CN101263668B - 无线电装置以及使用该无线电装置的通信系统 - Google Patents

Abstract

控制单元产生由多个流形成的分组信号。在使用分配给多个流之一的第一已知信号作为参考，并且对分配给另一个流的第一已知信号执行第一已知信号中的循环时移时，控制单元也对第二已知信号和控制信号执行时移。在针对第一已知信号和第二已知信号将时移量设置为不同值时，控制单元以使首个组合中包含的控制信号的时移量等于第一已知信号的时移量，而每个剩余组合中包含的控制信号的时移量等于第二已知信号的时移量的方式来设置时移量。

Description

无线电装置以及使用该无线电装置的通信系统

技术领域

本发明涉及无线电装置，更具体地，涉及一种使用多个子载波的无线电装置和使用所述无线电装置的通信系统。

背景技术

OFDM(正交频分复用)调制方案是能够实现高速数据传输并在多径环境下具有鲁棒性的多载波通信方案之一。这种OFDM调制方案已应用于诸如IEEE802.11a/g和HIPERLAN/2的无线标准。在该无线LAN中的分组信号通常被通过时变信道环境来传送，并且还受到频率选择性衰落的影响。因此，接收装置通常动态地执行信道估计。

为了使接收装置执行信道估计，在分组信号内提供了两种已知信号。一种是针对突发信号的开始部分中的所有载波所提供的已知信号，即所谓的前同步信号或训练信号。另一种是针对突发信号的数据区域中的部分载波所提供的已知信号，即所谓的导频信号(例如，参见下列背景技术列表中的参考文献(1))

相关技术列表

(1)Sinem Coleri，Mustafa Ergen，Anuj Puri和Ahmad Bahai，“Channel Estimation Techniques Based on Pilot Arrangement in OFDMSystems”，IEEE Transactions on broadcasting，vol.48，No.3，223-229页，2002年9月。

在无线通信中，自适应阵列天线技术是实现频率资源的有效利用的技术之一。在自适应阵列天线技术中，分别通过控制多个天线中待处理的信号的幅度和相位来控制天线的方向图。利用这种自适应阵列天线技术来实现较高数据传输速率的技术之一是MIMO(多输入多输出)系统。在此MIMO系统中，发射装置和接收装置各配备有多个天线，并设置待并行发射的多个分组信号(在下文中，将分组信号中待并行发射的每个数据称为“流”)。换言之，针对发射装置和接收装置之间的通信，设置高达天线的最大数量的流，以便改进数据传输速率。

此外，这种MIMO系统与OFDM调制方案的组合带来了更高的数据传输速率。为了提高这种MIMO系统中的传输效率，将分别要在多个分组信号中发射的数据信号集合成单个分组信号。这样，将控制信号附加到各个数据信号。换言之，在分组信号中包含控制信号(下文称之为“MIMO控制信号”)和数据信号的多种组合。在接收装置接收到这些控制信号和数据信号的情况下，不需要预先导出权重和信道特性。因此，在分组信号中包含MIMO系统中的已知信号(下文称为“MIMO已知信号”)。

还需要与非MIMO系统的系统(下文称为“传统系统”)的兼容性。换言之，需要让传统系统的接收装置知道分组信号的存在。因此，将传统系统的已知信号和控制信号(分别称为“传统已知信号”和“传统控制信号”)分配给分组信号的头部。如果集合了这些信号，则分组格式将包括：传统已知信号、传统控制信号、包含在首个组合中的MIMO控制信号、包含在首个组合和剩余组合中的数据信号。这里，剩余组合被按照MIMO控制信号和MIMO数据信号的顺序依次排列。

通常，要由传统控制信号和MIMO控制信号(下文统称为“控制信号”)发射的信息量小于要由数据信号发射的信息量。因此，能够通过单个流来发射控制信号。然而，如果将控制信号分配给单个流，而将除控制信号之外的信号分配给多个流，功率将仅在部分分组信号中不同。为了减少这种功率波动，将在控制信号的时间段中控制信号在其中经历了循环时移的信号分配给剩余流。这种处理通常被称为CDD(循环延迟分集)。为了使控制信号一致，传统已知信号和MIMO已知信号(下文统称为“已知信号”)也受到CDD。

随着时移量变大，延迟波的影响也增大。因此，与传统系统兼容的接收装置中的接收特性可能下降。因此，根据与传统系统的兼容性，希望CDD中的时移量较小。另一方面，随着时移量变小，多个流之间的相关性变大，使得流的分离不充分。因此，考虑到MIMO系统的特性，希望CDD中的时移量较大。在这些情况下，利用对于时移量而言相对较小的绝对值，向首个组合中包含的传统已知信号、传统控制信号和MIMO控制信号施加CDD，同时，利用对于时移量而言相对较大的绝对值，向MIMO已知信号施加CDD。

在这些情况下，本发明的发明人认识到要解决以下问题。对于MIMO控制信号中的时移量，设置与传统已知信号的时移量相同的值。结果是，利用与在开头部分中分配的传统已知信号中的时移量相同的值，对首个组合中包含的MIMO控制信号实施CDD。然而，剩余组合中包含的MIMO控制信号中的时移量与分配给开头部分的MIMO已知信号中的时移量不同。因此，在接收装置中基于MIMO已知信号估计的权重并不是适用于接收MIMO控制信号的值。因此，可能存在着在接收到的MMO已知信号中引起差错的情况。通常，MIMO控制信号包含的信息比数据信号更重要。

