一天线14a之间的信道特性，h₁₂表示第一天线12a与第二天线14b之间的信道特性，h₂₁表示第二天线12b与第一天线14a之间的信道特性，h₂₂表示第二天线12b与第二天线14b之间的信道特性，h₄₄表示第四天线12d与第四天线14d之间的信道特性。为了使说明清楚起见，图2中省略了其他传输信道。应该指出，第一无线电装置10a和第二无线电装置10b的角色可以颠倒。这里假定训练信号被从第一无线电装置10a发射到第二无线电装置10b。

图3示出了根据本发明实施例的分组信号的布置。图3示出了从图2所示的、作为基站装置的第一无线电装置发射的多个分组信号。为了清楚地说明，这里假定要发射四个分组信号，即“分组信号1”至“分组信号4”。“分组信号1”和“分组信号2”中的流数目是“2”，而“分组信号3”和“分组信号4”中的流数目是“3”。假定相邻分组信号之间的时间间隔是“T”。此外，假定时间间隔“T”的是持续时间短于载波监听所需的持续时间。换言之，未示出的、在以比时间间隔“T”长的持续时间内执行载波监听的、未示出的终端装置不能在时间间隔“T”期间启动分组信号的发射。结果是，基站装置能够连续地发射多个分组信号，这意味着，基站装置在发射多个分组信号的整个持续时间占用该波段。

如图3所示，基站装置将具有较小流数目的分组信号放置在前部，将具有较大流数目的分组信号放置在后部。此外，基站装置使用放置在最后的分组信号作为训练信号。也就是说，将具有最大流数目的分组信号用作训练信号。后面对普通分组信号的结构和训练信号的结构进行描述。对于训练信号，应该指出的是，将一个或多个其它流添加到普通分组的流。这样，要添加的流数目越小，则要添加的流的长度越短。结果是，传输效率下降较小。由于无线信道趋于改变，所以将训练信号放置在末端确保了终端装置获取最新的信道特性。

图4A和4B示出了通信系统100的分组格式。图4A和4B所示的分组格式不是训练信号的格式，而是普通分组信号的格式。图4A示出了流数目为“4”的情况，而图4B示出了流数目为“2”的情况。在图4A中，假定要发射四个流中包含的数据，并且按照从顶行至底行的顺序示出了对应于第一至第四流的分组格式。

在对应于第一流的分组信号中，“L-STF”、“HT-LTF”等被分配作为前同步信号。“L-STF”、“L-LTE”、“L-SIG”和“HT-SIG”分别对应于用于AGC设置的已知信号、用于信道估计的已知信号、与传统系统兼容的控制信号以及与MIMO系统兼容的控制信号。例如，与MIMO系统兼容的控制信号包含与流数目以及数据目的地有关的信息。“HT-STF”和“HT-LTF”分别是与用于AGC设置的已知信号和与MIMO系统兼容的用于信道估计的已知信号。另一方面，“DATA1”是数据信号。应该指出，L-LTF和HT-LTF不仅用于AGC设置，而且用于定时估计。

在对应于第二流的分组信号中，“L-STF(-50ns)”、“HT-LTF(-400ns)”等被分配作为前同步信号。此外，在对应于第三流的分组信号中，“L-STF(-100ns)”、“HT-LTF(-200ns)”等被分配作为前同步信号。此外，在对应于第四流的分组信号中，“L-STF(-150ns)”、“HT-LTF(-600ns)”等被分配作为前同步信号。

这里，“-400ns”等指示CDD(循环延迟分集)中的时移量。CDD是如下的处理：在预定时间间隔中，沿较后的方向将时域波形偏移一偏移量，然后将从预定时间间隔中的最后部分推出的波形循环地分配在预定时间间隔的头部。也就是说，“L-STF(-50ns)”是按-50ns的延迟给出循环时移的“L-STF”。应该指出，L-STF和HT-STF各由800ns持续时间的重复组成，并且诸如HT-LTF等之类的其它部分各由3.2μs持续时间的重复构成。应该指出，“DATA1”至“DATA4”也经历了CDD，并且时移量与分配在DATA1”至“DATA4”之前的HT-LTF的时移量相同。

