CN101248697B

CN101248697B - 无线电装置

Info

Publication number: CN101248697B
Application number: CN2006800189498A
Authority: CN
Inventors: 田中靖浩; 中尾正悟
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Hera Wireless SA
Priority date: 2005-07-14
Filing date: 2006-07-11
Publication date: 2012-01-25
Anticipated expiration: 2026-07-11
Also published as: CN101248697A; WO2007007899A1

Abstract

控制单元估计从分别向多个终端装置发射信号时到从其接收到响应时所需的时间。在多个部分时段中，在用于发射信号的部分时段继续之后，用于接收信号的部分时段继续，并且按照用于发射信号的部分时段中分配的终端装置的顺序，定义用于接收信号的部分时段中分配的终端装置的顺序，并且控制单元将估计的所需时间较长的终端装置分配给用于发射信号的部分时段序列中的较早的部分时段。无线电单元等与已经被分配有相应的多个部分时段的多个终端装置进行通信。

Description

无线电装置

技术领域

本发明涉及无线电装置，更具体地，涉及使用多个子载波的无线电装置。

背景技术

OFDM(正交频分复用)调制方案是能够实现高速数据传输并在多径环境下具有鲁棒性的多载波通信方案之一。这种OFDM调制方案已应用于诸如IEEE802.11a/g和HIPERLAN/2的无线标准。在该无线LAN中的分组信号通常被通过时变信道环境来传送，并且还受到频率选择性衰落的影响。因此，接收装置通常动态地执行信道估计。

为了使接收装置执行信道估计，在分组信号内提供了两种已知信号。一种是针对突发信号的开始部分中的所有载波所提供的已知信号，即所谓的前同步信号或训练信号。另一种是针对突发信号的数据区域中的部分载波所提供的已知信号，即所谓的导频信号(例如，参见下列背景技术列表中的参考文献(1))

相关技术列表

(1)Sinem Coleri，Mustafa Ergen，Anuj Puri和Ahmad Bahai，“Channel Estimation Techniques Based on Pilot Arrangement in OFDM Systems”，IEEE Transactions on broadcasting，vol.48，No.3，223-229页，2002年9月。

在无线通信中，自适应阵列天线技术是实现频率资源的有效利用的技术之一。在自适应阵列天线技术中，分别通过控制多个天线中待处理的信号的幅度和相位来控制天线的方向图。利用这种自适应阵列天线技术来实现较高数据传输速率的技术之一是MIMO(多输入多输出)系统。在此MIMO系统中，发射装置和接收装置各配备有多个天线，并设置待并行发射的多个分组信号(在下文中，将分组信号中待并行发射的每个数据称为“流”)。换言之，针对发射装置和接收装置之间的通信，设置高达天线的最大数量的流，以便改进数据传输速率。

此外，这种MIMO系统与OFDM调制方案的组合带来了更高的数据传输速率。在这种MIMO系统中，执行CSMA(载波侦听多路访问)，以允许基站装置对多个终端装置进行复用。为了提高传输效率或减小处理延迟，基站装置在部分时段中指定如下定时：何时要将信号发射至多个终端装置(以下称作“发射定时”、以及何时要接收来自多个终端装置的信号(以下称作“接收定时”)。然后，基站装置分别向多个终端装置通知所述指定，多个终端装置中的每一个执行根据所述指定的处理(以下，这种处理称作“分配模式”)。这里，假设在相继指定了针对多个终端的多个发射定时之后，相继指定多个接收定时。终端装置在指定的发射定时处接收信号。当接收成功时，终端装置产生ACK信号，并在指定的接收定时处将ACK信号发射至基站装置。当接收失败时，终端装置不产生信号。

本发明的发明人认识到在上述情况下要解决如下问题。即，即使在终端装置已成功接收信号时，如果终端装置无法在接收定时处或在接收定时之前产生ACK信号，则它也无法发射ACK信号。结果，ACK信号的发射将会延迟，从而导致基站装置中的后续处理的延迟。另一方面，多个终端装置中的处理速度一般不相同，从而存在多种处理速度。此外，多个终端要接收的分组信号中的流的数目彼此不同。一般而言，流的数目越大，终端装置进行的接收中包括的处理量就越多，处理时段也会越长。

发明内容

鉴于上述情况，提出了本发明，本发明的目的是提供一种无线电装置，该无线电装置以与多个终端装置实现有效通信的方式确定通信定时。

为了解决上述问题，根据本发明优选实施例的无线电装置包括：分配单元，用于将给定时段划分成多个部分时段，并通过将部分时段与终端装置相关联，将多个部分时段分配给多个终端装置；以及通信单元，用于与已经被分配单元分配了相应的多个部分时段的多个终端装置进行通信。分配单元包括：估计单元，用于估计从分别向多个终端装置发射信号时到从多个终端装置接收到响应时所需的时间；以及执行单元，用于将估计单元估计的所需时间较长的终端装置分配给用于发射信号的部分时段序列中的较早部分时段，其中，在多个部分时段中，在用于发射信号的部分时段继续之后，用于接收信号的部分时段继续，并且按照与用于发射信号的部分时段中分配的终端装置的顺序相反的顺序，定义用于接收信号的部分时段中分配的终端装置的顺序。

根据本实施例，在用于发射信号的部分时段序列中的较早部分时段分配给从信号接收到响应信号发射所需的时间较长的终端装置。因此，可以使所述终端装置中用于接收处理的可允许时段较长。

本发明的另一优选实施例也涉及一种无线电装置，包括：分配单元，用于将给定时段划分成多个部分时段，并通过将部分时段与终端装置相关联，将多个部分时段分配给多个终端装置；以及通信单元，用于与已经被所述分配单元分配了相应的多个部分时段的多个终端装置进行通信，所述分配单元包括：估计单元，用于估计从分别向多个终端装置发射信号时到从多个终端装置接收到响应时所需的时间；以及执行单元，用于将用于发射信号的部分时段序列中的较早的部分时段分配给所述估计单元估计的所需时间较长的终端装置，其中，在多个部分时段中，在用于发射信号的部分时段连续之后，用于接收信号的部分时段连续，并且按照与用于将发射信号的部分时段分配给终端装置的顺序相反的顺序，定义用于将接收信号的部分时段分配给终端装置的顺序。

根据本发明实施例，用于分配接收定时的顺序设为与用于分配发射定时的顺序相同，使得可以简化处理。

本发明的另一优选实施例也涉及一种无线电装置。该装置包括：分配单元，用于将给定时段划分成多个部分时段，并通过将部分时段与终端装置相关联，将多个部分时段分配给多个终端装置；以及通信单元，用于与已经被分配单元分配了相应的多个部分时段的多个终端装置进行通信。分配单元包括：估计单元，用于估计从分别向多个终端装置发射信号时到从多个终端装置接收到响应时所需的时间；以及执行单元，用于按照每个顺序(in each order)，估计从向终端装置发射信号到从所述终端装置接收到响应时所需的时间，并将估计单元估计的所需时间较长的终端装置分配给与按照所需时间较长的顺序相对应的部分时段，其中，在多个部分时段中，在用于发射信号的部分时段继续之后，用于接收信号的部分时段继续，并且按照用于发射信号的部分时段中分配的终端装置的顺序，定义用于接收信号的部分时段中分配的终端装置的顺序。

根据本实施例，从信号接收到响应信号发射的处理时段较长的终端装置分配给接收-发射时段较长的发射定时。因此，可以提高所述终端装置能够发射信号的概率。

本发明的另一优选实施例也涉及一种无线电装置，包括：分配单元，用于将给定时段划分成多个部分时段，并通过将部分时段与终端装置相关联，将多个部分时段分配给多个终端装置；以及通信单元，用于与已经被所述分配单元分配了相应的多个部分时段的多个终端装置进行通信，所述分配单元包括：标识单元，用于标识相应的多个终端装置的处理速度；以及执行单元，用于将用于发射信号的部分时段序列中的较早的部分时段分配给所述标识单元标识的处理速度较低的终端装置，其中，在多个部分时段中，在用于发射信号的部分时段连续之后，用于接收信号的部分时段连续，并且按照与用于将发射信号的部分时段分配给终端装置的顺序相反的顺序，定义用于将接收信号的部分时段分配给终端装置的顺序。

根据本实施例，处理速度较慢的终端装置分配给用于发射信号的部分时段序列中的较早部分时段。因此，可以使所述终端装置中用于接收处理的可允许时段较长。

本发明的另一优选实施例也涉及一种无线电装置。该装置包括：分配单元，用于将给定时段划分成多个部分时段，并通过将部分时段与终端装置相关联，将多个部分时段分配给多个终端装置；以及通信单元，用于与已经被分配单元分配了相应的多个部分时段的多个终端装置进行通信。分配单元包括：标识单元，用于标识相应的多个终端装置的处理速度；以及执行单元，用于将标识单元标识的处理速度较低的终端装置分配给用于发射信号的部分时段序列中的较早部分时段，其中，在多个部分时段中，在用于发射信号的部分时段继续之后，用于接收信号的部分时段继续，并且按照用于发射信号的部分时段中分配的终端装置的顺序，定义用于接收信号的部分时段中分配的终端装置的顺序。

本发明的另一优选实施例也涉及一种无线电装置。该装置包括：分配单元，用于将给定时段划分成多个部分时段，并通过将部分时段与终端装置相关联，将多个部分时段分配给多个终端装置；以及通信单元，用于与已经被分配单元分配了相应的多个部分时段的多个终端装置进行通信。分配单元包括：标识单元，用于标识相应的多个终端装置的处理速度；以及执行单元，用于按照每个顺序，估计从向终端装置发射信号到从所述终端装置接收到响应时所需的时间，并将标识单元标识的处理速度较慢的终端装置分配给与按照所需时间较长的顺序相对应的部分时段，其中，在多个部分时段中，在用于发射信号的部分时段继续之后，用于接收信号的部分时段继续，并且按照用于发射信号的部分时段中分配的终端装置的顺序，定义用于接收信号的部分时段中分配的终端装置的顺序。

根据本实施例，处理速度较慢的终端装置分配给接收-发射时段较长的发射定时。因此，可以提高所述终端装置能够发射信号的概率。

标识单元可以包括：测量单元，用于测量从分别向多个终端装置发射信号时到分别从多个终端装置接收到对该信号的响应时的时段；以及执行单元，用于基于由测量单元测量的时段，标识处理速度。在这种情况下，标识了从信号接收直到响应信号发射所需的时间，从而可以实现根据终端装置的CPU等进行分配。

所述标识单元可以包括：接收单元，用于接收来自相应的多个终端装置的关于处理速度的信息；以及执行单元，用于基于由接收单元接收的信息，标识处理速度。

本发明的另一优选实施例也涉及一种无线电装置，包括：分配单元，用于将给定时段划分成多个部分时段，并通过将部分时段与终端装置相关联，将多个部分时段分配给多个终端装置；以及通信单元，用于使用至少一个流，与已经被所述分配单元分配了相应的多个部分时段的多个终端装置进行通信，所述分配单元包括：标识单元，用于标识多个终端装置中的每一个终端装置的流的数目；以及执行单元，用于将用于发射信号的部分时段序列中的较早的部分时段分配给所述标识单元标识的流数目较大的终端装置，其中，在多个部分时段中，在用于发射信号的部分时段连续之后，用于接收信号的部分时段连续，并且按照与用于将发射信号的部分时段分配给终端装置的顺序相反的顺序，定义用于将接收信号的部分时段分配给终端装置的顺序。

根据本实施例，流数目较大的终端装置分配给用于发射信号的部分时段序列中的较早部分时段。因此，可以使所述终端装置中用于接收处理的可允许时段较长。

本发明的另一优选实施例也涉及一种无线电装置。该装置包括：分配单元，用于将给定时段划分成多个部分时段，并通过将部分时段与终端装置相关联，将多个部分时段分配给多个终端装置；以及通信单元，用于与已经被分配单元分配了相应的多个部分时段的多个终端装置进行通信。分配单元包括：标识单元，用于标识针对多个终端装置中的每一个终端装置的流的数目；以及执行单元，用于将标识单元标识的流数目较大的终端装置分配给用于发射信号的部分时段序列中的较早部分时段，其中，在多个部分时段中，在用于发射信号的部分时段继续之后，用于接收信号的部分时段继续，并且按照用于发射信号的部分时段中分配的终端装置的顺序，定义用于接收信号的部分时段中分配的终端装置的顺序。

本发明的另一优选实施例也涉及一种无线电装置。该装置包括：分配单元，用于将给定时段划分成多个部分时段，并通过将部分时段与终端装置相关联，将多个部分时段分配给多个终端装置；以及通信单元，用于与已经被分配单元分配了相应的多个部分时段的多个终端装置进行通信。分配单元包括：标识单元，用于标识针对多个终端装置中的每一个终端装置的流的数目；以及执行单元，用于按照每个顺序，估计从向终端装置发射信号到从所述终端装置接收到响应时所需的时间，并将标识单元标识的流数目较大的终端装置分配给与按照所需时间较长的顺序相对应的部分时段，其中，在多个部分时段中，在用于发射信号的部分时段继续之后，用于接收信号的部分时段继续，并且按照用于发射信号的部分时段中分配的终端装置的顺序，定义用于接收信号的部分时段中分配的终端装置的顺序。