发明内容

鉴于上述情况做出了本发明，本发明的总体目的是提供一种无线电装置，能够在发射控制信号和数据信号的多个组合时提高精确地发射第二和后续控制信号的可能性。

为了解决上述问题，根据本发明一个实施例的无线电装置是发射由多个流组成的分组信号的无线电装置，该装置包括：输入单元，用于输入关于数据信号的控制信号与所述数据信号的多个组合，其中所述组合包含要分别分配给多个流的数据信号；产生单元，用于以使第一已知信号被分配在首个组合中包含的控制信号之前，并且第二已知信号被分配在所述控制信号之后，首个组合中包含的数据信号被分配在第二已知信号之后，然后在所述数据信号之后，按照所述输入单元所输入的多个组合中的控制信号和数据信号的顺序，依次分配剩余组合的方式来产生分组信号；以及发射机，用于发射由所述产生单元所产生的分组信号。在使用分配给多个流之一的第一已知信号作为参考，并将第一已知信号内的循环时移施加于分配给另一个流的第一已知信号时，所述产生单元还将时移施加于第二已知信号和控制信号，并且在针对第一已知信号和第二已知信号设置不同值的时移量时，所述产生单元以使首个组合中包含的控制信号的时移量等于第一已知信号的时移量，每个剩余组合中包含的控制信号的时移量等于第二已知信号的时移量的方式来设置时移量。

根据该实施例，将在控制信号的前面所分配的已知信号的时移量设置为多个组合中的每一个中所包含的控制信号的时移量。结果是，能够抑制对控制信号进行解调中性能的下降。

所述产生单元还将循环时移施加于数据信号，并且可针对首个组合中包含的控制信号和数据信号设置不同值的时移量，并且以使剩余组合中包含的控制信号的时移量等于剩余组合中包含的数据信号的时移量的方式来设置时移量。在这种情况下，可以对数据信号进行解调。

所述产生单元可以以使剩余组合中包含的控制信号的时移量的绝对值大于首个组合中包含的控制信号的时移量的绝对值的方式来设置时移量。在这种情况下，可以改善特性，同时保持与传统系统的兼容性。

该无线电装置还可包括选择器，用于选择要由所述产生单元产生的格式或由另一种格式所定义的格式，然后使所述产生单元产生所选格式的分组信号。所述产生单元产生作为另一种格式的分组信号，所述另一种格式的分组信号是以使在所述输入单元所输入的多个组合中，首个组合中包含的控制信号被分配在第二已知信号之后，首个组合中包含的数据信号被分配在所述控制信号之后，然后在所述数据信号之后，按照控制信号和数据信号的顺序依次分配剩余组合的方式的方式产生的，其中所述产生单元以使首个组合中包含的控制信号的时移量和剩余组合中包含的控制信号的时移量等于第二已知信号中包含的信号的量的方式来设置时移量。在这种情况下，还产生另一种格式，该格式是以首个组合中包含的控制信号被分配在第二已知信号之后的方式定义的。因此，能够提高分组信号的使用率。

本发明的另一实施例涉及一种通信系统。该通信系统包括：发射装置，用于发射由多个流组成的分组信号；接收装置，用于接收从所述发射装置发射的分组信号。发射装置包括：输入单元，用于输入关于数据信号的控制信号和所述数据信号的多个组合，其中，组合包含要分别分配给多个流的数据信号；产生单元，用于以使第一已知信号被分配在由所述输入单元所输入的多个组合中的首个组合中包含的控制信号之前，第二已知信号被分配在所述控制信号之后时，首个组合中包含的数据信号被分配在第二已知信号之后，然后在所述数据信号之后，按照由所述输入单元所输入的多个组合中的控制信号和数据信号的顺序，依次分配剩余组合的方式来产生分组信号；和发射机，用于发射所述产生单元所产生的分组信号。在将分配给多个流之一的第一已知信号用作参考并且将第一已知信号内的循环时移施加于分配给另一个流的第一已知信号时，所述产生单元还将时移施加于第二已知信号和控制信号，在针对第一已知信号和第二已知信号将时移量设置为不同值时，所述产生单元以使首个组合中包含的控制信号的时移量等于第一已知信号的时移量，和每个剩余组合中包含的控制信号的时移量等于第二已知信号的时移量的方式来设置时移量。

数据可以包括多个流。已知信号可以包括多个流。控制信号可以包括多个流。

需要注意的是，可以对前述构造部件进行任意组合，以及以方法、装置、系统、记录介质、计算机程序等形式来实现本发明，也可以与本发明的实施例一样有效，并由本发明的实施例所包括。

此外，此外，本发明的概述不一定描述的都是必要特征，因此本发明也可以是所描述的这些特征的子组合。

附图说明

现在，参考作为示例性而非限制的附图，只作为示例性地对实施例进行描述，其中，在几个附图中相似元素由相似的附图标记表示，在附图中：

图1示出了根据本发明实施例的多载波信号的频谱；

图2示出了根据本发明实施例的通信系统的结构；

图3A至3C示出了图2所示的通信系统中的分组格式；

图4示出了图2所示第一无线电装置的结构；

图5示出了图4所示频域信号的结构；

图6A和6B示出了图3A至3C所示的L-SIG和HT-SIG的星座图；

图7示出了图4所示基带处理单元的结构；

图8示出了图7所示接收处理单元的结构；和

图9示出了图7所示发射处理单元的结构。

具体实施方式

现在将基于以下实施例，描述本发明，这些实施例并不旨在限制本发明的范围，而是举例说明本发明。对于本发明，这些实施例中所述的所有特征及其组合并不一定是必不可少的。

在具体描述本发明之前，将对本发明进行概述。本发明的实施例涉及由至少两个无线电装置组成的MIMO系统。一个无线电装置对应于发射装置，而另一个装置对应于接收装置。发射装置以包含控制信号和数据信号的多个组合的方式产生一个分组信号。应该指出，一个分组信号由多个流或多流组成。如前所述，如果第二和后续组合中包含的MIMO控制信号中的时移量与MIMO已知信号中的时移量不同，在MIMO控制信号中出现错误的可能性将增加。因此，在本实施例中执行以下处理。