在第一流中，从其顶部开始按照“HT-LTF”、“-HT-LTF”、“HT-LTF”和“-HT-LTF”的顺序排列HT-LTF。这里，按照这种顺序的HT-LTF在所有流中被称为“第一分量”、“第二分量”、“第三分量”和“第四分量”。接收装置通过针对接收到的所有流的信号计算“第一分量减(-)第二分量加(+)第三分量减(-)第四分量”，提取第一流的希望信号。接收装置通过针对接收到的所有流的信号计算“第一分量+第二分量+第三分量+第四分量”，提取第二流的希望信号。接收装置通过针对接收到的所有流的信号计算“第一分量-第二分量-第三分量+第四分量”，提取第三流的希望信号。接收装置通过针对接收到的所有流的信号计算“第一分量+第二分量-第三分量-第四分量”，提取第四流的希望信号。应该指出，通过矢量运算来进行加法和减法处理。

对于传统系统，将“52”个子载波用于从“L-LTF”至“HT-SIG”等的部分。应该指出，在“52”个子载波中，“4”个子载波对应于导频信号。另一方面，“HT-LTF”等及其后面的部分使用“56”个子载波。

图4B与图4A所示的分组格式的第一流和第二流类似。这里，图4B中的“HT-LTF”的分配与图4A中的“HT-LTF”的分配不同。也就是说，仅存在HT-LTF的第一分量和第二分量。在第一流中，从顶部开始按照“HT-LTF”和“HT-LTF”的顺序分配HT-LTF，而在第二流中，按照“HT-LTF”和“-HT-LTF”的顺序分配。接收装置通过针对接收到的所有流的信号计算“第一分量+第二分量”，来提取第一流的希望信号。此外，接收装置通过针对接收到的所有流的信号计算“第一分量-第二分量”，来提取第二流的希望信号。

图5A和5B示出了通信系统100中的另一分组格式。在图5A中未分配图4A所示的“L-STF”、“L-LTF”和“L-SIG”。也就是说，未分配用于与传统系统保持兼容性的信号。而是，由于在图5A中未分配“L-STF”等，所以与图4A相比，进一步提高了分组信号的传输效率。在第一流中，在“HT-STF”之后，分配与图4A相同的四个“HT-LTF”等。然而，在“HT-LTF”的第一“HT-LTF”和“-HT-LTF”的第二“HT-LTF”之间分配“HT-SIG”。在四个“HT-LTF”之后分配“DATA1”。在第二至第四流中，分别分配作为向第一流施加“-400ns”、“-200ns”和“-600ns”的CDD的结果所获得的信号。图5B与图5A所示的分组格式的第一流和第二流类似。也就是说，图5B是与图4B对应的格式。

图6A至6D示出了通信系统100中的训练信号的分组格式。图6A至6D是图5A和5B所示的分组信号的训练信号。图6A是其中被分配了数据信号的主流的数目为“2”的情况；图6B和6C是主流的数目为“1”的情况；而图6D是主流的数目为“3”的情况。换言之，在图6A中，在第一和第二流中分配数据信号；在图6B和6C中，在第一流中分配数据信号；此外，在图6D中，在第一至第三流中分配数据信号。

图6A的第一流和第二流中直到HT-LTF之前的分配与图5B的分配相同。然而，在此之后的位置，在第一流和第二流中提供空白持续时间。另一方面，在第三和第四流中，将HT-LTF分配到与第一和第二流中的空白持续时间相对应的位置。此外，在分配到第三和第四流的HT-LTF之后，将数据分配到第一和第二流。

上述布置使得被分配了“HT-STF”的流的数目等于被分配了数据信号的流的数目，以致在接收装置处由“HT-STF”所设置的增益中包含的误差变小，因而防止了数据信号接收特性变差。此外，由于仅将分配到第三和第四流的“HT-LTF”分配到这两个流，所以在接收装置处由“HT-STF”所设置的增益中包含的误差变小，因而防止了信道估计精确度下降。

这里假定按照“0ns”、“-400ns”、“-200ns”和“-600ns”的降序定义时移量的优先级。换言之，“0ns”具有最高优先级，“-600ns”最低。因此，“0ns”和“-400ns”值被分别用作第一和第二流中的时移量。在第三和第四流中，“0ns”和“-400ns”值也被分别用作时移量。结果是，第一流中的“HT-LTF”和“HT-LTF”的组合也被用在第三流中，第二流中的“HT-LTF(-400ns)”和“-HT-LTF(-400ns)”的组合也被用在第四流中，因而使处理更加简单。

图6B的第一流中直到HT-LTF之前的分配与图5B的第一流的分配相同。这里，仅将“HT-LTF”分配到一个位置。然而，在之后的位置，在第一流中提供空白持续时间。另一方面，在第二至第四流中，将HT-LTF分配到与第一流中的空白持续时间相对应的位置。此外，在分配到第二至第四流的HT-LTF之后，将数据分配到第一流。这里，分配到第二和第三流的HT-LTF的布置与图4A类似。