根据本实施例，流数目较大的终端装置分配给接收-发射时段较长的发射定时。因此，可以提高所述终端装置能够发射信号的概率。

在用于接收信号的部分时段中，通信单元可以接收来自终端装置的、对在用于发射信号的部分时段中发射的信号的响应。

数据可以包括多个流。已知信号可以包括多个流。控制信号可以包括多个流。

需要注意的是，可以对前述构造部件进行任意组合，以及以方法、装置、系统、记录介质、计算机程序等形式来实现本发明，也可以获得与本发明的实施例一样有效，并由本发明的实施例所包括。

此外，此外，本发明的概述不一定描述的都是必要特征，因此本发明也可以是所描述的这些特征的子组合。

附图说明

现在，参考作为示例性而非限制的附图，只作为示例性地对实施例进行描述，其中，在几个附图中相似元素由相似的附图标记表示，在附图中：

图1示出了根据本发明实施例的多载波信号的频谱；

图2示出了根据本发明实施例的通信系统的结构；

图3A和3B示出了图2所示通信系统中的分组格式；

图4示出了图2所示第一无线电装置的结构；

图5示出了图4所示频域信号的结构；

图6示出了图4所示的基带处理单元的结构；

图7示出了图2所示通信系统中定时分配的概略；

图8是示出了图2所示通信系统中用于指定处理速度的过程的顺序图；

图9示出了图2所示通信系统中定时分配的另一修改的概略；

图10示出了图2所示通信系统中定时分配的另一修改的概略；

图11示出了图2所示通信系统中的分组格式；

图12示出了图4所示IF单元和调制解调单元的结构；

图13示出了图4所示IF单元和调制解调单元的另一结构；

图14A和14B示出了根据本发明的修改的分组格式；

图15A到15D示出了图2所示通信系统中的分组格式；

图16A和16B示出了图2所示通信系统中的另一分组格式；

图17A到17C示出了图2所示通信系统中用于训练信号的分组格式；

图18示出了图4所示的基带处理单元的结构；

图19示出了图18所示接收处理单元的结构；

图20示出了图15所示发射处理单元的结构；以及

图21示出了由图2的通信系统最终发射的分组信号的分组格式。

具体实施方式

现在将基于以下实施例，描述本发明，这些实施例并不旨在限制本发明的范围，而是举例说明本发明。对于本发明，这些实施例中所述的所有特征及其组合并不一定是必不可少的。

第一实施例

在具体描述本发明之前，将对本发明进行概述。本发明的实施例涉及包括多个无线电装置的MIMO系统。无线电装置之一对应于基站装置，而其他无线电装置对应于多个终端装置。基站装置主要对多个终端装置进行CSMA。在特定时段上，基站装置执行分配模式。在这种情况下，终端装置在发射定时处接收信号，并且基站装置如下执行处理，以便终端装置可以在发射定时处接收信号，并可以在接收定时之前或在接收定时处产生ACK信号。

在执行指定之前，基站装置标识多个终端装置的各个处理速度，并执行反映所标识的处理速度的分配模式。更具体地讲，基站装置在相继地指定多个定时之后，相继地指定多个接收定时。此外，基站装置按照与向终端装置指定发射定时的顺序相反的顺序，指定针对终端装置的接收定时。换言之，例如，如果用“1”到“3”表示终端装置，则基站装置按照“1”到“3”的顺序指定发射定时，然后按照“3”到“1”的顺序指定接收定时。这样，基站装置将较早的发射定时分配给具有较低处理速度的终端装置。结果，对于处理速度较慢的终端装置，从发射定时到接收定时的持续时间会较长。

图1示出了根据本发明实施例的多载波信号的频谱。具体地讲，图1示出了OFDM调制方案中的信号频谱。OFDM调制方案中的多个载波之一通常称作子载波。但是，这里用“子载波号”指示子载波。在MIMO系统中，定义了56个子载波，即子载波号“-28”到“28”。需要注意的是，子载波号“0”设为空，以减小基带信号中直流分量的影响。另一方面，与MIMO不兼容的通信系统(以下，这种通信系统被称作传统系统)中定义了52个子载波，即子载波号“-26”到“26”。传统系统的一个示例是符合IEEE 802.11a标准的无线LAN。

通过可变化设置的调制方案对各个子载波进行调制。这里使用的是BPSK(二元相移键控)、QPSK(正交相移键控)、16-QAM(正交幅度调制)和64-QAM等调制方案中的任意方案。

向这些信号应用卷积编码，作为纠错方案。卷积编码的编码率设为1/2、3/4等。将要并行传输的数据的数量是可变化地设置的。这里，数据作为分组信号传输，要并行传输的每个分组信号称为“流”。由此，因为调制方案模式、编码率和流的数量是可变化地设置的，所以数据速率也是可变化地设置的。需要注意的是，“数据速率”可以由这些因素的任意组合或者这些因素之一确定。

图2示出了根据本发明实施例的通信系统100的结构。通信系统100包括第一无线电装置10a和第二无线电装置10b，通称为“无线电装置10”。第一无线电装置10a包括第一天线12a、第二天线12b、第三天线12c和第四天线12d，它们通称为“天线12”。第二无线电装置10b包括第一天线14a、第二天线14b、第三天线14c和第四天线14d，它们通称为“天线14”。这里，第一无线电装置10a对应于基站装置，第二无线电装置10b对应于终端装置。第一无线电装置10a可以与未示出的多个终端装置连接。这里，未示出的多个终端装置由第三无线电装置10c、第四无线电装置10a等表示。当与多个终端装置连接时，第一无线电装置10a主要执行CSMA。如前所述，第一无线电装置10a也执行分配模式。稍后将详细描述分配模式。

在描述通信系统100的结构之前，将概略地说明MIMO系统。这里假设数据从第一无线电装置10a向第二无线电装置10b传输。第一无线电装置10a分别从第一天线12a到第四天线12d，分别发射多个流的数据。因此数据速率提高。第二无线电装置10b通过第一天线14a到第四天线14d接收多个流的数据。第二无线电装置10b通过自适应阵列信号处理将接收信号分离，并对多个流的数据独立地进行解调。

因为天线12的数量是“4”，天线14的数量也是“4”，所以天线12与天线14之间的信道组合数是“16”。用h_ij表示从第i天线12i到第j天线14j之间的信道特性。在图2中，h₁₁表示第一天线12a与第一天线14a之间的信道特性，h₁₂表示第一天线12a与第二天线14b之间的信道特性，h₂₁表示第二天线12b与第一天线14a之间的信道特性，h22表示第二天线12b与第二天线14b之间的信道特性，h₄₄表示第四天线12d与第四天线14d之间的信道特性。为了使示例清楚起见，图2中省略了其他传输信道。

图3A和3B示出了通信系统100使用的分组格式。图3A示出了将对应于MIMO系统的前同步码信号放置在顶部的分组格式。这里，假设要发射包含于两个流中的数据，顶行中示出了与第一流相对应的分组格式，底行中示出了与第二流相对应的分组格式。在与第一流相对应的分组信号中，“STS1”和“LTS1”被分配为前同步码信号，而在与第二流相对应的分组信号中，“STS2”和“LTS2”被分配为前同步码信号。这里，“STS1”和“STS2”、以及“LTS1”和“LTS2”是具有彼此不同的图案(pattern)的信号。

图3B示出了将对应于传统系统的前同步码信号附加地放置在对应于MIMO系统的前同步码信号之前的分组格式。这里，在第一流中，对应于传统系统的前同步码信号的STS和LTS分别表示为“L-STS”和“L-LTS”。另一方面，在第二流中，也分配有“L-STS”等。这样，例如，第二流中的“L-STS”等是被应用了CDD(Cyclic Delay Diversity，循环延迟分集)处理的那些。换言之，分配给第二流的L-STS等于分配给第一流并已施加了循环时移的L-STS。这里，如图3B的底行所示，用“L-STS+CDD”表示已经过CDD处理的L-STS。对于向第三流等分配“L-STS”等的情况，这也是适用的。

“信号”放置在对应于传统系统的前同步码信号与对应于MIMO系统的前同步码信号之间。“信号”包含指示将对应于MIMO系统的前同步码信号分配在其后的信息。因此，当传统系统的通信装置接收到该分组信号时，通信装置可以从“信号”的内容开始，丢弃该分组信号。指示这种前同步码信号的分配的信息可以是分组信号的长度。即，只需要可以确定某个信号会持续特定时段。图3A和3B所示的分组格式均可以使用。图3A的分组格式具有较少的冗余信号分量，可以提高使用效率。另一方面，图3B的分组格式中添加了对应于传统系统的前同步码，从而允许对应于传统系统的通信装置进行检测。

图4示出了第一无线电装置10a的结构。第一无线电装置10a包括通称为“无线电单元20”的第一无线电单元20a、第二无线电单元20b、…和第四无线电单元20d、基带处理单元22、调制解调单元24、IF单元26和控制单元30。涉及的信号包括通称为“时域信号200”的第一时域信号200a、第二时域信号200b、…和第四时域信号200d、以及通称为“频域信号202”的第一频域信号202a、第二频域信号202b、…和第四频域信号202d。第二无线电装置10b具有与第一无线电装置10a的结构相似的结构。

作为接收操作，无线电单元20对天线12接收的射频信号执行频率转换，以得到基带信号。无线电单元20向基带处理单元22输出基带信号，作为时域信号200。通常应该通过两条信号线传输包括同相分量和正交分量的基带信号。为了使图示清楚起见，这里只用了一根信号线表示基带信号。还包括AGC单元和AD转换单元。

作为发射操作，无线电单元20对来自基带处理单元22的基带信号执行频率转换，以得到射频信号。这里，来自基带处理单元22的基带信号也被指示为时域信号200。无线电单元20向天线12输出射频信号。即，无线电单元20从天线12发射射频分组信号。还包括PA(功率放大器)和DA转换单元。这里，假设时域信号200是转换到时域的多载波信号，并且是数字信号。

作为接收操作，基带处理单元22将多个时域信号200分别转换到频域中，并对由此转换的频域信号执行自适应阵列信号处理。然后，基带处理单元22输出自适应阵列信号处理的结果，作为频域信号202。一个频域信号202与从第二无线电装置10b(这里未示出)发射的多个流相对应。作为发射操作，基带处理单元22从调制解调单元24输入用作频域中的信号的频域信号202，将该频域信号转换到时域中，然后通过将由此转换的信号分别与多根天线12相关联，输出这些信号，作为时域信号200。

假设由控制单元30指定在发射处理中将使用的天线12的数目。这里，假设作为频域中的信号的频域信号202包含如图1所示的多个子载波分量。为了使图示清楚起见，频域信号按照子载波号的顺序排列，并形成串行信号。

图5示出了频域信号的结构。这里，假设图1所示的子载波号“-28”到“28”的组合构成了“OFDM符号”。“第i”个OFDM符号构成如下：按照子载波号“1”到“28”和子载波号“-28”到“-1”的顺序排列子载波分量。此外，假设“第(i-1)”个OFDM符号放置在“第i”个OFDM符号之前，“第(i+1)”个OFDM符号放置在“第i”个OFDM符号之后。

现在再次参照图4。基带处理单元22执行CDD，以产生与图3B相对应的分组信号。CDD作为如下方程(1)表示的矩阵C而执行。

C(l)＝diag(1，exp(-j2πlδ/Nout)，…，exp(-j2πlδ(Nout-1)/Nout))--(1)

其中δ指示移位量，l指示子载波号。对于每个子载波，均执行C与流的相乘运算。即，基带处理单元22在逐个流的基础上执行L-STS等内的循环时移。对于每个流，将移位量设置为不同的值。

作为接收处理，调制解调单元24对从基带处理单元22中输出的频域信号202进行解调和解码。对于每个子载波，均执行解调和解码。调制解调单元24将解码的信号输出至IF单元26。作为发射处理，调制解调单元24执行编码和调制。调制解调单元24向基带处理单元22输出调制的信号，作为频域信号202。当执行发射处理时，由控制单元30指定调制方案和编码率。

作为接收处理，IF单元26对从多个调制解调单元24中输出的信号进行组合，形成一个数据流。IF单元26输出该数据流。作为发射处理，IF单元26输入一个数据流，然后将其分离。然后，IF单元26向多个调制解调器单元24输出由此分离的数据。