发射装置利用与在传统已知信号中分配在传统已知信号之前的时移量相同的时移量，向首个组合中包含的MIMO控制信号施加CDD。另一方面，发射装置利用与在MIMO已知信号中分配在MIMO已知信号之前的时移量相同的时移量，向第二和后续组合中包含的MIMO控制信号施加CDD。换言之，发射装置使用不同值，其中首个组合中包含的MIMO控制信号的时移量的值与第二和后续组合中分别包含的MIMO控制信号的时移量的值不同。结果是，可以限制第二和后续组合中包含的MIMO控制信号的接收特性的下降，同时保持与传统系统的兼容性以及MIMO系统的特性。

图1示出了根据本发明实施例的多载波信号的频谱。具体地讲，图1示出了OFDM调制方案中的信号频谱。OFDM调制方案中的多个载波之一通常被称作子载波。但是，这里用“子载波号”指示子载波。在MIMO系统中，定义了56个子载波，即子载波号“-28”到“28”。需要注意的是，子载波号“0”设为空，以减小基带信号中直流分量的影响。另一方面，在传统系统中定义了52个子载波，即子载波号“-26”到“26”。传统系统的一个示例是符合IEEE 802.11a标准的无线LAN。时域中一个信号单元是由多个子载波组成的一个信号单元，并且该单元被称为“OFDM符号”。

通过可变化设置的调制方案对各个子载波进行调制。这里使用的是BPSK(二元相移键控)、QPSK(正交相移键控)、16-QAM(正交幅度调制)和64-QAM中的任意一个调制方案。

向这些信号应用卷积编码，作为纠错方案。卷积编码的编码率设为1/2、3/4等。将被并行传输的数据的数量是可变化地设置的。这里，数据被作为分组信号传输，如前面提到的，要并行传输的每个分组信号被称为“流”。由此，因为调制方案的模式、编码率和流的数量是可变化地设置的，所以数据速率也是可变化地设置的。需要注意的是，“数据速率”可以由这些因素的任意组合或者这些因素之一确定。如果在传统系统中，调制方案是BPSK，并且编码率是1/2，则数据率是6Mbps。另一方面，如果调制方案是BPSK，编码率是3/4，则数据率是9Mbps。

图2示出了根据本发明实施例的通信系统100的结构。通信系统100包括第一无线电装置10a和第二无线电装置10b，通称为“无线电装置10”。第一无线电装置10a包括第一天线12a、第二天线12b、第三天线12c和第四天线12d，它们通称为“天线12”。第二无线电装置10b包括第一天线14a、第二天线14b、第三天线14c和第四天线14d，它们通称为“天线14”。这里，第一无线电装置10a对应于发射装置，而第二无线电装置10b对应于接收装置。

在描述通信系统100的结构之前，将概略地说明MIMO系统。这里假设数据从第一无线电装置10a向第二无线电装置10b传输。第一无线电装置10a分别从第一天线12a到第四天线12d，分别发射多个流的数据。因此数据速率提高。第二无线电装置10b通过第一天线14a到第四天线14d接收多个流的数据。第二无线电装置10b通过自适应阵列信号处理来分离接收的信号，并对多个流的数据独立地进行解调。

因为天线12的数量是“4”，天线14的数量也是“4”，所以天线12与天线14之间的信道组合数是“16”。用h_ij表示从第i天线12i到第j天线14j之间的信道特性。在图2中，h₁₁表示第一天线12a与第一天线14a之间的信道特性，h₁₂表示第一天线12a与第二天线14b之间的信道特性，h₂₁表示第二天线12b与第一天线14a之间的信道特性，h₂₂表示第二天线12b与第二天线14b之间的信道特性，h₄₄表示第四天线12d与第四天线14d之间的信道特性。为了使说明清楚起见，图2中省略了其他传输信道。应该指出，第一无线电装置10a和第二无线电装置10b的角色可以颠倒。

图3A至3C示出了通信系统100所使用的分组格式。图3A和3B分别对应于MIMO系统中定义的第一分组格式和第二分组格式，而图3C对应于传统系统中定义的分组格式。在图3A中，要发射四个流中包含的数据，并且按照从顶至底的顺序，分别示出了与第一流至第四流对应的分组格式。在对应于第一流的分组信号中，“L-STF”、“HT-LTF”等被分配作为前同步信号。“L-STF”、“L-LTE”以及“L-SIG”和“HT-SIG”分别对应于与传统系统兼容的用于定时估计的已知信号、与传统系统兼容的用于信道估计的已知信号、与传统系统兼容的控制信号以及与MIMO系统兼容的控制信号。例如，在与MIMO系统兼容的控制信号中包含关于数据率的信息。“HT-STF”和“HT-LTF”分别对应于与MIMO系统兼容的用于定时估计的已知信号和与MIMO系统兼容的用于信道估计的已知信号。“DATA 1”是数据信号。