按照与图6B所示的分组格式相同的方式构造图6C的分组格式。然而，图6C中“HT-LTF”的符号组合与图6B的不同。这里，定义“HT-LTF”的符号组合，使得在流之间保持正交关系。此外，在图6C中，定义“HT-LTF”的符号组合，使之针对多个流中的每一个流固定。与图6B类似，即使在图6C的第二至第四流中，使用具有较高优先级的“0ns”、“-400ns”和“-200ns”。

图6D的第一至第三流中直到HT-LTF之前的布置与图5A的第一至第三流的布置相同。在之后的位置中，在第一至第三流中提供空白持续时间。将一个“HT-LTF”分配给与第一至第三流中的空白持续时间相对应的第四时段。此外，在分配到第四流的HT-LTF之后，将数据分配到第一至第三流。根据上述优先级，将分配到第四流的HT-LTF的时移量设置为“0ns”。

将两个“HT-LTF”分配到第三和第四流，即图6A中的子流。将四个“HT-LTF”分配到第二和第四流，即图6B和图6C中的子流。将一个“HT-LTF”分配到第四流，即图6D中的子流。将这些相比，发现，分配到图6D中的子流的“HT-LTF”的长度最短。也就是说，随着要产生训练信号的分组信号中主流的数目增加，子流的长度将变短。使用该特性，根据本实施例，检查主流数目较大的分组信号，以便产生训练信号。

图7A至7D示出了通信系统100中的训练信号的另一分组格式。图7A至7D分别对应于图6A至6D。在图7A至7D中，通过将时移量与多个流相关联来定义时移量。这里，对第一流定义“0ns”的时移量，对第二流定义“-400ns”的时移量，对第三流定义“-200ns”的时移量，对第四流定义“-600ns”的时移量。因此，在图7A中使用“-200ns”和“-600ns”的时移量，取代图6A中第三和第四流中的“0ns”和“-400ns”的时移量。另一方面，在图7B和7C中使用“-400ns”、“-200ns”和“-600ns”的时移量，取代图6B和6C中第二至第四流中的“0ns”、“-400ns”和“-200ns”的时移量。在图7D中使用“-600ns”的时移量，取代6D中第四流中的“0ns”的时移量。

图7C的分组格式按照与图7B所示相同的方式构造。然而，图7C中“HT-LTF”的符号组合与图7B中的不同。预先给“HT-LTF”的符号组合赋予优先级。也就是说，定义优先级，使得图7A的第一流中的符号组合具有最高优先级，而第四流中的符号组合具有最低优先级。对于被分配了数据信号的流，按照从具有最高优先级开始的顺序使用符号组合，此外，对于未被分配数据信号的流，按照从具有最高优先级开始的顺序使用符号组合。按照这种方式，对于两种情况，按照相同的方式设置符号组合。因此，在接收装置通过执行+(加)和-(减)操作来获取各个分量时，在未被分配数据的流中“HT-LTF”部分的信道特性计算和被分配了数据的流中“HT-LTF”部分的信道特性的计算中可使用公共电路。

图8示出了在通信系统100中最终发射的分组信号的分组格式。图8对应于图6D或图7D的分组信号的修改版本。对直至分配到图6D或图7D所示的第一至第三流的“HT-STF”和“HT-LTF”执行后面将解释的正交矩阵操作。结果是，产生“HT-STF1”至“HT-STF4”。对于其它“HT-LTF”执行同样的操作。此外，按各个时移量为“0ns”、“-50ns”、“-100ns”和“-150ns”向第一至第四流中的每一个施加CCD。应该指出，第二CDD中时移量的绝对值被设置为小于施加到HT-LTF的第一CDD中的时移量的绝对值。对分配到第四流的“HT-LTF”和分配到第一至第三流的“DATA1”执行类似处理。

图9示出了第一无线电装置10a的结构。第一无线电装置10a包括通称为“无线电单元20”的第一无线电单元20a、第二无线电单元20b、…和第四无线电单元20d、基带处理单元22、调制解调单元24、IF单元26、和控制单元30。涉及的信号包括通称为“时域信号200”的第一时域信号200a、第二时域信号200b、…和第四时域信号200d、以及通称为“频域信号202”的第一频域信号202a、第二频域信号202b、第三频域信号202c、和第四频域信号202d。第二无线电装置10b具有与第一无线电装置10a类似的结构。因此，下面给出的描述中，关于接收操作的描述对应于第二无线电装置10b执行的处理，而关于发射操作的描述对应于第一无线电装置10a执行的处理。