控制单元30控制第一无线电装置10a的定时等。当控制单元30对多个终端装置进行复用时，控制单元30执行CSMA。CSMA是已知技术，因此在此省略对其的描述。除了CSMA，控制单元30还执行分配模式。该分配模式是在给定时段内执行的。在执行分配模式之前，控制单元30经由基带处理单元22等向多个终端装置通知分配模式的开始。除了分配模式中包含的终端装置，分配模式中未包含的终端装置也算作接收该开始通知的终端装置。

在分配模式下，控制单元30在首项部分中发射控制信息。在控制信息之后，分配要向多个终端装置发射的分组信号。例如，要分配的分组信号由多个分组信号的序列形成。此外，要分配的分组信号中至少一个是时分的，并且可以向终端装置分别分配时分部分。在任何结构中，控制单元30均向多个终端装置分配用于发射信号的部分时段。需要注意的是，部分时段可以显示针对单独的终端装置的单独时段、或整体显示针对多个终端装置的时段。但是，这里对于部分时段的分配模式没有进行区分。

此外，在用于发射信号的部分时段之后，控制单元30分配用于分别从多个终端装置接收信号的部分时段。终端装置在其相应地分配的部分时段内，向第一无线电装置10a发射分组信号。为此，连续地分配多个分组。即，控制单元30将给定时段划分为多个部分时段，并将多个部分时段的各个对应地分配给多个终端装置。需要注意的是，控制信号包含指示部分时段与终端装置之间的对应关系的信息。

这里，描述用于将终端装置指定和分配给部分时段的方法。在执行分配模式之前，控制单元30标识多个终端装置的相应处理速度。这里，处理速度是包括终端装置从其接收到分组信号并产生ACK信号直到其发射ACK信号的处理速度的概念。一般而言，处理速度依赖于终端装置中包括的CPU等的处理速度。控制单元30如下执行对处理速度的确定或标识。控制单元30经由基带处理单元22等分别向多个终端装置发射预定分组信号。在CSMA时，预定分组信号作为正常数据发射。

对于每个终端装置，控制单元30测量从其发射分组信号到其接收对应于所述分组信号的ACK信号的时段。控制单元30基于由此测量的时段，标识处理速度。例如，控制单元30将具有较短测量时段的终端装置标识为具有较高处理速度的终端装置。需要注意的是，控制单元30可以统计地处理测量时段，并基于统计处理的时段，标识处理速度。这种确定等效于估计从各个信号至多个终端装置的发射到其ACK信号的接收所需的时段。

在分配模式下，如上所述，存在多个部分时段，这些部分时段包括用于发射信号的部分时段序列、以及随后的用于接收信号的部分时段序列。这里，“序列”或“连接的”不表示部分时段之间无间断的序列，而是表示具有间断并且未分配有具有另外功能的其他部分时段的序列。换言之，这里的意思是其中未将用于接收信号的部分时段分配到用于发射信号的部分时段之间的间断的序列。需要注意的是，分配给用于接收信号的部分时段的终端装置的顺序定义为与分配给用于发射信号的部分时段的终端装置的顺序相反。如前所述，为了与表示为第二无线电装置10b到第四无线电装置10d的三个终端装置连接，基站装置按照第二无线电装置10b到第四无线电装置10d的顺序指定发射定时，并按照第四无线电装置10d到第二无线电装置10b的顺序指定接收定时。

此外，控制单元30将用于发射信号的部分时段序列中的较早或在前时段分配给处理速度较低的终端装置。即，先前的示例是第二无线电装置10b作为处理速度最低的终端装置的情况。通过这种分配，第二无线电装置10b具有从其接收分组信号并产生ACK信号到其发射ACK信号的较长时段。这里要注意的是，终端装置在它们要发射信号的部分时段中发射ACK信号。第一无线电装置10a的基带处理单元22等接收ACK信号。当识别出ACK信号的接收时，控制单元30使基带处理单元22等准备要向终端装置发射的下一分组信号。

在硬件方面，可以使用CPU、存储器和其他任意计算机的LSI来实现该结构。在软件方面，可以使用具有通信功能等的存储器加载程序来实现，但是这里示出和描述了与之协作而实现的功能块。因此，本领域技术人员将理解，这些功能块可以采用多种形式实现，例如只使用硬件、只使用软件或使用两者的组合。

图6示出了基带处理单元22的结构。基带处理单元22包括用于接收的处理单元50和用于发射的处理单元52。接收处理单元50执行基带处理单元22的操作中与接收操作相对应的部分。即，接收处理单元50对时域信号200执行自适应阵列信号处理，并为此目的，导出接收权重矢量。然后，接收处理单元50输出阵列合成结果，作为频域信号202。

现在具体描述接收处理单元50的处理。接收处理单元50输入多个时域信号200，然后分别对它们执行傅立叶变换，以导出频域信号。如前所述，频率信号是将对应于子载波的信号按照子载波号的顺序串行排列的信号。

接收处理单元50用接收权重矢量对频域信号加权，并且将多个加权信号相加。因为频域信号包括多个子载波，所以上述处理也可以在逐个子载波的基础上执行。由此，如图5所示，按照子载波号的顺序，将相加的信号串行排列。相加信号是前述频域信号202。

接收处理单元50使用例如LMS算法等自适应算法，导出接收权重矢量。可选的是，通过相关处理导出接收响应矢量，然后可以从接收响应矢量中导出接收权重矢量。这里将描述后一种情况。如果对应于第一时域信号200a的频域信号由x₁(t)表示，对应于第二时域信号200b的频域信号由x₂(t)表示，第一流中的基准信号由S₁(t)表示，第二流中的基准信号由S₂(t)表示，则由如下方程(2)表达x₁(t)和x₂(t)：

x₁(t)＝h₁₁S₁(t)+h₂₁S₂(t) --(2)

x₂(t)＝h₁₂S₁(t)+h₂₂S₂(t)

这里忽略了噪声。E作为总体均值的第一相关矩阵R₁由下面的方程(3)表达：

R_{1} = [\begin{matrix} E [x_{1} S_{1}^{*}] & E [x_{1} S_{2}^{*}] \\ E [x_{2} S_{1}^{*}] & E [x_{2} S_{2}^{*}] \end{matrix}] - - (3)

基准信号之间的第二相关矩阵R₂由下面的方程(4)给出：

R_{2} = [\begin{matrix} E [S_{1} S_{1}^{*}] & E [S_{1} S_{2}^{*}] \\ E [S_{1} S_{1}^{*}] & E [S_{2} S_{2}^{*}] \end{matrix}] - - (4)

最后，将第一相关矩阵R₁与第二相关矩阵R₂的逆矩阵相乘，以导出接收响应矢量，由下面的方程(5)表达：

[\begin{matrix} h_{11} & h_{21} \\ h_{12} & h_{22} \end{matrix}] = R_{1} R_{2}^{- 1} - - (5)

然后，接收处理单元50根据接收响应矢量，计算接收权重矢量。

发射处理单元52执行基带处理单元22的操作中与发射操作相对应的部分。发射处理单元可以执行聚束(beamforming)或本征模(eigenmode)发射。这些都是已知技术，因此在此省略对其的描述。

图7示出了通信系统100中定时分配的概略。更具体地讲，图7示出了由控制单元30分配的定时，并示出了第一无线电装置10a到第四无线电装置10d的分组信号发射定时。第二无线电装置10b到第四无线电装置10d的分组信号发射定时指示为第一无线电装置10a中分组信号的发射定时。这里，按照“控制定时时段”、“发射定时时段”和“接收定时时段”的顺序放置，以强调第一无线电装置10a的处理。作为标识终端装置的处理速度，控制单元30已标识了第二无线电装置 10b速度最慢，第四无线电装置10d速度最快。

控制单元单元30在控制定时时段中发射控制信号。在发射定时时段中，控制单元30按照“数据2”、“数据3”和“数据4”的顺序分配发射定时。这里，“数据2”是从第一无线电装置10a发射至第二无线电装置10b的数据。“数据3”是从第一无线电装置10a发射至第三无线电装置10c的数据。“数据4”是从第一无线电装置10a发射至第四无线电装置10d的数据。即，如上所述，控制单元30将在前或较早的发射定时分配给处理速度最低的第二无线电装置10b。这里，各个“数据2”、“数据3”和“数据4”可以分别具有如图3A和3B所示的突发(burst)格式。换言之，它们可以形成为各自不同的分组信号。

“数据2”、“数据3”和“数据4”可以包含于“数据1”和“数据2”是在图3A和3B所示的突发格式之间分时的部分中。换言之，它们可以形成为单个分组信号。在接收定时时段中，控制单元30按照与发射了数据的终端装置的顺序相反的顺序，分配接收定时。即，控制单元30将从第四无线电装置10d发射的分组信号“数据4”和“ACK”分配给接收定时时段的开始。随后，控制单元30分配来自第三无线电装置10c的“数据3”和“ACK”。最后，控制单元30分配来自第二无线电装置10b的“数据2”和“ACK”。要注意，“ACK”可以单独发射。

图8是示出了通信系统100中用于指定处理速度的过程的顺序图。第一无线电装置10a向第二无线电装置10b发射分组信号(S10)，并同时启动定时器(S12)。当第二无线电装置10b接收到分组信号时，第二无线电装置10b产生ACK信号(S14)。第二无线电装置10b向第一无线电装置10a发射ACK信号(S16)。当第一无线电装置10a接收到ACK信号时，停止定时器(S18)，以测量从发射分组信号到接收到ACK信号的时间。然后，第一无线电装置10a基于由此测量的时段，标识处理速度。需要注意的是，不仅对第二无线电装置10b而且还对第三无线电装置10c等执行上述处理。

现在描述变形方式。至此，控制单元30分别指定多个终端装置的处理速度为从分别向多个终端发射信号时到接收到ACK信号时所需的时间。此外，控制单元根据处理速度来分配发射定时。这里，分别指定要向多个终端装置发射的流的数目。如果在终端装置接收到分组信号时，分组信号中包含的流的数目较大，则由终端装置处理所述分组信号的时段一般较长。这是因为需要协同执行对多个流的接收处理。因此，无论终端装置的处理速度如何，控制单元30把具有较多要发射的流的终端装置分配在用于发射信号的部分时段序列的较早时段中。图7所示的第二无线电装置10b对应于具有较多要发射的流的终端装置。

根据本发明实施例，从其接收到信号到其发射ACK信号所需的时间较长的终端装置被分配在用于发射信号的部分时段序列的在前时段中。因此，所述终端装置中用于接收处理的可允许时段可以较长。因为可允许时段较长，所以在必须发射ACK信号时可及时产生ACK信号的概率可以提高。因为基站装置更早地接收到ACK信号，所以基站装置可以更早地执行后续处理。基站装置可以确定定时，以便有效地与多个终端装置通信。处理速度标识为从接收到信号时到发射ACK信号时所需的时间。因此，可以实现根据终端装置的CPU等的分配。因为终端装置的处理速度是在数据通信期间测量的，所以可以限制要发射的信号的增加。因为可以抑止要发射的信号的增加，所以可以提高传输效率。

接下来，描述另一变形方式。在这种变形方式的分配模式下，采用与上述变形方式中相同的方式来分配用于发射信号的部分时段和用于接收信号的部分时段。但是，在该变形方式中，基站装置按照与已向终端装置指定发射定时的顺序相同的顺序，指定针对终端装置的接收定时。换言之，例如，如果终端装置按“1”到“3”表示，则基站装置按照“1”到“3”的顺序指定发射定时，然后也按照“1”到“3”的顺序指定接收定时。从基站装置发射信号的时段一般比由基站装置接收信号的时段长。因此，被分配了较早发射定时的终端装置可以具有从其接收到信号到其发射信号的较长持续时间。因此，基站装置将较早的发射定时分配给从其发射信号到其接收到响应所需的持续时间较长的终端装置。

根据该变形方式的无线电装置10的结构具有与图4所示无线电装置10的结构相同的类型。两者的不同之处在于控制单元30处的处理，这里将对此进行说明。控制单元30将终端装置分配至用于接收信号的部分时段的顺序定义为与终端装置分配至用于发射信号的部分时段的顺序相同。此外，控制单元30将处理速度较低的终端装置分配至用于发射信号的部分时段序列中的较早部分时段。

图9是示出了通信系统100中用于概略说明定时分配的另一变形方式的示意图。图9与图7所示的类型相同。控制单元30在控制定时时段中发射控制信号。控制单元30也在发射定时时段中，按照“数据2”、“数据3”和“数据4”的顺序，分配发射定时。如前所述，控制单元30将在前的发射定时分配给处理速度最低的第二无线电装置10b。控制单元30在接收定时时段中，按照数据已发射至的终端装置的顺序，分配接收定时。控制单元30将“数据2”和“ACK”分配给接收定时时段的开始。随后，控制单元30分配“数据3”和“ACK”。最后，控制单元30分配“数据4”和“ACK”。