在对应于第二流的分组信号中，“L-STF(-50ns)”、“HT-LTF(-400ns)”等被分配作为前同步信号。在对应于第三流的分组信号中，“L-STF(-100ns)”、“HT-LTF(-200ns)”等被分配作为前同步信号。在对应于第四流的分组信号中，“L-STF(-150ns)”、“HT-LTF(-600ns)”等被分配作为前同步信号。这里，“-400ns”等表示CDD(循环延迟分集)中的时移量。以下面的方式处理CDD：在预定时间间隔中，沿较后的方向将时域波形偏移一偏移量，然后将被推出预定时间间隔中最后部分的波形循环地将分配在预定时间间隔的头部中。也就是说，在“-L-STF(-50ns)”中，将带有-50ns延迟量的循环时移施加于“L-STF”。这里，假定一个OFDM符号的持续时间是80ns。

“DATA 1”至“DATA 4”的控制信号等同与与分别被分配在“DATA 1”至“DATA 4”之前的“HT-SIG”、“HT-SIG(-50ns)”、“HT-SIG(-100ns)”和“HT-SIG(-150ns)”。因此，“HT-SIG”、“HT-SIG(-50ns)”、“HT-SIG(-100ns)”和“HT-SIG(-150ns)”与“DATA 1”至“DATA 4”的组合被称为“第一组合”。第一组合中HT-SIG的时移量被设置为与“L-STF”和“L-LTF”的时移量相同的值。将时移量设置为在第一组合所包含的HT-SIG和DATA之间差值。

在第一流中，按照“HT-LTF”、“-HT-LTF”、“HT-LTF”和“-HT-LTF”的顺序，从其顶部开始排列HT-LTF。这里，按照该顺序，HT-LTF在所有四个流中被分别称为“第一分量”、“第二分量”、“第三分量”和“第四分量”。通过针对接收到的所有流的信号执行“第一分量减(-)第二分量加(+)第三分量减(-)第四分量”的运算，在接收装置处提取第一流的希望信号。通过针对接收到的所有流的信号执行“第一分量+第二分量+第三分量+第四分量”的运算，在接收装置处提取第二流的希望信号。通过针对接收到的所有流的信号执行“第一分量-第二分量-第三分量+第四分量”的运算，在接收装置处提取第三流的希望信号。通过针对接收到的所有流的信号执行“第一分量+第二分量-第三分量-第四分量”的运算，在接收装置处提取第四流的希望信号。应该指出，通过矢量运算来进行加法和减法运算。

从“L-LTF”直至“HT-SIG1”等的部分以与传统系统相同的方式使用“52”个子载波。在“52”个子载波中，“4”个子载波对应于导频信号。另一方面，对应于“HT-LTF”等和后续字段的部分使用“56”个子载波。“HT-SIG”、“HT-SIG(-400ns)”、“HT-SIG(-200ns)”和“HT-SIG(-600ns)”被分别分配在第一流至第四流中的“DATA 1”至“DATA4”之前，并且“DATA 5”至“DATA 8”被分别分配在“HT-SIG”、“HT-SIG(-400ns)”、“HT-(-200ns)”和“HT-SIG(-600ns)”之前。

这里，“HT-SIG”、“HT-SIG(-400ns)”、“HT-SIG(-200ns)”和“HT-SIG(-600ns)”是针对分配在其后的“DATA 5”至“DATA 8”的控制信号。因此，“HT-SIG”、“HT-SIG(-400ns)”、“HT-(-200ns)”和“HT-SIG(-600ns)”与“DATA 5”至“DATA 8”的组合被称为“第二组合”。这同样适用于分配在最后部分的“HT-SIG”、“HT-SIG(-400ns)”、“HT-(-200ns)”和“HT-SIG(-600ns)”和“DATA N”至“DATA N+3”，并且这些被称为“第{(N+3)/4}组合”。第二和后续组合中的HIT-SIG的时移量被设置为与“HT-STF”和“HT-LTF”的时移量相等的值。也就是说，第二和后续组合中HT-SIG的时移量被设置为与第一组合中的HT-SIG的时移量不同的值。在“第二组合”至“第(N+3)/4组合”中包含的HT-SIG和DATA之间，时移量被设置为相同的值。

在图3B中不分配图3A中的“L-STF”、“L-LTF”和“L-SIG”。也就是说，在图3B中不分配用于与传统系统保持兼容的信号。在图3B的第一流中，在“HT-STF”之后分配与图3A中的四个“HT-LTF”相同的四个“HT-LTF”，但是“HT-SIG”插入在四个“HT-LTF”的第一个(即“HT-LTF”)与其第二个(即“-HT-LTF”)之间。“DATA 1”被分配在四个“HT-LTF”之后。将向第一流施加“-400ns”、“-200ns”和“-600ns”的CDD的信号分别分配给第二流至第四流。这里，被分配在“HT-LTF”等中的“HT-SIG”等与“DATA 1”至“DATA 4”的组合被称为“第一组合”。

“DATA 1”至“DATA 4”之后的字段与图3A中的相同，因此在那里分配“第二组合”至“第{(N+3)/4}组合”。在此，第一组合中“HT-SIG”的时移量也被设置为与“HT-STF”和“HT-LTF”的时移量相等的值。也就是说，第二和后续组合中“HT-SIG”的时移量被设置为与第一组合中“HT-SIG”的时移量相等的值。与图3A类似，在图3C中分配“L-STF”、“L-LTF”和“L-SIG”。“DATA”被分配在“L-SIG”之后。