作为接收操作，无线电单元20对天线12接收的射频信号执行频率转换，以得到基带信号。无线电单元20向基带处理单元22输出基带信号，作为时域信号200。通常通过两条信号线传输包括同相分量和正交分量的基带信号。为了使图示清楚起见，这里只用了一根信号线表示基带信号。还包括AGC(自动增益控制)单元和A-D转换单元。AGC单元在“L-STF”和“HT-STF”中设置增益。

作为发射操作，无线电单元20对来自基带处理单元22的基带信号执行频率转换，以得到射频信号。这里，来自基带处理单元22的基带信号也被指示为时域信号200。无线电单元20向天线12输出射频信号。也就是说，无线电单元20从天线12发射射频分组信号。还包括PA(功率放大器)和D-A转换单元。这里，假设时域信号200是转换到时域的多载波信号，并且是数字信号。

作为接收操作，基带处理单元22将多个时域信号200分别转换到频域中，并对由此转换的频域信号执行自适应阵列信号处理。然后，基带处理单元22输出自适应阵列信号处理的结果，作为频域信号202。一个频域信号202与发射的多个流中分别包含的数据相对应。作为发射操作，基带处理单元22从调制解调单元24输入用作频域中的信号的频域信号202，将该频域信号转换到时域中，然后通过将由此转换的信号分别与多根天线12相关联，输出这些信号，作为时域信号200。

假设由控制单元30指定在发射过程中将使用的天线12的数目。这里，假设作为频域中的信号的频域信号202包含如图1所示的多个子载波分量。为了使图示清楚起见，频域信号按照子载波号的顺序排列，并形成串行信号。

图10示出了频域信号的结构。这里，假设图1所示的子载波号“-28”到“28”的组合构成了“OFDM符号”。“第i”个OFDM符号构成如下：按照子载波号“1”到“28”和子载波号“-28”到“-1”的顺序排列子载波分量。此外，假设“第(i-1)”个OFDM符号放置在“第i”个OFDM符号之前，“第(i+1)”个OFDM符号放置在“第i”个OFDM符号之后。应该指出，在“L-SIG”等中，将“-26”至“26”的组合用于一个“OFDM符号”。

现在再次参照图9。为了产生对应于图4A和4B、图5A和5B、图6A至6D以及图7A至7D的分组格式，基带处理单元22执行CDD。基带处理单元22执行与引导(steering)矩阵的乘法运算，以实现图8所示的变形或修改的分组格式。后面给出关于这些处理的讨论。

基带处理单元22执行CDD以产生对应于图3A和3B的分组信号。按照由下面的表达式(1)表示的矩阵C来执行CDD。

C(l)＝diag(1，exp(-j2πlδ/Nout)，…，exp(-j2πlδ(Nout-1)/Nout)) --(1)

其中δ指示移动量，l指示子载波号。逐个子载波地执行C与流的相乘。也就是说，基带处理单元22在逐个流的基础上在L-STS等中执行循环时移。将每个流的时移量设置为不同值，以对应于图3A和3B。

作为接收处理，调制解调单元24对从基带处理单元22输出的频域信号202进行解调和去交织。逐个子载波地进行解调。调制解调单元24将解调的信号输出至IF单元26。作为发射处理，调制解调单元24执行交织和调制。调制解调单元24将调制的信号输出至基带处理单元22，作为频域信号202。在执行发射处理时，由控制单元30指定调制方案。

作为接收处理，IF单元26组合从多个调制解调单元24输出的信号，然后形成一个数据流。IF单元26对这一个数据流进行解码。IF单元26输出解码的数据流。作为发射处理，IF单元26输入一个数据流，然后对其进行编码，此后，分离编码的数据流。然后，IF单元26将所分离的数据输出至多个调制解调单元24。在执行发射处理时，由控制单元30指定编码率。这里，编码的示例是卷积编码，而解码的示例是Viterbi解码。

控制单元30控制第一无线电装置10a的定时等。控制单元30对IF单元26、调制解调单元24和基带处理单元22执行控制，以便在预定时段内，发射各均由至少一个流形成的多个分组。控制单元30调节多个分组各自的流数目。也就是说，根据要作为分组信号发射的数据信号的量来调节流数目，其中数据信号是被输入到IF单元26的数据信号。例如，在数据量较大时，增加流数目。此外，控制单元30可预先接收能够由接收装置处理的流的数目，并根据所接收的流的数目来调节分组信号的流数目。