在此类变形方式中，控制单元30采用从向多个终端装置发射相应信号到接收到ACK信号时所需的持续时间，指定多个终端装置的相应处理速度。此外，控制单元30根据处理速度来分配发射定时。另外，控制单元30可以把要发射至多个终端装置的相应的流的数目指定为从向多个终端装置发射相应信号到接收到ACK信号时所需的持续时间。这样，无论终端装置的处理速度如何，控制单元30将具有较多要发射的流的终端装置分配至用于发射信号的部分时段序列的较早时段。换言之，图9所示的第二无线电装置10b等同于具有较多要发射的流的终端装置。

接下来，描述另一变形方式。在这种变形方式的分配模式下，采用与上述变形方式中相同的方式来分配用于发射信号的部分时段和用于接收信号的部分时段。按照与已向终端装置指定发射定时的顺序相同的顺序，指定针对终端装置的接收定时。即，一旦确定了发射定时的顺序，也就确定了接收定时的顺序。但是，下述方面与上述实施例和变形方式不同。基站装置改变要将发射定时的顺序分配给的终端装置的顺序的组合，并针对每一种组合，估计从终端装置的发射定时结束到接收定时开始的时段(以下称作“接收-发射时段”)。

一般而言，由基站装置发射的分组信号的长度和由其接收的分组信号的长度随着终端装置而变化。因此，对于每一个终端装置，终端装置顺序的改变导致接收-发射时段的改变。基站装置从多种组合中，指定提供较长接收-发射时段的组合。这样，基站装置以使接收-发射时段较长的终端装置可以是处理速度较慢的终端装置的方式分配发射定时。

根据该变形方式的无线电装置10的结构具有与图4所示无线电装置10的结构相同的类型。两者的不同之处在于控制单元30处的处理，这里将对此进行说明。控制单元30估计每一种不同顺序的接收-发射时段。为了便于解释，假设终端装置分别由“1”和“2”表示。控制单元30将“1”和“2”的组合(下称“第一组合”)作为发射定时分配的顺序来处理。这样，控制单元30导出每一个终端装置“1”和“2”的接收-发射时段。这里要注意的是，事先已识别出针对每一个终端装置“1”和“2”的用于发射信号的部分时段和用于接收信号的部分时段。此后，控制单元30将“2”和“1”的组合(下称“第二组合”)作为发射定时分配的顺序来处理。

这样，控制单元30导出每一个终端装置“1”和“2”的接收-发射时段。这里还要注意的是，通过与实施例中类似的处理，控制单元30获取终端单元“1”和“2”的相应处理速度，并识别出终端装置“1”的处理速度较低。控制单元30比较第一组合和第二组合中终端装置“1”的接收-发射时段。由此，如果第一组合中的接收-发射时段较长，则控制单元30按照终端装置“1”和“2”这一顺序分配发射定时。另一方面，如果第二组合中的接收-发射时段较长，则控制单元30按照终端装置“2”和“1”这一顺序分配发射定时。即，控制单元30将处理速度较低的终端装置分配至与接收-发射时段较长的顺序相对应的部分时段。

图10是示出了通信系统100中用于概略说明定时分配的另一变形方式的示意图。图10与图9所示的类型相同，因此只说明不同点。在图9中，示出了多种组合之一，控制单元30按照第二无线电装置10b、第三无线电装置10c和第四无线电装置10的顺序，分配发射定时。这里，“A”、“B”和“C”分别表示第二无线电装置10b到第四无线电装置1的接收-发射时段。此外，控制装置30对于未示出的其他组合执行类似处理。因此，控制单元30标识每一种组合中每一个无线电装置10的接收-发射时段。控制单元30获取第二无线电装置10b到第四无线电装置10的中每一个无线电装置的处理速度。最后，控制单元30选择向处理速度较低的无线电装置10提供较长接收-发射时段的组合。由此，所选组合确定发射定时和接收定时的顺序。

在此类变形方式中，控制单元30采用从向多个终端装置发射相应信号到接收到ACK信号时所需的持续时间，指定多个终端装置的相应处理速度。此外，控制单元30根据处理速度来分配发射定时。另外，控制单元30可以将要发射至多个终端装置的相应的流的数目指定为从向多个终端装置发射相应信号到接收到ACK信号时所需的持续时间。这样，无论终端装置的处理速度如何，控制单元30将具有较多要发射的流数目的终端装置分配至用于发射信号的部分时段序列的较早时段。

根据本发明实施例，从接收到信号到发射ACK信号所需的时间较长的终端装置被分配至用于发射信号的部分时段序列的较早时段。使得所述终端装置用于接收处理的可允许时段可以较长。较长的可允许时段可以提高在发射ACK信号的定时之前产生ACK信号的概率。此外，因为更早地接收到ACK信号的基站装置能够更早地执行后续处理。基站装置可以以有效地与多个终端装置进行通信的方式确定通信定时。因为终端装置的处理速度被规定为从接收到信号时到发射ACK信号时所需的持续时间，所以可以实现适合于终端装置的CPU等的分配。

因为终端装置的处理速度是在数据通信期间测量的，所以可以限制要发射的信号的增加。抑止要发射的信号的增加可以提高传输效率。因为要发射的信号的流的数目较多的终端装置被分配至用于发射信号的部分时段序列的较早时段，所以所述终端装置用于接收处理的可允许时段可以较长。较长的可允许时段可以在甚至不识别终端装置处理速度的情况下，提高在发射ACK信号的定时之前产生ACK信号的概率。

对发射定时分配和接收定时的分配使用相同顺序可以使处理更简单。因为处理速度较低的终端装置被分配至接收-发射时段较长的发射定时，所以可以提高所述终端装置发射ACK信号的概率。这种将处理速度较低的终端装置向接收-发射时段较长的发射定时的分配可以提高所述终端装置发射ACK信号的概率。

基于实施例和其变形描述了本发明。这些实施例和变形只是示例性的，本领域技术人员可以理解，可以对每个部分的组合及其过程进行多种变形，这种变形也在本发明范围之内。

根据本发明第一实施例，为了标识处理速度，控制单元30针对每一个终端装置，测量从分组信号发射到对应于所述分组信号的ACK信号接收的时段。但是，本发明的设置不限于此，例如，控制单元30可以经由基带处理单元22等，从多个终端装置中的每一个终端装置接收有关处理速度的信息。例如，有关处理速度的信息可以与终端装置中设置的CPU的时钟频率相对应。处理速度可以分为多个等级，该信息可以指示终端装置相对应的等级。控制单元30可以基于由此接收的信息，指定处理速度。根据该变形方式，可以提高标识处理速度的精度。即，如果可以掌握终端装置的处理速度，则精度是令人满意的。

在根据本发明的实施例中，通信系统100使用多载波。但是，本发明并不限于此，例如，可以使用单载波。从这些变形方式中显而易见的是，本发明可以应用于多种通信系统。

虽然使用具体术语描述了本发明的优选实施例，但是这种描述只是为了示例目的，应该理解，在不背离所附权利要求的精神或范围的前提下，可以进行改变和变化。

第二实施例

以下将描述本发明第二实施例要解决的问题。在无线通信中，自适应阵列天线技术是实现频率资源有效利用的技术之一。在自适应阵列天线技术中，天线的方向图是通过在多根天线中分别控制要处理的信号的幅度和相位来控制的。通过使用这种自适应阵列天线技术来实现更高数据传输速率的技术之一是MIMO(多输入多输出)系统。在这种MIMO系统中，发射装置和接收装置各自配备有多根天线，并设置要并行发射的分组信号(下文中，分组信号中要并行发射的每一个数据被称作“流”)。即，为发射装置与接收装置之间的通信设置其数量高达天线最大数目的流，以提高数据传输速率。

此外，这种MIMO系统与OFDM调制方案的组合带来了更高的数据传输速率。为了提高MIMO系统置的传输效率，将要在多个分组信号中分别发射的数据信号聚集到单个分组中。这样，将控制信号附加于各个数据信号。换言之，分组信号中包含控制信号和数据信号的多个组合。一般情况下，发射控制信号所需的子载波数目小于发射数据信号所需的子载波数目。因此，如果用于发射控制信号的子载波数目与用于发射数据信号的不同，则信号强度在发射分组时时段性地变化。即，信号强度在控制信号部分中衰减。当这种波动发生时，由接收装置接收的信号也变化。结果是，估计的信道特性的功率与控制信号的功率不匹配，从而如下所述，接收特性可能劣化。

在这种MIMO系统中，一般情况下，发射控制信号所需的子载波数目小于发射数据信号所需的子载波数目。供估计信道特性使用的已知信号中的子载波数目等于数据信号中的子载波数目。如果用于发射控制信号的子载波数目与用于发射已知信号的不同，则估计的信道特性的功率与控制信号的功率不对应，从而如下所述，接收特性可能劣化。

在对上述情况进行详细描述之前，概略地描述本发明。本发明的实施例涉及至少包括两个无线电装置的MIMO系统。无线电装置之一与发射装置相对应，另一个与接收装置相对应。发射装置产生一个分组信号，以包含控制信号与数据信号的多个组合。需要注意的是，一个分组信号包括多个流。如上所述，当发射控制信号所需的子载波数目不同于发射数据信号所需的子载波数目时，发射的分组信号的强度发生波动。在第二实施例中，执行如下处理，以抑制信号强度的变化。

发射装置对控制信号执行交织，该交织的大小由与控制信号相对应的子载波的数目(以下称作“第一子载波的第一数目”)定义。发射装置对数据信号执行交织，该交织的大小由与数据信号相对应的子载波的数目(以下称作“第一子载波的第二数目”)定义。这里假设第一子载波数目是“48”，第二子载波数目是“52”。在多个组合中，发射装置将附加信号附加到第二和后续组合中包含的控制信号上。下文中，将附加了附加信号的控制信号称为“带有附加信号的控制信号”或“带有相应附加信号的控制信号”。

如果与附加信号相对应的子载波的数目设为“4”，则用于带有附加信号的控制信号的子载波数目将是“52”。因此，用于带有附加信号的控制信号的子载波数目等于用于数据信号的子载波数目，从而抑制了信号强度的变化。在多个组合中，未向开始部分中的组合中包含的控制信号附加任何附加信号。这是因为所设置的是不与MIMO系统兼容的通信系统中(下文中将这种通信系统称作“传统系统”)的无线电装置可以接收根据第二实施例的分组信号。

图1示出了根据本发明实施例的多载波信号的频谱。具体地讲，图1示出了OFDM调制方案中的信号频谱。OFDM调制方案中的多个载波之一通常被称作子载波。但是，这里用“子载波号”指示子载波。在MIMO系统中，定义了56个子载波，即子载波号“-28”到“28”。需要注意的是，子载波编号“0”设为空，以减小基带信号中直流分量的影响。另一方面，与MIMO不兼容的通信系统(下文中将这种通信系统称作传统系统)中定义了52个子载波，即子载波编号“-26”到“26”。传统系统的一个示例是符合IEEE 802.11a标准的无线LAN。

通过可变化地设置的调制方案对各个子载波进行调制。这里使用的是BPSK(二元相移键控)、QPSK(正交相移键控)、16-QAM(正交幅度调制)和64-QAM等调制方案中的任意方案。

向这些信号应用卷积编码，作为纠错方案。卷积编码的编码率设为1/2、3/4等。将要并行传输的数据的数量是可变化地设置的。这里，数据作为分组信号传输，要并行传输的每个分组信号称为“流”。由此，因为调制方案模式、编码率和流的数量是可变化地设置的，所以数据速率也是可变化地设置的。需要注意的是，“数据速率”可以由这些因素的任意组合或者这些因素之一确定。如果传统系统中的调制方案是BPSK，并且编码率是1/2，则数据速率是6Mbps。另一方面，如果调制方案是BPSK，并且编码率是3/4，则数据速率是9Mbps。

图2示出了根据本发明实施例的通信系统100的结构。通信系统100包括第一无线电装置10a和第二无线电装置10b，通称为“无线电装置10”。第一无线电装置10a包括第一天线12a、第二天线12b、第三天线12c和第四天线12d，它们通称为“天线12”。第二无线电装置10b包括第一天线14a、第二天线14b、第三天线14c和第四天线14d，它们通称为“天线14”。这里，第一无线电装置10a对应于发射装置，而第二无线电装置10b对应于接收装置。

在描述通信系统100的结构之前，将概略地说明MIMO系统。这里假设数据从第一无线电装置10a向第二无线电装置10b传输。第一无线电装置10a分别从第一天线12a到第四天线12d，分别发射多个流的数据。因此数据速率提高。第二无线电装置10b通过第一天线14a到第四天线14d接收多个流的数据。第二无线电装置10b通过自适应阵列信号处理将接收信号分离，并独立地对多个流的数据进行解调。