图4示出了第一无线电装置10a的结构。第一无线电装置10a包括通称为“无线电单元20”的第一无线电单元20a、第二无线电单元20b、...和第四无线电单元20d、基带处理单元22、调制解调单元24、IF单元26、和控制单元30。涉及的信号包括通称为“时域信号200”的第一时域信号200a、第二时域信号200b、...和第四时域信号200d、以及通称为“频域信号202”的第一频域信号202a、第二频域信号202b、第三频域信号202c、和第四频域信号202d。第二无线电装置10b具有与第一无线电装置10a类似的结构。

作为接收操作，无线电单元20对天线12接收的射频信号执行频率转换，以得到基带信号。无线电单元20向基带处理单元22输出基带信号，作为时域信号200。通常通过两条信号线传输包括同相分量和正交分量的基带信号。为了使图示清楚起见，这里只用了一根信号线表示基带信号。还包括AGC(自动增益控制)单元和A-D转换单元。AGC单元在“L-STF”和“HT-STF”中设置增益。

作为发射操作，无线电单元20对来自基带处理单元22的基带信号执行频率转换，以得到射频信号。这里，来自基带处理单元22的基带信号也被指示为时域信号200。无线电单元20向天线12输出射频信号。还包括PA(功率放大器)和D-A转换单元。这里，假设时域信号200是转换到时域的多载波信号，并且是数字信号。

作为接收操作，基带处理单元22将多个时域信号200分别转换到频域中，并对由此转换的频域信号执行自适应阵列信号处理。然后，基带处理单元22输出自适应阵列信号处理的结果，作为频域信号202。一个频域信号202与从第二无线电装置10b(这里未示出)发射的多个流中分别包含的数据相对应。作为发射操作，基带处理单元22从调制解调单元24输入用作频域中的信号的频域信号202，将该频域信号转换到时域中，然后通过将由此转换的信号分别与多根天线12相关联，输出这些信号，作为时域信号200。

假设由控制单元30指定在发射过程中将使用的天线12的数目。这里，假设作为频域中的信号的频域信号202包含如图1所示的多个子载波分量。为了使图示清楚起见，频域信号按照子载波号的顺序排列，并形成串行信号。

图5示出了频域信号的结构。这里，假设图1所示的子载波号“-28”到“28”的组合构成了“OFDM符号”。“第i”个OFDM符号构成如下：按照子载波号“1”到“28”和子载波号“-28”到“-1”的顺序排列子载波分量。此外，假设“第(i-1)”个OFDM符号放置在“第i”个OFDM符号之前，“第(i+1)”个OFDM符号放置在“第i”个OFDM符号之后。应该指出，在图3A等所示的“L-SIG”等中，将“-26”至“26”的组合用于一个“OFDM符号”。

现在再次参照图4。基带处理单元22执行CDD以产生对应于图3A和3B的分组信号。按照由下面的表达式(1)表示的矩阵C来执行CDD。

C(l)＝diag(1，exp(-j2πlδ/Nout)，…，exp(-j2πlδ(Nout-1)/Nout))  --(1)

其中δ指示移动量，l指示子载波号。逐个子载波地执行C与流的相乘。也就是说，基带处理单元22在逐个流的基础上在L-STS等中执行循环时移。将每个流的时移量设置为不同值，以对应于图3A和3B。

作为接收处理，调制解调单元24对从基带处理单元22中输出的频域信号202进行解调和解码。对于每个子载波均执行解调和解码。调制解调单元24将解码的信号输出至IF单元26。作为发射处理，调制解调单元24执行编码和调制。调制解调单元24向基带处理单元22输出调制的信号，作为频域信号202。当执行发射处理时，由控制单元30指定调制方案和编码率。

这里，在图3A的MIMO系统中定义的第一分组格式和图3C的传统系统中定义的分组格式中，直到“L-SIG”的结构都相同(下面称为“传统格式”)。另一方面，在第一分组格式中的“L-SIG”之后立即分配“HT-SIG”，而在传统格式中的“L-SIG”之后立即分配“DATA”。这里，“DATA”中的星座图与“HT-SIG”中的星座图不同。

与后面所述的控制单元30协作，在接收处理中，调制解调单元24通过解调频域信号202中的“HT-SIG”来检测“HT-STF”的存在。也就是说，在调制解调单元24所解调的分组信号中，如果“L-SIG”之后的部分中的星座图对应于“HT-SIG”中的星座图，由控制单元30确定已检测到“HT-SIG”的存在。为了解释上述操作，参考图6A和6B来对“HT-SIG”等的星座图给出描述。

图6A和6B示出了L-SIG和HT-SIG的星座图。图6A示出了针对L-SIG定义的星座图。水平轴表示同相轴(下面称为“I轴”)，垂直轴表示正交轴(下面称为“Q轴”)。参考图6A，信号点放置在I轴上的“+1”或“-1”上。图6B示出了针对HT-SIG定义的星座图。参考图6B，信号点放置在Q轴上的“+1”或“-1”上，并且该放置与针对L-SIG定义的星座图正交。

也就是说，如果HT-SIG被分配在L-LTF或HT-LTF之后，即，如果分配图6B所示的星座图的信号，则由控制单元30指定分组信号具有第二分组格式。另一方面，如果HT-SIG并未被分配在L-LTF或HT-LTF之后，则由控制单元30指定分组信号具有第一分组格式或传统格式。控制单元30以如下方式区分第一分组格式和传统格式。