控制单元30指定流数目已经被调节的分组信号中流数目最大的分组信号。控制单元30不仅指定流数目最大的分组，而且将所指定的分组信号分配到多个分组信号中的后部。控制单元30执行控制以实现如图3所示的多个分组信号的布置。控制单元30与IF单元26、调制解调单元24和基带处理单元22协作，产生由如图4A和4B、图5A和5B、图6A至6D、图7A至7D以及图8所示的多个流构成的分组信号。尽管给出了关于产生图6A至6D和图7A至7D所示的分组信号的处理，为了产生图4A和4B以及图5A和5B所示的分组信号，可以执行其相关的部分。

控制单元30指令基带处理单元22将HT-LTF和Data分配到所指定分组信号中的主流。这对应于图6A至6D以及图7A至7D中的主流中的布置。例如，主流对应于图6D中的第一至第三流。在设置子流时，控制单元30将HT-LTF分配到子流。这里，控制单元30将HT-LTF分配到除被分配了主流中的HT-LTF和Data的定时之外的定时。这对应于图6A至6D和图7A至7D中的子流中的布置。例如，子流对应于图6D中的第四流。

控制单元30将HT-LTF和Data分配到未指定的数据信号中的至少一个流。这对应于图4A和4B以及图5A和5B中的布置。这里，定义如图4A和4B所示的格式，即连续地分配HT-LTF并在其前面分配L-LTF的格式(下文将该格式称为“第一格式”)。定义如图5A和5B所示的格式，即在HT-LTF之间分配HT-SIG的格式(下文将该格式称为“第二格式”)。

在针对多个分组信号中的首个分组信号使用第一格式时，控制单元30针对剩余分组信号使用第二格式。换言之，第一分组格式用于图3所示的分组信号1，而第二格式用于分组信号2至分组信号4。作为所指定分组信号中的子流的已知信号，使用第一格式中的HT-LTF。换言之，第一格式中的HT-LTF用于图3所示的分组信号4的子流。

对于基带处理单元22，控制单元30向分配到主流的HT-LTF等施加CDD。应该指出，CDD等效于使用分配到流的HT-LTF作为参考，向分配到其它流的HT-LTF是施加HT-LTF至HT-LTF内的循环时移。控制单元30还向分配到子流的HT-LTF施加CDD。控制单元30预先设置时移量的优先级。这里，如上所述，“0ns”具有最高优先级，在此之后，按照“-400ns”、“-200ns”和“-600ns”的降序设置优先级。

控制单元30使基带处理单元22按照从具有最高优先级开始的顺序，针对主流使用时移量。例如，在图6D的情况下，将“0ns”用于第一流，将“-400ns”用于第二流，将“-200ns”用于第三流。此外，控制单元30使基带处理单元22按照从具有最高优先级开始的顺序，针对子流使用时移量。例如，在图6D的情况下，将“0ns”用于第四流。控制单元30还使基带处理单元22向Data施加CDD。此外，控制单元30使基带处理单元22使用针对主流的时移量，作为用于Data的时移量。通过采用上述处理，产生了具有如图6A至6D所示的分组格式的分组信号。

另一方面，除此之外，可以分别针对多个流设置不同值的时移量。例如，将“0ns”设置为第一流的时移量，将“-400ns”设置为第二流的时移量，将“-200ns”设置为第三流的时移量，并将“-600ns”设置为第四流的时移量。通过执行该处理，产生了具有如图7A至7D所示的分组格式的分组信号。

在通过执行上述处理而产生了具有如图6A至6D以及图7A至7D所示的分组格式的分组信号之后，控制单元30使基带处理单元22对这些分组信号进行变形和修改，并使基带处理单元22将变形的分组信号发射到无线电单元20。也就是说，控制单元30将图6A至6D以及图7A至7D所示的分组格式变形和修改为图8所示的分组格式。在将主流的数目扩展为多个流的数目之后，基带处理单元22向扩展的流施加CDD。此外，在将子流的数目扩展为多个流的数目之后，基带处理单元22向扩展的子流施加CDD。这里，控制单元30以使主流的时移量等于子流的时移量的方式设置时移量。

就硬件方面而言，如上所述的结构可以由任意计算机的CPU、存储器和其它LSI来实现。就软件方面而言，可由具有通信功能等的存储器加载的程序来实现，但是，这里所示和所描述的是这些协作所实现的功能块。因此，本领域技术人员可以理解，可以以各种形式，例如仅通过硬件、仅通过软件或通过其组合来实现这些功能块。