因为天线12的数量是“4”，天线14的数量也是“4”，所以天线12与天线14之间的信道组合数是“16”。用h_ij表示从第i个天线12i到第j个天线14j之间的信道特性。在图2中，h₁₁表示第一天线12a与第一天线14a之间的信道特性，h₁₂表示第一天线12a与第二天线14b之间的信道特性，h₂₁表示第二天线12b与第一天线14a之间的信道特性，h₂₂表示第二天线12b与第二天线14b之间的信道特性，h₄₄表示第四天线12d与第四天线14d之间的信道特性。为了示例的清楚，图2中省略了其他传输信道。

图11示出了图2所示通信系统中的分组格式。为了使说明简化起见，这里假设分组格式中包含的流的数目是“2”。顶行中示出了从第一天线12a发射的流，底行中示出了从第二天线12b发射的流。在图11的顶行中，“ L-STF”、“L-LTF”、“L-SIG”和“HT-SIG”分别对应于用于定时估计的已知信号、用于信道估计的已知信号、与传统系统兼容的控制信号、以及与MIMO系统兼容的控制信号。在图11的底行中，“L-STF+CDD”、“L-LTF+CDD”、“L-SIG+CDD”和“HT-SIG+CDD”分别对应于当向“L-STF”、“L-LTF”、“L-SIG”和“HT-SIG”实施了CDD(循环延迟分集)时获得的结果。即，“L-STF+CDD”是经过循环时移的“L-STF”。

“HT-STF”和“HT-STF’”对应于与MIMO系统兼容的、用于定时估计的已知信号，并且定义为使用彼此不同的子载波。“HT-LTF1”、“ HT-LTF1’”、“HT-LTF2”和“HT-LTF2’”对应于与MIMO系统兼容的、针对信道特性的已知信号。“HT-LTF1”和“HT-LTF1’”被定义为使用彼此不同的子载波。这同样适用于“HT-LTF2”和“HT-LTF2’”。另一方面，“HT-LTF2”被定义为使用“HT-LTF1”中还未使用的子载波。“ HT-DATA1”和“HT-DATA2”是数据信号。针对“HT-DATA1”和“HT-DATA2”的控制信号分别对应于“HT-SIG”和“HT-SIG+CDD”。因此，“HT-SIG”、“HT-SIG+CDD”、“HT-DATA1”和“HT-DATA2”的集合被称为“第一组合”。

“HT-SIG1”和“HT-SIG1’”分别是针对“HT-DATA3”和“HT-DATA4”的控制信号，“HT-DATA3”和“HT-DATA4”分配在“HT-SIG1”和“HT-SIG1”的后部。“ HT-SIG1”和“HT-SIG1’”被定义为使用彼此不同的子载波。“ HT-DATA3”和“HT-DATA4”是数据信号。“HT-SIG1”、“ HT-SIG1’”、“ HT-DATA3”和“HT-DATA4”的集合被称为“第二组合”。这同样适用于“HT-SIG2”、“HT-SIG2’”、“HT-DATA5”和“HT-DATA6”，它们的集合被称为“第三组合”。

与传统系统中的方式相同，从开始直到“HT-SIG”和“HT-SIG+CDD”的部分使用“52”个子载波。在“52”子载波中，“4”个子载波对应于导频信号。另一方面，与“HT-STF”和“HT-STF’”相对应的部分使用所有多个流中的“24”个子载波。与“HT-LTF1”、“HT-LTF1’”、“HT-SIG1”、“ HT-SIG1’”等相对应的部分使用所有多个流中的“56”个子载波。与“HT-DATA1”、“HT-DATA2”等相对应的部分使用“56”个子载波。“HT-SIG1”等中的控制信号对应于前述带有相应附加信号的控制信号。

基于“L-LTF”对“HT-SIG”等进行解调。这两者使用相同数目的子载波，即“52”个，并且执行用于调整在“56”个子载波的后面部分处的功率的处理。另一方面，基于“HT-LTF1”等对“HT-SIG1”等进行解调。如果“HT-SIG1”等与“HT-SIG”等中相同，也使用“52”个子载波，则所用子载波的数目与“HT-LTF1”等中使用的子载波数目(56个)不一致，从而两个部分中的功率不一致。因此，根据本发明，如上所述，将“HT-SIG”等中使用的子载波的数目扩展至“56”个。

图4示出了第一无线电装置10a的结构。第一无线电装置10a包括第一无线电单元20a、第二无线电单元20b、…和第四无线电单元20d、通称为“无线电单元20”，基带处理单元22，调制解调单元24，IF单元26和控制单元30。涉及的信号包括通称为“时域信号200”的第一时域信号200a、第二时域信号200b、…和第四时域信号200d，以及通称为“频域信号202”的第一频域信号202a、第二频域信号202b、…和第四频域信号202d。第二无线电装置10b具有与第一无线电装置10a相似的结构。

作为接收操作，无线电单元20对天线12接收的射频信号执行频率转换，以得到基带信号。无线电单元20向基带处理单元22输出基带信号，作为时域信号200。通常应该通过两条信号线传输由同相分量和正交分量构成的基带信号。为了使图示清楚起见，这里只用了一根信号线表示基带信号。还包括AGC单元和A-D转换单元。

作为发射操作，无线电单元20对来自基带处理单元22的基带信号执行频率转换，以得到射频信号。这里，来自基带处理单元22的基带信号也被指示为时域信号200。无线电单元20向天线12输出射频信号。即，无线电单元20从天线12发射射频分组信号。还包括PA(功率放大器)和D-A转换单元。这里，假设时域信号200是转换到时域的多载波信号，并且是数字信号。

假设由控制单元30指定在发射处理中将要使用的天线12的数目。这里，假设作为频域中的信号的频域信号202包含如图1所示的多个子载波分量。为了使图示的清楚起见，频域信号按照子载波号的顺序排列，并形成串行信号。

图5示出了频域信号的结构。这里，假设图1所示的子载波号“-28”到“28”的组合构成了“OFDM符号”。“第i”个OFDM符号构成如下：按照子载波号“1”到“28”和子载波号“-28”到“-1”的顺序排列子载波分量。此外，假设“第(i-1)”个OFDM符号放置在“第i”个OFDM符号之前，“第(i+1)”个OFDM符号放置在“第i”个OFDM符号之后。这里需要注意的是，在图11中所示的诸如“L-STF”等部分中，使用从子载波号“-26”到子载波号“26”的组合。

现在再次参照图4。基带处理单元22执行CDD，以产生与图11相对应的分组格式。在下面的方程(2-1)中将CDD表示为矩阵C。

C(l)＝diag(1，exp(-j2πlδ/Nout)，...，exp(-j2πlδ(Nout-1)/Nout))

-- (2-1)

其中δ指示移位量，l指示子载波号。在逐个子载波的基础上将C与流相乘。即，基带处理单元22对每个流执行LTF等内的循环时移。对于每个流，将移位量设置为不同的值。

作为接收处理，调制解调单元24对从基带处理单元22中输出的频域信号202进行解调和解交织。对于每个子载波，均执行解调。调制解调单元24将解调的信号输出至IF单元26。作为发射处理，调制解调单元24执行交织和调制。这样，调制解调单元24通过向控制信号添加附加信号，产生带有附加信号的控制信号。调制解调单元24向基带处理单元22输出调制的信号，作为频域信号202。当执行发射处理时，由控制单元30指定调制方案。

作为接收处理，IF单元26对从多个调制解调单元24中输出的信号进行组合，形成一个数据流。IF单元26对这一个数据流进行解码。IF单元26输出解码的数据流。作为发射处理，IF单元26输入一个数据流，然后对其编码，将编码的数据流分离。然后，IF单元26向多个调制解调器单元24输出由此分离的数据。当执行发射处理时，由控制单元30指定编码率。控制单元30控制第一无线电装置10a的定时等。

在硬件方面，可以使用CPU、存储器和其他任意计算机的LSI来实现该结构。在软件方面，可以使用具有通信功能等的存储器加载程序来实现，但是这里示出和描述了与之协作而实现的功能块。因此，本领域技术人员将理解，这些功能块可以采用多种形式实现，例如只使用硬件、只使用软件或使用两者的组合来实现。

现在具体描述接收处理单元50的处理。接收处理单元50输入多个时域信号200，然后分别对它们进行傅立叶变换，以导出频域信号。如前所述，频率信号是将对应于子载波的信号按照子载波号的顺序串行排列的信号。

接收处理单元50用接收权重矢量对频域信号加权，并且将多个加权信号相加。因为频域信号包括多个子载波，所以上述处理也可以在逐个子载波的基础上执行。结果是，如图5所示，按照子载波号的顺序，将相加的信号串行排列。相加信号是前述频域信号202。

接收处理单元50使用例如LMS算法等自适应算法，导出接收权重矢量。可选的是，通过相关处理导出接收响应矢量，然后可以从接收响应矢量中导出接收权重矢量。这里将描述后一种情况。如果对应于第一时域信号200a的频域信号由x₁(t)表示，对应于第二时域信号 200b的频域信号由x₂(t)表示，第一流中的基准信号由S₁(t)表示，第二流中的基准信号由S₂(t)表示，则由如下方程(2-2)表达x₁(t)和x₂(t)：

x₁(t)＝h₁₁S₁(t)+h₂₁S₂(t) (2-2)

x₂(t)＝h₁₂S₁(t)+h₂₂S₂(t)

这里忽略了噪声。以E作为总体均值的第一相关矩阵R₁由下面的方程(2-3)表示：

R_{1} = [\begin{matrix} E [x_{1} S_{1}^{*}] & E [x_{1} S_{2}^{*}] \\ E [x_{2} S_{1}^{*}] & E [x_{2} S_{2}^{*}] \end{matrix}] - - - (2 - 3)

基准信号之间的第二相关矩阵R₂由下面的方程(2-4)给出：

R_{2} = [\begin{matrix} E [S_{1} S_{1}^{*}] & E [S_{1} S_{2}^{*}] \\ E [S_{2} S_{1}^{*}] & E [S_{2} S_{2}^{*}] \end{matrix}] - - - (2 - 4)

最后，将第一相关矩阵R₁与第二相关矩阵R₂的逆矩阵相乘，以导出接收响应矢量，由下面的方程(2-5)表达：

[\begin{matrix} h_{11} & h_{21} \\ h_{12} & h_{22} \end{matrix}] = R_{1} R_{2}^{- 1} - - - (2 - 5)

需要注意的是，接收处理单元50计算多种接收权重矢量。第一种接收权重矢量是用于接收HT-SIG等的接收权重矢量，并从L-LTF等中导出。第二种接收权重矢量是用于接收HT-DATA1等的接收权重矢量，并从HT-LTF1、HT-LTF2等中导出。第三种接收权重矢量是用于接收HT-SIG1等的接收权重矢量，并从HT-LTF1等中导出。接收处理单元50使用上述多种接收权重矢量执行阵列合成。在这种条件下，设置在基带处理单元22之后的级上的调制解调单元24使用导频信号执行解调。

发射处理单元52执行基带处理单元22的操作中与发射操作相对应的部分。发射处理单元可以执行聚束或本征模发射。这些都是已知技术，因此在此省略对其的描述。

图12示出了IF单元26和调制解调单元24的结构。这里所示的是与IF单元26和调制解调单元24的发射功能有关的部分。IF单元26包括FEC(前向纠错)单元60和分离单元62。调制解调单元24包括通称为“交织单元64”的第一交织单元64a、…和第四交织单元64d、通称为“添加单元66”的第一添加单元66a、…和第四添加单元66d、以及通称为“映射单元68”的第一映射单元68a、…和第四映射单元68d。

向FEC单元60输入要使用多个子载波的控制信号和数据信号的多个组合。这里所指的组合等同于图11所示的“第一组合”到“第三组合”。控制信号对应于图11中的“HT-SIG”、“HT-SIG1”等。FEC单元60对多个组合中的每一个执行编码。需要注意的是，可以彼此独立地设置针对控制信号和数据信号的编码率。

分离单元62把从FEC单元60中输入的信号划分并分离为多个流。交织单元64对控制信号执行大小由第一子载波数目(即，48)定义的交织，并对数据信号执行大小由第二子载波数目(即，52)定义的交织。这里，由子载波数目“52”定义的大小中包含的数据量依据调制解调单元24使用的调制方案等改变。假设交织图案是预定的。

添加单元66将附加信号添加到经过交织单元64交织的多个组合中第二和后续组合中包含的控制信号。由此，产生带有相应附加信号的控制信号。这里，第二和后续组合中包含的控制信号对应于图11所示的“HT-SIG1”、“HT-SIG1’”、“HT-SIG2”和“HT-SIG2’”。需要注意的是，添加单元66要添加的附加信号量由第二子载波数目与第一子载波数目之差来确定。换言之，附加信号量由第二子载波数目与第一子载波数目之差“4”和调制方案来确定。作为上述处理的结果，由带有相应附加信号的控制信号使用的子载波的数目变得与数据信号使用的子载波的数目相同。在此可以理解，附加信号是虚拟(dummy)信号。