在第一分组格式中，HT-SIG被分配在L-SIG之后。然而，在传统格式中，HT-SIG并未被分配在L-SIG之后。因此，根据解调的BPSK的星座图中的变化，控制单元30指定是否将HT-SIG分配在L-SIG之后。对于传统格式中的数据，除了图6A所示的BPSK之外，可以使用QPSK和16-QAM。在BPSK和16-QAM中，与图6B不同，信号点在I轴具有预定点。因此，控制单元30可通过检查I轴上的解调信号点的值，来指定是否将HT-SIG分配在L-SIG之后。如果发射HT-SIG，则针对L-SIG部分的调制方案是BPSK。如果接收到与传统系统兼容的分组信号，则该部分的调制方案应该是BPSK，并且Q分量的值较小。另一方面，如果接收到HT-SIG，则Q分量的值较大。利用这种灵活性，提高了HT-SIG的自动检测的精度。现在返回参考图4。

作为接收处理，IF单元26对从多个调制解调单元24中输出的信号进行组合，形成一个数据流。然后，IF单元26对这一个数据流进行解码。IF单元26输出解调的数据流。作为发射处理，IF单元26输入一个数据流，对其进行编码，然后分离该数据流。在数据流中包含作为关于DATA的控制信号HT-SIG与所述数据的多个组合，其中，多个组合包含要分别分配给多个流的数据。然后，IF单元26所分离的数据输出至多个调制解调单元24。假定在发射处理时由控制单元30指定编码率。这里，编码的示例是卷积编码，而解码的示例是Viterbi解码。

控制单元30控制第一无线电装置10a的定时等。控制单元30在与IF单元26、调制解调单元24和基带处理单元22协作的同时，产生如图3A和3B所示的由多个流形成的分组信号。尽管控制单元30能够产生如图3C所示的分组信号，但是在此省略对其的说明。现在对产生如图3A所示的第一分组格式中的分组信号的情况给出说明。在多个组合中，控制单元30将L-STF和L-LTF分配在首个组合中包含的HT-SIG之前的位置，将HT-STF和HT-LTF分配在所述HT-STF之后的位置。控制单元30将首个组合中包含的Data分配在HT-LTF之后的位置，然后按照HT-SIG和Data的顺序，依次将剩余组合分配在所述Data之后的位置。

在将分配给第一流的L-STF用作参考的同时，控制单元30在其它流中分配的L-STF至L-STF内施加循环时移。也就是说，控制单元30执行CDD，并针对每个流设置不同的时移量值。控制单元30还向L-STF、L-SIG、HT-SIG、HT-STF和HT-LTF施加CDD。这里，对于第一组合中包含的HT-SIG的时移量，L-STF、L-LTF和L-SIG分别被定义为-50ns、-100ns和-150ns。另一方面，对于第二和后续组合中包含的HT-SIG的时移量，HT-STF、HT-LTF被分别定义为-400ns、-200ns和-600ns。

也就是说，在针对L-STF等和HT-LTF等将时移量设置为不同时，控制单元30以使首个组合中包含的HT-SIG的时移量等于L-LTF的时移量的方式设置时移量。特别是，以使L-LTF等的时移量的绝对值小于HT-LTF等的时移量的绝对值的方式设置时移量。因此，在L-LTF等中保持了与传统系统的兼容性，并由HT-LTF等改善了MIMO系统的特性。控制单元30在剩余组合中包含的HT-LTF和HT-SIG之间将时移量设置为相同值。也就是说，控制单元30以使首个组合中包含的HT-SIG的时移量的绝对值小于剩余组合中包含的HT-SIG的时移量的绝对值的方式设置时移量。控制单元30根据上述设置来指令调制解调单元24和基带处理单元22的处理。控制单元30为在第一组合中包含的HT-SIG和Data之间将时移量设置为不同值，并在剩余组合中包含的HT-SIG和Data之间将其设置为相同值。

作为如上所定义的时移量的结果，基于分配在HT-SIG之前的L-LTF来解调第一组合中包含的HT-SIG，但是这两个字段的时移量相同，以致能够限制解调特性的下降。基于分配在HT-SIG之前的HT-LTF来解调第二组合中包含的HT-SIG，但是这两个字段的时移量相同，以致能够限制解调特性的下降。这里，“基于L-LTF来解调”和“基于HT-LTF来解调”是指通过基带处理单元22中的权重矢量估计和调制解调单元24中的信道估计来执行解调。其结果是，精确地解调分别包含在多个组合中的HT-SIG，因此在一定程度上能够对其后的数据进行精确处理。因此，无线电装置10可提高接收特性。

现在描述以第二种分组格式产生分组信号的情况。控制单元30将多个组合中的首个组合中包含的HT-SIG分配在第一HT-LTF之后的位置，并将剩余HT-LTF等分配在所述HT-SIG之后的位置。控制单元30将Data分配在它们之后的位置，然后按照HT-SIG和Data的顺序，依次将剩余组合分配在所述Data之后的位置。这里，控制单元30以使首个组合中包含的HT-SIG和剩余组合中的HT-SIG的时移量各均与HT-STF和HT-LTF的时移量相等的方式设置时移量。也就是说，将第二至第四流的时移量分别定义为-400ns、-200ns和-600ns。

控制单元30经由接口(未示出)从用户处接收指令，并基于所接收的指令，选择使用第一分组格式还是第二分组格式。可选地，控制单元30检查经由无线电单元20、基带处理单元22和调制解调单元24接收的分组信号的格式。更具体地讲，控制单元30检查在分组信号的头部是否分配了“L-STF”、“L-LTF”和“L-SIG”。换言之，控制单元30检查是使用第一分组格式还是使用传统格式。例如，基带处理单元22等预先存储“L-STF”和“L-LTF”的图案，并计算接收到的分组信号与所存储的图案之间的相关值。如果相关值大于阈值，控制单元30则确定分配了“L-STF”和“L-LTF”。