图11示出了基带处理单元22的结构。基带处理单元22包括用于接收的处理单元50和用于发射的处理单元52。接收处理单元50执行基带处理单元22的操作中与接收操作相对应的部分。也就是说，接收处理单元50对时域信号200执行自适应阵列信号处理，并由此导出频域的接收权重矢量。然后，接收处理单元50输出阵列合成的结果，作为频域信号202。应该指出，接收处理单元50可基于频域信号202来产生速率信息。对于速率信息的产生，将已知技术用于上述目的，因此这里省略对其的描述。

发射处理单元52执行基带处理单元22的操作中与发射操作相对应的部分。就是说，发射处理单元52转换频域信号202，以产生时域信号200。发射处理单元52将多个流分别与多根天线12相关联。发射处理单元52施加如图6A至6D以及图7A至7D所示的CDD，并执行使用引导矩阵的操作。最终，发射处理单元52输出时域信号200。另一方面，发射处理单元52可在发射如图6A至6D以及图7A至7D所示的分组信号时执行波束形成(beamforming)。对于波束形成，将已知技术用于上述目的，因此这里省略对其的描述。

图12示出了接收处理单元50的结构。接收处理单元50包括FFT单元74、权重矢量导出单元76以及被通称为“组合单元80”的第一组合单元80a、第二组合单元80b、第三组合单元80c和第四组合单元80d。

FFT单元74对时域信号200执行FFT，以将时域信号200转换成频域值。这里，假设频域值具有如图10所示的结构。就是说，经由一条信号线输出一个时域信号200的频域值。

权重矢量导出单元76在逐个子载波的基础上从频率值中导出权重矢量。导出的权重矢量与多个流中的每一个相对应，并且对于每个流，一个流的权重矢量包含与天线数目相对应的因子。HT-LTF等用于导出与多个流中的每一个相对应的权重矢量。为了导出权重矢量，可以使用自适应算法或使用信道特性。因为在该处理中可以针对自适应算法等采用已知技术，所以在此省略对其的解释。如前所述，在导出权重矢量时，权重矢量导出单元76执行“第一分量减(-)第二分量加(+)第三分量减(-)第四分量”的运算。同样如前所述，最终分别针对子载波、天线12和流中的每一个导出权重。

组合单元80将FFT单元74转换的频域值和来自权重矢量导出单元76的权重矢量相组合。例如，从来自权重矢量导出单元76的权重矢量中选择与一个子载波和第一流二者相对应的权重，作为要对其执行乘法运算的权重矢量。所选权重具有对应于每根天线12的值。

从由FFT单元74转换的频域值中选择与一个子载波相对应的值，作为要对其执行乘法运算的另一权重矢量。所选值包含对应于每根天线12的值。需要注意的是，所选权重和所选值均属于同一子载波。当将所选权重和所选值分别与天线12相关联时，将所选权重和所选值分别相乘，并将乘法结果相加。由此，导出与第一流中的一个子载波相对应的值。在第一组合单元80a中，对其他子载波执行上述处理，以导出对应于第一流的数据。执行类似处理，以导出分别对应于第二至第四流的数据。分别输出所导出的第一至第四流，作为第一频域信号202a至第四频域信号202d。

图13示出了发射处理单元52的结构。发射处理单元52包括分发单元66和IFFT单元68。IFFT单元68对频域信号202执行IFFT，然后输出时域信号。其结果是，IFFT单元68输出对应于每个流的时域信号。

分发单元66将来自IFFT单元68的流与天线12相关联。为了产生对应于图4A和4B、图5A和5B、图6A至6D以及图7A至7D的分组信号，分发单元66执行CDD。用下面表达式(1)中的矩阵C来表示CDD。

C(l)＝diag(1，exp(-j2πlδ/Nout)，…，exp(-j2πlδ(Nout-1)/Nout)) --(1)

其中δ指示移动量，l指示子载波号。在逐个子载波的基础上执行C与流的乘法运算。也就是说，分发单元66逐个流地在L-STF等中执行循环时移。如图4A和4B、图5A和5B、图6A至6D以及图7A至7D所示地设置时移量。

分发单元66分别将如6A至6D以及图7A至7D中所产生的训练信号与引导矩阵相乘，以将训练信号的流的数目增加至多个流的数目。在执行乘法运算前，分发单元66将输入信号的度(degree)扩展为多个流的数目。由于在图6D和图7D的情况下将“HT-STF”等分配给第一至第三流，所以输入的信号的数目是“3”，并且在这里由“Nin”表示。因此，输入数据由“Nin×1”的矢量指示。多个流的数目是“4”，并且这里由“Nout”表示。分发单元66将输入数据的度从Nin扩展为Nout。换言之，“Nin×1”矢量被扩展为“Nout×1”矢量。这样，向从第(Nin+1)行至第Nout行的分量插入“0”等。另一方面，直到Nin的分量是被分配给图6D和图7D的第四流的“0”，并且向从第(Nin+1)行至第Nout行的分量插入HT-LTF等。