映射单元68对来自添加单元66的信号执行BPSK、QPSK、16-QAM和64-QAM的映射。这里不再解释作为已知技术的映射处理。映射单元68输出作为频域信号202的映射信号。由调制解调单元24执行图11所示“L-STF”等已知信号的插入、以及导频信号的插入。

另一方面，用于接收如上产生的分组信号的接收功能执行与上述相反的操作。即，调制解调单元24接收频域信号202的输入。作为控制信号和数据信号的组合的频域信号202等同于使用多个子载波的组合。这里，第二和后续组合中包含的控制信号对应于带有相应附加信号的控制信号。调制解调单元24中的排除单元(未示出)从第二和后续组合中包含的带有相应附加信号的控制信号中排除附加信号。换言之，排除单元通过从控制信号和数据信号中排除虚拟信号来输出控制信号和数据信号。需要注意的是，排除单元根据第一子载波数目与第二子载波数目之差来排除附加信号。

调制解调单元24中的解交织单元(未示出)对排除了附加信号后的多个组合的控制信号，执行大小由第一子载波数目(即，48)定义的解交织操作，并对数据信号执行大小由第二子载波数目(即，52)定义的解交织操作。

在至此为止的描述中，将附加信号添加到交织的控制信号上。在这种情况下，用于“HT-LTS1”等的子载波数目等于用于带有附加信号的控制信号的子载波数目。换言之，抑制了子载波数目的变化和分组信号的信号强度变化。另一方面，当基于子载波数目时，交织的大小在带有附加信号的控制信号与数据信号之间是不同的。由此，可以在两者之间切换交织大小。如下所述的变形方式旨在限制交织中所用的大小的改变。

图13示出了IF单元26和调制解调单元24的另一种结构。这里所示的是与IF单元26和调制解调单元24的发射功能有关的部分。IF单元26包括添加单元66、FEC(前向纠错)单元60和分离单元62。调制解调单元24包括通称为“交织单元64”的第一交织单元64a、…和第四交织单元64d、以及通称为“映射单元68”的第一映射单元68a、…和第四映射单元68d。与图12中的组件具有等效功能的组件由相同的附图标记表示，并适当地省略对其的重复说明。相比于上述结构，添加单元66的设置与图12中的不同。

向添加单元66输入要使用多个子载波的控制信号和数据信号的多个组合。添加单元66将附加信号添加到多个组合中第二和后续组合中包含的控制信号。由此，产生带有相应附加信号的控制信号。这里，由添加单元66添加的附加信号量由第一子载波数目与第二子载波数目之差确定。这里假设附加信号用于CRC(循环冗余校验)。由FEC单元60产生针对CRC的信号。由此，增加了用于CRC的比特数，从而改善了数据误差特性。附加信号可以是用于奇偶校验的信号。

交织单元64对第一组合中包含的控制信号执行大小由第一子载波数目定义的交织，并对剩余信号执行大小由第二子载波数目定义的交织。即，可以减少交织大小切换的数目。

另一方面，用于接收如上产生的分组信号的接收功能执行与上述相反的操作。即，调制解调单元24输入频域信号202。频域信号202对应于使用多个子载波的控制信号和数据信号的组合。这里，第二和后续组合中包含的控制信号是带有相应附加信号的控制信号。

调制解调单元24中的解交织单元(未示出)对多个组合之中第一组合中包含的控制信号，执行大小由第一子载波数目定义的解交织操作，并对剩余信号执行大小由第二子载波数目定义的解交织操作。

调制解调单元24中的排除单元(未示出)从第二和后续组合中包含的带有相应附加信号的控制信号中排除附加信号。即，排除单元通过排除用于CRC的信号，输出控制信号和数据信号。需要注意的是，排除单元根据第一子载波数目与第二子载波数目之差来排除附加信号。IF单元26执行CRC检测。

以下说明变形方式。在本变形方式中，以与第二实施例中相同的方式，向控制信号添加附加信号。但是，变形方式中的分组格式与第二实施例中的不同。在第二实施例中，分组信号中包括多个组合。但是，在变形方式中，单个分组信号中可以只包括一个组合。控制信号放置在用于信道估计的已知信号之间。因此，基于用于信道估计的已知信号，对控制信号进行解调。此时，如果用于控制信号的子载波数目与用于信道估计的已知信号的子载波数目之间存在差别，则会出现上述相同的问题。因此，在变形方式中，也如上述方式一样，向控制信号添加附加信号(下文中，将这种控制信号称作“带有附加信号的控制信号”)。

根据变形方式的无线电装置10的结构具有与图4所示的无线电装置10a的结构相同的类型，IF单元26和调制解调单元24的结构具有与图12所示的IF单元26和调制解调单元24的结构相同的类型。因此，这里省略对其的重复说明。需要注意的是，无线电装置10通过将控制信号放置在中间间隔中，产生要使用多个子载波的分组信号，并发射由此产生的分组信号。分组信号定义为，发射控制信号所需的子载波数目小于用于信道估计的已知信号的子载波数目，已知信号放置在在前间隔中。

在变形方式中，添加单元66将附加信号添加到控制信号上，以使控制信号中要使用的子载波的数目等于用于信道估计的已知信号的子载波数目。这里，附加信号是导频信号，即，已知信号。通过如上处理，采用与第二实施例中相同的方式，在修改方式中解决了上述问题。

图14A和14B示出了根据本发明变形方式的分组格式。图14A示出了根据该变形方式的第一分组格式。这里，要发射四个流中包含的数据，并且按照从顶到底的顺序示出了与第一到第四流相对应的分组格式。在对应于第一流的分组信号中，“L-STF”、“HT-LTF”等被分配为前同步码信号。在对应于第二流的分组信号中，“L-STF-400ns”、“HT-LTF-400ns”等被分配为前同步码信号。在对应于第三流的分组信号中，“L-STF-200ns”、“HT-LTF-200ns”等被分配为前同步码信号。在对应于第四流的分组信号中，“L-STF-600ns”、“HT-LTF-600ns”等被分配为前同步码信号。

这里，“400ns”等表示由CDD得到的时移量。需要注意的是，分组格式中的“HT-SIG”等同于控制信号。第一流中的HT-LTF按照从顶部开始“HT-LTF”、“-HT-LTF”、“HT-LFT”和“-HT-LTF”的顺序放置。这里，在所有流中，将这些称作“第一分量”、“第二分量”、“第三分量”和“第四分量”。通过对所有流的接收信号执行“第一分量减(-)第二分量加(+)第三分量减(-)第四分量”的运算，在接收装置处提取第一流的所需信号。

通过对所有流的接收信号执行“第一分量+第二分量+第三分量+第四分量”的运算，在接收装置处提取第二流的所需信号。通过对所有流的接收信号执行“第一分量-第二分量-第三分量+第四分量”的运算，在接收装置处提取第三流的所需信号。通过对所有流的接收信号执行“第一分量+第二分量-第三分量-第四分量”的运算，在接收装置处提取第四流的所需信号。需要注意的是，加法和减法是通过矢量运算进行的。

用于“HT-LTF”等的子载波数目是“56”。对于“HT-SIG”，发射控制信号所需的子载波数目是“52”。因此，如果用于“HT-SIG”的子载波数目是“52”，则“HT-SIG”会具有比在前间隔中使用的子载波数目小的数目。因此，会出现与如上所述的实施例中相同的问题。因此，添加单元66添加包括4个子载波的导频信号至“HT-SIG”。这使用于“HT-SIG”的子载波数目变成“56”，从而使子载波数目等于在前间隔中的子载波数目。这里，将参照图14B解释为什么发射控制信号“HT-SIG”所需的子载波数目是“52”。

图14B示出了根据该变形方式的第二分组格式。参照图14B，在第一流中，将“L-LTF”和“L-SIG”分配在“L-STF”之后。将“HT-SIG”分配在“ L-SIG”之后。将“HT-STF”、“HT-LTF”等分配在“HT-SIG”之后。另一方面，在第二流到第四流中，分别在“L-STF”、“L-LTF”和“L-SIG”中实施时移量为“50ns”、“100ns”和“150ns”的CDD。与图14A类似，分别在第二流到第四流中的“HT-SIG”中，实施时移量为“400ns”、“200ns”和“600ns”的CDD。

在上述信号之后放置“HT-STF”、“HT-LTF”等。这里，“L-STF”、“L-LTF”和“L-SIG”是放置在其中以保留与传统系统的兼容性的信号。因此，与传统系统中的方式相同，“L-LTF”和“L-SIG”中使用的子载波数目是“52”。因此，在跟随其后的“HT-SIG”中使用的子载波数目也是“52”。需要注意的是，为了实现MIMO系统中的高传送速率，在“HT-STF”、“HT-LTF”等中使用“56”个子载波。

为了简化对如图14A和14B所示的分组格式的处理，要求在无线电装置10中放置相同的交织单元和相同的解交织单元，并对具有相同信息比特配置的“HT-SIG”执行处理。但是，通常，图14A中“HT-SIG”的子载波数目有必要与图14B中“HT-SIG”的子载波数目一致，即“52”。这导致图14A情况下的功率变化。然而，根据本发明，附加信号的添加补偿了功率变化，同时满足上述要求。

这里，可以使用图14A和14B中所示的任何分组格式。图14a的分组格式具有较少的冗余信号分量，可以提高利用效率。另一方面，图14B的分组格式中添加了与传统系统兼容的前同步码信号，从而允许由与传统系统兼容的通信装置进行检测。当使用图14B的分组格式时，添加单元66添加导频信号，当使用图14A的分组格式时，则不添加导频信号。即，当采用控制信号所需的子载波数目与在前间隔中所用的子载波数目相同的方式来产生分组信号时，添加单元66停止添加附加信号。

接下来，描述当接收到图14A和14B所示的分组格式时由无线电装置10执行的处理。基带处理单元22标识出接收的分组格式的格式。在图14A所示的分组格式(以下称作“第一格式”)中，将附加信号添加到所需子载波数目小于在前间隔中使用的子载波数目的控制信号上，从而使所需子载波数目等于在前间隔中使用的子载波数目。另一方面，在图14B所示的分组格式(以下称作“第二格式”)中，所需子载波数目等于在前间隔中使用的子载波数目。在基带处理单元22中标识接收的分组信号是第一分组还是第二分组。

更具体地讲，基带处理单元22使用已知技术，基于L-LTF来估计信道特性。在第一格式中，CDD的时移量定义在“200ns”到“600ns”的范围内，而在第二格式中，CDD的时移量定义在“50ns”到“150ns”的范围内。因此，在所估计的信道特性中，第一格式中延迟波的延迟时间比第二格式中的长。基带处理单元22通过将延迟波的延迟时间与阈值相比较，标识出分组格式。例如，如果延迟波的延迟时间大于阈值，则标识该分组格式是第一格式。

基带处理单元22和调制解调单元24根据所标识的分组信号的格式，处理分组信号。当分组格式为第一格式时，基带处理单元22和调制解调单元24从带有附加信号的控制信号中排除附加信号。然后，对控制信号执行与上述处理类似的处理。如果附加信号是导频信号，则调制解调单元24基于导频信号，校正相位。另一方面，当分组格式是第二格式时，基带处理单元22和调制解调单元24不排除附加信号。然后执行与第一格式情况下执行的处理相似的处理。

根据第二实施例，通过向数据信号之间插入的控制信号添加附加信号，使数据信号中所用的子载波数目等于带有附加信号的控制信号中使用的子载波数目。因此，可以抑制和控制信号强度的变化。因为控制了信号强度的变化，所以可以使接收装置处的AGC的时间常数更长。此外，因为控制了信号强度的变化，所以可以使接收装置处的动态范围更小。此外，还可以改善接收特性。并且，因为可以避免分组信号期间中信号强度的下降，所以可以防止来自由CSMA复用的第三方通信装置的任何传输。因为可以防止来自由CSMA复用的第三方通信装置的任何传输，所以可以降低信号冲突的概率。此外，因为添加假信号作为附加信号，所以可以降低处理复杂度。因为一旦从带有附加信号的控制信号中去除了附加信号，接收装置就可以执行正常功能，可以减少额外的处理。

通过在交织之前向插入数据信号之间的每个控制信号添加附加信号，使用于数据信号的子载波数目与用于带有附加信号的控制信号的子载波数目彼此相等。因此，可以减小交织大小切换的数量。并可以在减小交织大小切换的数量的同时，抑制和控制信号强度的变化。因为添加了用于CRC的信号作为附加信号，所以可以改善接收特性。

此外，因为通过向插入用于信道估计的已知信号之间的每个控制信号添加附加信号，使用于信道估计的子载波数目与用于带有附加信号的控制信号的子载波数目彼此相等，所以可以抑制和控制信号强度的变化。因为添加了导频信号作为附加信号，所以可以改善接收装置处的接收特性。并且导频信号的添加只有助于降低处理复杂度。因为附加信号的添加在产生分组信号时停止，以使控制信号所需的子载波数目与用于在前间隔中的子载波数目相同，所以可以调整子载波的数目，以适合分组格式。