如果在预定时间段检测到第一分组格式的分组信号或传统格式的分组信号，则控制单元30选择在发射时使用第一分组格式。也就是说，当检测到正在使用第一分组格式或传统格式时，假定附近存在传统系统的无线电装置。因此，使用第一分组格式以保持与这些装置的兼容性。另一方面，如果在预定时间段未检测到第一分组格式的分组信号或传统格式的分组信号，控制单元30则选择在发射时使用第二分组格式。在这种情况下，与上述情况相反，附近不存在传统系统的无线电装置。因此，使用具有高使用率的第二分组格式。

就硬件方面而言，该结构可以由任意计算机的CPU、存储器和其它LSI来实现。就软件方面而言，可由具有通信功能等的存储器加载的程序来实现，但是，这里所示和所描述的是这些协作所实现的功能块。因此，本领域技术人员可以理解，可以以各种形式，例如仅通过硬件、仅通过软件或通过其组合来实现这些功能块。

图7示出了基带处理单元22的结构。基带处理单元22包括用于接收的处理单元50和用于发射的处理单元52。接收处理单元50执行基带处理单元22的操作中与接收操作相对应的部分。就是说，接收处理单元50对时域信号200执行自适应阵列信号处理，并因此导出频域中的接收权重矢量。然后，接收处理单元50输出阵列合成结果，作为频域信号202。

发射处理单元52执行基带处理单元22的操作中与发射操作相对应的部分。就是说，发射处理单元52转换频域信号202，以产生时域信号200。发射处理单元52将多个流分别与多根天线12相关联。发射处理单元52还应用如图3A和3B所示的CDD。最后，发射处理单元52输出时域信号200。

图8示出了接收处理单元50的结构。接收处理单元50包括FFT单元74、权重矢量导出单元76以及被通称为“组合单元80”的第一组合单元80a、第二组合单元80b、第三组合单元80c和第四组合单元80d。

FFT单元74对时域信号200执行FFT，以将时域信号200转换成频域值。这里，假设频域值具有如图5所示的结构。就是说，经由一条信号线输出一个时域信号200的频域值。

权重矢量导出单元76在逐个子载波的基础上从频率值中导出权重矢量。导出的权重矢量与多个流中的每一个相对应，并且对于每个流，一个流的权重矢量包含与天线数目相对应的因子。HT-LTF等用于导出与多个流中的每一个相对应的权重矢量。为了导出权重矢量，可以使用自适应算法或使用信道特性。因为在该处理中可以采用已知技术，所以在此省略对其的解释。如前所述，在导出权重时，权重矢量导出单元76执行“第一分量-第二分量+第三分量-第四分量”的运算。如前所述，最终逐个子载波、逐个天线12和逐个流地导出权重。

组合单元80将FFT单元74转换的频域值和来自权重矢量导出单元76的权重矢量相组合。例如，从来自权重矢量导出单元76的权重矢量中选择与一个子载波和第一流二者相对应的权重，作为要对其执行乘法运算的权重矢量。所选权重具有对应于每根天线12的值。

从由FFT单元74转换的频域值中选择与一个子载波相对应的值，作为要对其执行乘法运算的另一权重矢量。所选值包含对应于每根天线12的值。需要注意的是，所选权重和所选值均属于同一子载波。当将所选权重和所选值分别与天线12相关联时，将所选权重和所选值分别相乘，并将乘法结果相加。由此，导出与第一流中的一个子载波相对应的值。在第一组合单元80a中，对其他子载波执行上述处理，以导出对应于第一流的数据。第二组合单元80b至第四组合单元80d执行类似的处理，以导出分别对应于第二至第四流的数据。分别输出所导出的第一至第四流，作为第一频域信号202a至第四频域信号202d。

图9示出了发射处理单元52的结构。发射处理单元52包括分发单元66和IFFT单元68。IFFT单元68对频域信号202执行IFFT，然后输出时域信号。其结果是，IFFT单元68输出对应于每个流的时域信号。

分发单元66将来自IFFT单元68的流与天线12相关联。由于这里假定使用的天线12的数目与流的数目相同，所以每个流直接与每个天线12相关联。分发单元66向要发射的流，即，各个分组信号中的“L-SIG”等，施加CDD。

现在描述如上构造的无线电装置10的操作。通过检查经由无线电单元20、基带处理单元和调制解调单元24接收的分组信号的格式，控制单元30估计附近是否存在任何的传统系统的无线电装置。如果估计附近存在传统系统的无线电装置，控制单元30则决定使用第一分组格式。如果估计附近不存在传统系统的无线电装置，控制单元30则决定使用第二分组格式。在使用第一分组格式时，基带处理单元22以使首个组合中包含的L-STF、L-LTF、L-SIG和HT-SIG的时移量以及第二和后续组合中包含的HT-STF、TH-LTF和HT-SIG的时移量被设置为不同值的方式向字段施加CDD。另一方面，在使用第二分组格式时，基带处理单元22以使所有组合中包含的HT-STF、HT-LTF和HT-SIG的时移量全部被设置为相同值的方式向字段施加CDD。

根据本实施例，将刚好在HT-SIG之前分配的已知信号的时移量设置为多个组合中的每一个组合中包含的所述HT-SIG的时移量。因此，能够抑制解调HT-SIG的过程中特性下降。首个组合中包含的HT-SIG的时移量被设置为与L-STF和L-LTF的时移量相同的值。结果是，能够抑制解调HT-SIG的过程中特性下降，同时保持与传统系统的兼容性。由于剩余组合中包含的HT-SIG的时移量被设置为与HT-STF和HT-LTF的时移量相同的值，所以能够抑制解调HT-SIG的过程中性能下降，同时改善MIMO系统的特性。