由下面的表达式(2)表示引导矢量。

S(l)＝C(l)W --(2)

引导矩阵是“Nout×Nout”矩阵。W是“Nout×Nout”的正交矩阵。正交矩阵的示例是Walsh矩阵。这里，l是子载波号，在逐个子载波的基础上进行与引导矩阵的相乘。C表示如上所述的CDD。这里，分别定义时移量，使之针对多个流而不同。也就是说，分别将第一至第四流的时移量定义为例如，“0ns”、“-50ns”、“-100ns”和“-150ns”。

图14示出了第一无线电装置10a的发射过程的流程图。IF单元26输入多个数据信号(S10)。控制单元30根据流数目来排列数据信号(S12)。控制单元30将具有较小流数目的数据信号放置在前，而将具有较大流数目的数据信号放置在后。控制单元30在基带处理单元22中，对头一个分组信号附连第一格式(S14)，对剩余分组信号附连第二格式(S16)。控制单元30将扩展HT-LTF附加到子流的后部(S18)。

根据本发明的实施例，针对具有其中放置了数据的流的数目较大的分组信号，放置扩展HT-LTF，能够使扩展HT-LTF的持续时间缩短。此外，扩展HT-LTF的持续时间的缩短能够改善传输效率。将具有扩展HT-LTF的分组信号放置在后部能够使终端装置估计最新的信道特性。此外，针对多个分组信号的头一个分组信号使用第一格式能够确保与传统系统的兼容性。针对多个分组信号的剩余分组信号使用第二格式能够改善传输效率。此外，在扩展HT-LTF中使用第一格式的HT-LTF部分能够改善传输效率。

在产生训练信号时，使被分配了HT-STF的流数目等于被分配了Data的流数目。因此，HT-STF所设置的增益对应于Data，因此能够防止数据接收特性的下降。此外，在产生训练信号时，将被分配了Data的流中被分配了Data的定时移动偏移未被分配Data的流中被分配了HT-LTF的定时，或与未被分配Data的流中被分配了HT-LTF的定时错开。因此，两个流的接收功率彼此接近。由于对两个流的接收功率彼此接近，所以即使在未被分配数据的所述流中未分配HT-STF，也能够抑制通过流来指定信道中的估计的劣化。

通过定义时移量的优先级并按照从具有最高优先级开始的顺序，能够针对被分配了数据的流和未被分配数据的流，均使用多个相同的时移量。此外，通过使用多个相同的时移量能够使处理更加简单。此外，在多个流的数目为“2”，而被分配了数据的流的数目为“1”时，接收装置可根据HT-LTF的接收条件，向发射装置指令要向多个流中的哪个流分配数据。换言之，可以执行发射分集。

由于分配到多个流的各个HT-LTF的时移量具有相同值，所以接收装置能够在被分配了数据的流中发生改变时容易地进行处理。由于针对多个流分别设置了不同的时移量，所以可以同样地执行处理。此外，这种同样执行的处理使得处理更加简单。即使在后续分组信号中被分配了数据的流的数目增加，由于以相同的时移量发射了针对增加流的HT-LTF，所以接收装置能够使用已经导出的定时等。由于能够使用已经导出的定时等，所以接收装置能够随着被分配了数据的流的数目的增加而容易地进行处理。

基于仅作为示例的实施例描述了本发明。因此，本领域技术人员可以理解，对每个组件和过程的组合的其它各种更改也是可以的，并且这些更改也在本发明的范围内。

根据本发明的实施例，针对多个流的数目为“4”的情况进行了描述。然而，本发明并不局限于此，而是，例如，多个流的数目可以小于“4”或大于“4”。对于该示例，在前一种情况下天线12的数目可以小于“4”，而在后一种情况下天线12的数目可以大于“4”。根据该更改，本发明可应用于各种流数目。