因为可以抑制信号强度的变化，所以可以使接收装置处的AGC的时间常数更长。此外，因为可以抑制信号强度的变化，所以可以使接收装置处的动态范围更小。此外，还可以改善接收特性。并且，因为可以避免分组信号途经中信号强度的下降，所以可以防止来自由 CSMA复用的第三方通信装置的任何传输。因为可以防止来自由CSMA复用的第三方通信装置的任何传输，所以可以降低信号冲突的概率。此外，因为添加虚拟信号作为附加信号，所以可以降低处理复杂度。如果从带有附加信号的控制信号中去除了附加信号，则接收装置可以执行正常功能，可以减少额外的处理。

对于接收的分组信号是分配有带有附加信号的控制信号的分组格式、还是分配有控制信号的分组格式进行标识，并根据标识结果执行处理。因此，可以与是否添加有附加信号无关地接收分组信号。因为无论是否添加有附加信号，都使用于已知信号的子载波数目等于用于控制信息的子载波数目，所以可以防止接收质量降低。因为可以自动标识出分组格式，所以可以在即使不添加任何其他信号的情况下，包含多种分组格式。当附加信号是导频信号时，所述导频信号可以用于校正相位。因此，可以改善接收特性。因为添加了排除附加信号的处理，所以可以抑制由于添加而引起的处理量的增加。

第三实施例

以下将描述由本发明第三实施例解决的问题。在MIMO系统中改变用于数据通信的天线的数目，也能够调整数据速率。可以使用自适应调制，来更详细地调整数据速率。为了更可靠地对数据速率进行调整，需要发射装置从接收装置获取与适合发射装置和接收装置之间的无线电信道的数据速率有关的信息(以下称作“速率信息”)。为了提高这种速率信息的精度，需要接收装置分别获取发射装置中包含的多根天线与接收装置中包含的多根天线之间的信道特性。

MIMO系统中发射装置和接收装置的天线中的方向性图的组合示例如下。一个示例是发射装置的天线具有全向图、而接收装置的天线具有自适应阵列信号处理中的图的情况。另一示例是发射装置和接收装置的天线均具有自适应阵列信号处理中的图的情况。这也被称作聚束(beamforming)。在前一种情况下，可以简化该系统。然而，在后一种情况下，可以更加具体地控制天线的方向图，从而可以改善天线特性。因为在后一种情况下，发射装置执行针对发射的自适应阵列信号处理，所以有必要预先从接收装置接收用于估计信道的已知信号。

为了提高上述要求中的速率信息精度和聚束精度，有必要以高精度获取信道特性。为了提高信道特性获取中的精度，需要分别获取发射装置中的多根天线与接收装置中的多根天线之间的信道特性。因此，发射装置或接收装置从所有天线上发射用于信道估计的已知信号。下文中，从多根天线发射的用于信道估计的已知信号被称作与要用于数据通信的天线数目无关的“训练信号”。

在这些条件下，本发明的发明人认识到以下要解决的问题。当发射训练信号时，包含了用于信道估计的已知信号(以下称作“信道估计已知信号”)流的数目不同于包含数据的流的数目。在接收侧，将用于设置AGC(自动增益控制)的已知信号(以下称作“AGC已知信号”)分配在信道估计已知信号之前。当只在分配有数据的流中分配AGC已知信号时，在信道估计已知信号之前还未接收到AGC已知信号的情况下，接收信道估计已知信号。具体地讲，当AGC已知信号的强度在接收侧未变大时，将AGC的增益设置为特定程度的较大值。这样，当未分配有AGC已知信号的流的信道估计已知信号的强度较大时，很有可能将所述信道估计已知信号放大到由AGC引起失真的程度。由此，基于所述信道估计已知信号的信道估计中的误差变得更大。

另一方面，当在分配有信道估计已知信号的流中分配AGC已知信号时，分配有AGC已知信号的流的数目与分配有数据的流的数目不同。因此，由AGC已知信号设置的增益可能不适合数据解调。由此，解调的数据易受到误差的以影响。在这种情况下提出了本发明，本发明的主要目的是提供一种无线电装置，该无线电装置在发射用于信道估计的已知信号时，防止接收特性的劣化。

在对上述情况进行详细描述之前，概略地描述本发明。本发明的实施例涉及至少包括两个无线电装置的MIMO系统。无线电装置之一与发射装置相对应，另一个与接收装置相对应。发射装置产生一个包含多个流的分组信号。具体地讲，将描述发射装置发射训练信号时执行的处理。这里将省略对可以用于使用前述速率信息的自适应调制处理和聚束等任何已知技术的重复解释。

发射装置向分组信号的报头部分分配传统系统中用于信道估计的已知信号(以下称作“传统已知信号”)，并将控制信号、信道估计已知信号和数据信号分配到传统已知信号之后的位置。因为用于MIMO系统的子载波的数目大于用于传统系统的子载波的数目，所以用于信道估计已知信号和数据信号的子载波的数目大于用于常规已知信号的子载波的数目。另一方面，为了提供分组信号的传输效率，需要分组信号中包含的已知信号的长度更短。因此，传统已知信号用作信道估计已知信号的一部分。在信道估计已知信号之中，传统已知信号中不足的子载波部分被包含在控制信号中。

当从由上述分组格式定义的分组信号中产生训练信号时，如果传统已知信号也用于子流(sub-stream)，则子载波的数目不足。因此，无法执行所需的信道估计。结果是，信道估计特性可能下降。此外，因为分配有AGC已知信号的流的数目不同于分配有信道估计已知信号的流的数目，所以接收装置中信道特性估计的误差可能恶化。为此，在第三实施例中执行如下处理。

根据第三实施例的发射装置将信道已知信号分离为分配有数据信号的部分流和未分配有数据信号的部分流。这里，与分配有数据信号的流相对应(以下称作“主流”)的部分被称作第一已知信号，而与未分配有数据信号的流相对应(以下称作“子流”)的部分被称作第二已知信号。发射装置按照AGC已知信号、传统已知信号、控制信号、第一已知信号、第二已知信号和数据信号的顺序来分配信号。换言之，发射装置在主流中的第一已知信号之后设置空白时段，并在空白时段之后设置数据信号。这里，空白时段与子流中分配有第二已知信号的时段相对应。

如前所述，对于主流，用于信道估计的已知分量包括第一已知信号和分配在控制信号的部分子载波中的分量。另一方面，第二已知信号中使用的子载波的数目定义为等于数据信号中使用的子载波的数目。因此，即使在控制信号未分配给子流时，只使用第二已知信号也可以估计子流的信道特性。

这里假设从图2的第一无线电装置10a向第二无线电装置10b发射训练信号。

图15A到15D示出了用于通信系统100的分组格式。图15A到15D所示的分组格式不是训练信号的格式，而是普通分组信号的格式。图15A表示流数目是“4”的情况，图15B表示流数目是“2”的情况。图15C与图15A具有相同的格式，并示出了时移量由“Ans”、“Bns”和“Cns”表示的情况。图15D与图15B具有相同的格式，并示出了时移量由“Ans”表示的情况。在图15A中，假设要发射四个流中包含的数据，并且按照从顶行到底行的顺序示出了与第一到第四流相对应的分组格式。在对应于第一流的分组信号中，“L-STF”、“HT-LTF”等分配作为前同步码信号。

“ L-STF”、“L-LTF”、“L-SIG”、“HT-SIG1”和“HT-SIG2”分别是用于AGC设置的已知信号、用于信道估计的已知信号、与传统系统兼容的控制信号、以及与MIMO系统兼容的控制信号。“HT-SIG1”和“HT-SIG2”被通称为“HG-SIG”。例如，与MIMO系统兼容的控制信号中包括关于流数目的信息。“HT-STF”和“HT-LTF”分别是用于AGC设置的已知信号和用于信道估计的已知信号。另一方面，“Data 1”是数据信号。需要注意的是，L-LTF和HT-LTF不仅用于AGC设置还用于定时设置。

在与第二流相对应的分组信号中，将“L-STF(-50ns)”、“HT-LTF(-400ns)”等分配作为前同步码信号。在与第三流相对应的分组信号中，将“L-STF(-100ns)”、“HT-LTF(-200ns)”等分配作为前同步码信号。在与第四流相对应的分组信号中，将“L-STF(-150ns)”、“HT-LTF(-600ns)”等分配作为前同步码信号。

这里，“-400ns”等指示CDD中的时移量。CDD是如下处理：在预定间隔中，沿向后方向以时移量移动时域波形，然后将从预定间隔中最后部分推出的波形循环地分配在该预定间隔的报头部分中。即，在“L-STF(-400ns)”中，将延迟量为-400ns的循环时移应用于“L-STF”。这里，假设L-STF和HT-STF各自包括800ns持续时间的重复，其他HT-LTF等各自由3.2μs的持续时间的重复构成。需要注意的是，“Data 1”到“Data 4”也经历CDD，并且其时移量与分配在其前面的HT-LTF的时移量相同。

在第一流中，从顶部开始，按照“HT-LTF”、“-HT-LTF”、“HT-LFT”和“-HT-LTF”的顺序分配HT-LTF。这里，在所有流中，按照这种顺序，将这些称作“第一分量”、“第二分量”、“第三分量”和“第四分量”。接收装置通过对所有流的接收信号计算“第一分量减(-)第二分量加(+)第三分量减(-)第四分量”，提取第一流的所需信号。接收装置通过对所有流的接收信号计算“第一分量+第二分量+第三分量+第四分量”，提取第二流的所需信号。接收装置通过对所有流的接收信号计算“第一分量-第二分量-第三分量+第四分量”，提取第三流的所需信号。接收装置通过对所有流的接收信号计算“第一分量+第二分量-第三分量-第四分量”，提取第四流的所需信号。需要注意的是，加法和减法是通过矢量运算进行的。

与传统系统一样，“52”个子载波用于从“L-LTF”到“HT-SIG1”的部分，依此类推。需要注意的是，“52”个子载波中的“4”个子载波对应于导频信号。另一方面，“HT-LTF”等及其随后部分使用“56”个子载波。

图15B与图15A所示的分组格式的第一流和第二流类似。这里，图15B中“HT-LTF”的分配不同于图15A中“HT-LTF”的分配。即，这里只有HT-LTF的第一分量和第二分量。在第一流中，从顶部开始，按照“HT-LTF”和“HT-LTF”的顺序分配HT-LTF。接收装置通过对所有流的接收信号计算“第一分量+第二分量”，提取第一流的所需信号。此外，接收装置通过对所有流的接收信号计算“第一分量-第二分量”，提取第二流的所需信号。

图16A和16B示出了通信系统100的另一种分组格式。图16A和16B所示的分组格式对应于用于提高图15A和10B中分组格式的传输效率的那些分组格式。下文中，用于提高图15A和10B中分组格式的传输效率的那些分组格式被称作“短格式”，与这种“短格式”相关联的、图15A和10B中所示的分组格式被称作“长格式”。换言之，图16A和16B所示的分组格式是将“HT-STF”部分与“L-STF”共享，并且将“L-STF”用作“HT-LTF”的替代。由此，相比于图15A和15B的情况，已知信号的长度更短。图16A示出了针对图15A的短格式。比较图16A和15A，在图16A中，从图15A所示的每一个流中的四个“HT-LTF”等中去除了报头部分和HT-STF。

在图16A中，“L-LTF”用作四个“HT-LTF”等的报头部分。这里，如上所述，“HT-LTF”使用56个子载波。即，使用对应于图1所示子载波号“-28”到“28”的子载波。另一方面，如上所述，“L-LTF”使用52个子载波。即，使用对应于图1所示子载波号“-26”到“26”的子载波。需要注意的是，对应于图1所示子载波号“-26”到“26”的子载波处的值对于“HT-LTF”和“L-LTF”是共同的。因此，当“L-LTF”用作“HT-LTF”的替代时，对应于子载波号“-28”、“-27”、“27”和“28”的值遗失。

为了处理该问题，在图16A中，针对“L-SIG”添加对应于子载波号“-28”、“-27”、“27”和“28”的子载波，然后将对应于“HT-LTF”的值分配给添加的子载波。由此，如果将“HT-LTF”看作一个单元，则这一个单元也由“L-LTF”和部分“L-SIG”构成。

图16B示出了与图15B相关联的短格式。比较图16B与15B，在图16B中，从图15B所示的每一个流的两个“HT-LTF”中去除报头部分和HT-STF。因为图16B的报头部分的构成与图16A的类似，所以这里省略对其的重复描述。

图17A到17C示出了通信系统100中用于训练信号的分组格式。需要注意的是，图17A到17C示出了与短格式相对应的训练信号。图17A表示分配有数据信号的流的数目为“2”的情况，图17B和17C表示分配有数据信号的流的数目为“1”的情况。即，在图17A中，数据信号分配给第一流和第二流中每一个，而在图17B和17C，数据信号分配给第一流。在图17A中，第一流和第二流中直到HT-LTF的分配与图16B中的分配相同。然而，在这之后的位置上，在第一流和第二流中设置空白持续时间。另一方面，在第三和第四流中，将HT-LTF分配到与第一和第二流中的空白持续时间相对应的位置。在第三和第四流中分配的HT-LTF之后，将Data分配到第一和第二流。