以使剩余组合中包含的HT-SIG的时移量的绝对值大于首个组合中包含的控制信号的时移量的绝对值的方式设置时移量。这样可以改善MIMO系统的特性，同时保持与传统系统的兼容性。由于还产生了不包含L-STF等的另一种分组格式，所以能够提高分组信号的使用率。此外，通过选择包含L-STF等的分组格式或不包含L-STF等的分组格式来使用分组信号，以致能够选择是与传统系统兼容还是提高使用率。

针对包含L-LTF等的分组格式和不包含L-LTF等的分组格式分别设置不同量值的时移量。因此，即使在分组格式不同时，也能够抑制解调HT-SIG过程中性能的下降。基于附近是否存在传统系统的无线电装置来选择包含L-STF等的分组格式或不包含L-STF等的分组格式，以致能够根据周围环境来使用分组格式。

基于仅作为示例的实施例描述了本发明。因此，本领域技术人员可以理解，对每个组件和过程的组合的其它各种更改也是可以的，并且这些更改也在本发明的范围内。

根据本发明的实施例，针对多个流的数目为“4”的情况进行了描述。然而，本发明并不局限于此，而是，例如，多个流的数目可以小于“4”或大于“4”。对于该示例，在前一种情况下天线12的数目可以小于“4”，而在后一种情况下天线12的数目可以大于“4”。根据该更改，本发明可应用于各种流数目。

尽管使用特定术语描述了本发明的优选实施例，但是这些描述仅用于说明的目的，应该理解，在不脱离所附权利要求的精神或范围的情况下，可以进行改变和变化。

工业实用性

在发射控制信号和数据信号的多个组合时，能够提高精确地发射第二和后续控制信号的可能性。

Claims (5)

1.一种无线电装置，用于发射由多个流组成的分组信号，所述装置包括：

输入单元，用于输入关于数据信号的控制信号与所述数据信号的多个组合，其中所述组合包含要被分别分配给多个流的数据信号；

产生单元，用于产生分组信号，所述分组信号是以使第一已知信号被分配在首个组合中包含的控制信号之前，并且第二已知信号被分配在所述控制信号之后，首个组合中包含的数据信号被分配在第二已知信号之后，然后在所述数据信号之后，按照所述输入单元所输入的多个组合中的控制信号和数据信号的顺序，依次分配剩余组合的方式产生的；

发射机，用于发射由所述产生单元所产生的分组信号，

其中在使用分配给多个流之一的第一已知信号作为参考，并将第一已知信号内的循环时移施加于分配给另一个流的第一已知信号时，所述产生单元还将时移施加于第二已知信号和控制信号，其中在针对第一已知信号和第二已知信号设置不同值的时移量时，所述产生单元以使首个组合中包含的控制信号的时移量等于第一已知信号的时移量，每个剩余组合中包含的控制信号的时移量等于第二已知信号的时移量的方式来设置时移量。

2.根据权利要求1所述的无线电装置，其中所述产生单元还将循环时移施加于数据信号，和针对首个组合中包含的控制信号和数据信号设置不同值的时移量，以使剩余组合中包含的控制信号的时移量等于剩余组合中包含的数据信号的时移量的方式来设置时移量。

3.根据权利要求1所述的无线电装置，其中所述产生单元以使剩余组合中包含的控制信号的时移量的绝对值大于首个组合中包含的控制信号的时移量的绝对值的方式来设置时移量。

4.根据权利要求1所述的无线电装置，进一步包括选择器，用于选择要由所述产生单元产生的格式或由另一种格式定义的格式，然后使所述产生单元产生所选格式的分组信号，

其中所述产生单元产生作为另一种格式的分组信号，所述另一种格式的分组信号是以使在所述输入单元所输入的多个组合中，首个组合中包含的控制信号被分配在第二已知信号之后，首个组合中包含的数据信号被分配在所述控制信号之后，然后在所述数据信号之后，按照控制信号和数据信号的顺序依次分配剩余组合的方式的方式产生的，其中所述产生单元以使首个组合中包含的控制信号的时移量和剩余组合中包含的控制信号的时移量等于第二已知信号的时移量的方式来设置时移量。

5.一种通信系统，包括：

发射装置，用于发射由多个流组成的分组信号；

接收装置，用于接收从所述发射装置发射的分组信号，

所述发射装置包括：

输入单元，用于输入关于数据信号的控制信号和所述数据信号的多个组合，其中，所述组合包含要分别分配给多个流的数据信号；

产生单元，用于产生分组信号，所述分组信号是以使第一已知信号被分配在由所述输入单元所输入的多个组合中的首个组合中包含的控制信号之前，并且第二已知信号被分配在所述控制信号之后时，首个组合中包含的数据信号被分配在第二已知信号之后，然后在所述数据信号之后，按照由所述输入单元所输入的多个组合中的控制信号和数据信号的顺序，依次分配剩余组合的方式产生的；和

发射机，用于发射所述产生单元所产生的分组信号，

其中在使用分配给多个流之一的第一已知信号作为参考，并将第一已知信号内的循环时移施加于分配给另一个流的第一已知信号时，所述产生单元还将时移施加于第二已知信号和控制信号，其中在针对第一已知信号和第二已知信号设置不同值的时移量时，所述产生单元以使首个组合中包含的控制信号的时移量等于第一已知信号的时移量，每个剩余组合中包含的控制信号的时移量等于第二已知信号的时移量的方式来设置时移量。

Images