尽管使用特定术语描述了本发明的优选实施例，但是这些描述仅用于说明的目的，应该理解，在不脱离所附权利要求的精神或范围的情况下，可以进行改变和变化。

工业实用性

通过防止传输效率在发射用于信道估计的已知信号时降低，可以提高信道估计的精确度。

Claims

1.一种无线电装置，用于在预定时段内发射各由至少一个流形成的多个分组信号，所述无线电装置包括：

调节单元，用于分别调节多个分组信号的流数目；

指定单元，用于在所述调节单元调节了流数目的分组信号中指定流数目最大的分组信号；

产生单元，包括第一装置和第二装置，所述第一装置用于向所述指定单元所指定的分组信号的流分别分配已知信号和数据信号，并通过在指定的分组中设置另一个流向所述另一个流分配扩展已知信号，所述第二装置向所述指定单元未指定的剩余的所有的分组信号的至少一个流分配已知信号和数据信号；和

发射机，用于发射所述产生单元所产生的多个分组信号。

2.根据权利要求1所述的无线电装置，其中所述指定单元不仅指定流数目最大的分组信号，还将所指定的分组信号分配到多个分组信号中的后部位置。

3.根据权利要求1所述的无线电装置，其中，对于所述指定单元所指定的分组信号，所述产生单元将扩展已知信号分配到除被分配了数据信号和已知信号的定时之外的定时。

4.根据权利要求1所述的无线电装置，其中所述产生单元定义第一格式和第二格式，在第一格式中，连续地排列已知信号，将控制信号分配到已知信号的前部，并将另一个已知信号分配在控制信号之前，在第二格式中，控制信号被分配在已知信号之间，

而在多个分组信号中，在首个分组信号中使用第一格式，在剩余分组信号中使用第二格式，以及

用第一格式中的已知信号作为分配在所述指定单元所指定的分组信号中的另一个流中的扩展已知信号。

5.根据权利要求1所述的无线电装置，其中所述产生单元执行操作，使得：

对于所述指定单元所指定的分组信号，使用分配到被分配了数据信号的主流之一的已知信号作为参考，将已知信号内的循环时移施加于分配到其它流的已知信号，还向分配到未被分配数据信号的子流的扩展已知信号施加时移，

预先向时移量设置优先级，对于主流，按照从具有较高优先级开始的顺序使用时移量，以及

对于子流，按照从具有较高优先级开始的顺序使用时移量。

6.根据权利要求1所述的无线电装置，其中所述产生单元执行操作，使得：

对于所述指定单元所指定的分组信号，使用分配到被分配了数据信号的主流之一的已知信号作为参考，将已知信号内的循环时移施加于分配到其它流的已知信号，还向分配到未被分配数据信号的子流的扩展已知信号施加时移，以及

针对多个流分别设置不同值的时移量。

7.根据权利要求5所述的无线电装置，其中在所述产生单元中，通过在时域中重复预定单元来形成已知信号和扩展已知信号，

定义预定单元的符号组合，使得在流之间保持正交性，以及

定义预定单元的符号组合，以便在多个流中分别固定这些组合。

8.根据权利要求5所述的无线电装置，其中在所述产生单元中，通过在时域重复预定单元来形成已知信号和扩展已知信号，

在定义预定单元的符号组合，使得在流之间保持正交性时，预先向预定单元的符号组合赋予优先级，以及

对于被分配了数据信号的主流，按照从具有较高优先级的符号组合开始的顺序使用符号组合，对于未被分配数据信号的子流，按照从具有较高优先级的符号组合开始的顺序使用符号组合。

9.根据权利要求5所述的无线电装置，其中所述产生单元执行操作，使得：向所述指定单元所指定的分组信号中的数据信号施加循环时移，和使用主流的时移量作为时移量。

10.根据权利要求5所述的无线电装置，进一步包括修改单元，用于在所述产生单元所产生的多个分组信号中，修改所述指定单元所指定的至少一个分组信号，并将修改的信号输出到所述发射机，

所述修改单元包括：

第一处理单元，用于对所述指定单元所指定的分组信号中的流，将流的数目扩展到流的数目和另一个流的数目的合计数目，然后，对于扩展的流，使用分配到所述扩展的流之一的已知信号作为参考，向分配到其它流的已知信号施加已知信号内的循环时移；和

第二处理单元，对所述指定单元所指定的分组信号中的另一个流将另一个流的数目扩展到流的数目和另一个流的数目的合计数目，然后，对于扩展的流，使用分配到所述扩展的流之一的扩展已知信号作为参考，向分配到其它流的扩展已知信号施加扩展已知信号内的循环时移，

其中以使用于所述第一处理单元中的所述扩展的流的各个时移量的值分别与用于所述第二处理单元中的所述扩展的流的各个时移量的值相等的方式设置时移量。

11.根据权利要求10所述的无线电装置，其中设置所述产生单元中的时移量的绝对值，使该绝对值大于所述修改单元中的时移量的绝对值。