如上所述的分配使分配有“HT-STF”的流的数目等于主流的数目，以使接收装置处由“L-STF”设置的增益中包含的误差减小，从而防止数据信号接收特性的恶化。此外，因为分配到第三和第四流的“HT-STF”只分配给这两个流，所以在接收装置处由“L-STF”设置的增益中包含的误差减小，从而防止信道估计精度降低。

在第一流和第二流中，即，在主流中，用于信道估计的已知信号的结构与图16B所示的相同。“L-LTF”、部分“L-SIG”和“HT-LTF”形成用于信道估计的已知信号。在第三和第四流中，即，在子流中，用于信道估计的已知信号的结构与图15B所示的相同。子流由包括“HT-LTF”和“HT-LTF”的一个流、以及包括“HT-LTF”和“-HT-LTF”的另一流形成。在主流中，通过使用短格式提高信道效率，同时，在子流中，通过使用由“56”个子载波构成的“HT-LTF”，可以导出与子流相对应的信道特性。

需要注意的是，图17A中所示的针对第三和第四流的时移量分别由“Ans”和“Bns”表示。这里，假设按照“0ns”、“-200ns”、“-100ns”和“100ns”的降序，定义时移量的优先程度。换言之，“0ns”具有最高优先程度，“100ns”具有最低优先程度。这里，对于主流和子流，采用优先程度降低的方式使用时移量。因此，值“0ns”和“-200ns”分别用作第一流和第二流中的时移量。在这种情况下，值“0ns”和“-200ns”也分别用于第三和第四流中的时移量，从而“Ans”为“0ns”，“Bns”为“-200ns”。结果，当对第一流中的“HT-LTF”和第二流中的“-HT-LTF(-200ns)”进行变形和修改时，由此变形和修改的字段也用于第三和第四流中，从而使处理更加简单。

对于多个流的时移量，可以分别设置不同的时移量。对于第一流，设置时移量“0ns”。对于第二流，设置时移量“-200ns”。对于第三流，设置时移量“-100ns”。对于第四流，设置时移量“100ns”。因此，“-100ns”和“100ns”分别用于第三和第四流，取代了上述分别用于第三和第四流中的时移量“0ns”和“-200ns”。“Ans”由“-100ns”替代，“Bns”由“100ns”替代。

图17B中第一流(即，主流)中用于信道估计的已知信号的结构与至此所述的结构相同。因为主流包括单个流，所以主流中应该只包含单个“HT-LTF”。如上所述，一个“HT-LTF”由部分“L-SIG”和“L-LTF”替代，从而图17B的主流中不包含“HT-LTF”。在第一流中“HT-SIG”之后的位置上，设置空白持续时间。另一方面，在第二到第四流中，将HT-LTF分配到与第一流中的空白持续时间相对应的位置。并且，在第一到第四流中分配的HT-LTF之后，向第一流分配Data。

这里，假设向“HT-LTF”的组合给定优先程度。即，第一流中符号的组合具有最高优先程度，而第四流中符号的组合具有最低优先程度。对于主流，按照优先程度降低的顺序使用符合的组合，同时，对于子流，按照优先程度降低的顺序使用符合的组合。这样，主流和子流的符号组合设置为彼此相同。由此，当接收装置执行加(+)和减(-)运算，然后获取每个分量时，可以将相同的共同电路用于主流中“HT-LTF”的信道特性的计算和子流中“HT-LTF”的信道特性的计算。

图17C的分组格式的结构与图17B的相同。但是，图17C中“HT-LTF”的符号的组合与图17B中的不同。这里，“HT-LTF”的符号的组合定义为，在流之间保持正交关系。此外，在图17C中，“HT-LTF”的符号的组合定义为对于多个流中的每一个都是固定的。需要注意的是，图17B和17C中的时移量由“Ans”、“Bns”和“Cns”表示。它们的值已在上面描述，这里省略对其的描述。

图4示出了第一无线电装置10a的结构。第一无线电装置10a包括第一无线电单元20a、第二无线电单元20b、…和第四无线电单元20d、通称为“无线电单元20”，基带处理单元22，调制解调单元24，IF单元26和控制单元30。涉及的信号包括被通称为“时域信号200”的第一时域信号200a、第二时域信号200b、…和第四时域信号200d，以及被通称为“频域信号202”的第一频域信号202a、第二频域信号202b、…和第四频域信号202d。第二无线电装置10b具有与第一无线电装置10a的结构相似的结构。因此，在以下描述中，对接收操作的描述对应于第二无线电装置10b的处理，对发射操作的描述对应于第一无线电装置10a的处理。这种对应关系也是可以颠倒的。

作为接收操作，无线电单元20对天线12接收的射频信号执行频率转换，以得到基带信号。无线电单元20向基带处理单元22输出基带信号，作为时域信号200。通常应该通过两条信号线传输包括同相分量和正交分量的基带信号。为了使图示清楚起见，这里只用了一根信号线表示基带信号。还包括AGC单元和AD转换单元。AGC单元设置“L-STF”和“HT-STF”中的增益。

作为发射操作，无线电单元20对来自基带处理单元22的基带信号执行频率转换，以得到射频信号。这里，来自基带处理单元22的基带信号也指示为时域信号200。无线电单元20向天线12输出射频信号。即，无线电单元20从天线12发射射频分组信号。还包括PA(功率放大器)和DA转换单元。这里，假设时域信号200是转换到时域的多载波信号，并且是数字信号。

假设由控制单元30指定在发射处理中将要使用的天线12的数目。这里，假设作为频域中的信号的频域信号202包含如图1所示的多个子载波分量。为了使图示清楚起见，频域信号按照子载波号的顺序排列，并形成串行信号。

图5示出了频域信号的结构。这里，假设图1所示的子载波号“-28”到“28”的组合构成了“OFDM符号”。“第i”个OFDM符号构成如下：按照子载波号“1”到“28”和子载波号“-28”到“-1”的顺序排列子载波分量。此外，假设“第(i-1)”个OFDM符号放置在“第i”个OFDM符号之前，“第(i+1)”个OFDM符号放置在“第i”OFDM 符号之后。这里需要注意的使，在图15A中所示的诸如“L-SIG”等部分中，使用从子载波号“-26”到子载波号“26”的组合。

现在再次参照图4。基带处理单元22执行CDD，以产生与图15A和15B、图16A和16b、以及图17A到17C相对应的分组格式。基带处理单元22可以执行转向(steering)矩阵的乘法，以对产生的分组格式进行变形或修改。稍后将对这种处理进行描述。

作为接收处理，调制解调单元24对从基带处理单元22中输出的频域信号202进行解调和解交织。对于每个子载波，均执行解调。调制解调单元24将解调的信号输出至IF单元26。作为发射处理，调制解调单元24执行交织和调制。调制解调单元24向基带处理单元22输出调制的信号，作为频域信号202。当执行发射处理时，由控制单元30指定调制方案。

作为接收处理，IF单元26对从多个调制解调单元24中输出的信号进行组合，形成一个数据流。IF单元26对这一个数据流进行解码。IF单元26输出解码的数据流。作为发射处理，IF单元26输入一个数据流，然后对其编码，将编码的数据流分离。然后，IF单元26向多个调制解调器单元24输出由此分离的数据。当执行发射处理时，由控制单元30指定编码率。控制单元30控制第一无线电装置10a的定时等。这里，编码的示例是卷积编码，解码的示例是Viterbi解码。

控制单元30控制第一无线电装置10a的定时等。控制单元30在与IF单元26、调制解调单元24和基带处理单元22协作的同时，产生由如图15A和15B以及图17A到17C所示的多个流形成的分组信号。虽然这里省略了对用于产生如图15A和15B以及图16A和16B所示的分组信号的处理的的描述，但是优选地，执行与用于产生图17A到17C所示的分组信号的处理相对应的处理的相关处理。

对于基带处理单元22，控制单元30将Data分配给多个流中的至少一个主流，并将HT-LTF分配到主流中Data之前的位置。这与图17A所示的第一主流和第二主流中的设置相对应。当主流包括单个流时，不向其中分配HT-LTF。因此，将L-LTF和L-SIG’分配在数据之前。对于子流，控制单元30将HT-LTF分配到除了主流中分配有相应信号的定时之外的其他定时处。这与图17A所示的第三子流和第四子流中的装置相对应。作为上述结果，基带处理单元22产生图17A所示的分组格式的分组信号。

控制单元30以下述方式定义，分配到主流的已知信号之一(即，L-LTF)中的子载波的数目小于Data中的子载波的数目。如上所述，L-LTF的子载波的数目被定义为“52”，而Data的子载波的数目被定义为“56”。在要构成Data的多个子载波中，与未包含在L-LTF中的子载波相对应的已知分量被定义为包含在L-SIG’中。因此，在构成HT-LTF的“56”个子载波中，等同于“52”个子载波的分量分配给L-LTF，等同于“4”个子载波的分量分配给L-SIG’。因此，L-SIG’也包括“56”个子载波。另一方面，控制单元30以下述方式定义，子流中HT-LTF中子载波的数目等于Data中子载波的数目。

现在将从不同角度，进一步说明上述处理。控制单元30定义如图16A和16B所示的短格式、以及图15C和15D所示的长格式。控制单元30使用由如图16A和16B所示的短格式定义的L-LTF、L-SIG’和HT-LTF，发射主流中的已知分量。控制单元30使用由图15C和15D所示的长格式定义的HT-LFT，发射子流中的已知分量。

对于基带处理单元22，控制单元30向分配给主流的HT-LFT等应用CDD。当一个流用作基准时，CDD等效于向分配给其他流的HT-LFT应用HT-LFT内的循环时移。控制单元30也向分配到子流的HT-LFT应用CDD。控制单元30预先设置时移量的优先程度。如上所述，这里，时移量“0ns”具有最高优先程度，之后设置的优先程度按照“-200ns”、“-100ns”和“100ns”的顺序降低。

对于主流，控制单元30使基带处理单元22按照从具有高优先程度的时移量开始，依次使用时移量。例如，参照图17A，“0ns”用于第一流，“-200ns”用于第二流。对于子流，控制单元30也使基带处理单元22按照从具有高优先程度的时移量开始，依次使用时移量。例如，参照图17A，“0ns”用于第三流，“-200ns”用于第四流。控制单元30也使基带处理单元22向Data应用CDD，并使其使用针对主流的时移量。需要注意的是，控制单元30可以分别向多个流设置不同的时移量。例如，在图17A的情况下，“0ns”用于第一流，“-200ns”用于第二流，“-100ns”用于第三流，“100ns”用于第四流。

通过上述处理，在产生如图17A到17C所示的分组格式之后，控制单元30可以使基带处理单元22对分组信号进行变形或修改，然后向无线电单元20发射变形或修改的分组信号。基带处理单元22将主流的数目扩展到多个流的数目，然后向扩展的流应用CDD。基带处理单元22也将子流的数目扩展到多个流的数目，然后向扩展的流应用CDD。这里，控制信号30设置时移量，以使在产生如图17A到17C所示的分组信号时的时移量的绝对值大于在对如图17A和17B所示的分组信号进行变形时的时移量的绝对值。

图18示出了基带处理单元22的结构。基带处理单元22包括用于接收的处理单元50和用于发射的处理单元52。接收处理单元50执行基带处理单元22的操作中与接收操作相对应的部分。即，接收处理单元50对时域信号200执行自适应阵列信号处理，并因此导出频域中的接收权重矢量。然后，接收处理单元50输出阵列合成结果，作为频域信号202。需要注意的是，接收信号处理单元50可以基于频域信号202产生速率信息。对于速率信息的产生，已知技术可以用于上述目的，在此省略对其的说明。

发射处理单元52执行基带处理单元22的操作中与发射操作相对应的部分。即，发射处理单元52转换频域信号202，以产生时域信号200。发射处理单元52将多个流分别与多根天线12相关联。发射处理单元52应用如图17A到17C所示的CDD。发射处理单元52可以执行使用转向矩阵的运算。最后，发射处理单元52输出时域信号200。另一方面，发射处理单元52可以在发射分组信号时执行聚束。对于聚束，已知技术可以用于上述目的，在此省略对其的说明。

图19示出了接收处理单元50的结构。接收处理单元50包括FFT单元74、权重矢量导出单元76以及被通称为“组合单元80”的第一组合单元80a、第二组合单元80b、第三组合单元80c和第四组合单元80d。

FFT单元74对时域信号200执行FFT，以将时域信号200转换成频域值。这里，假设频域值具有如图5所示的结构。即，经由一条信号线输出一个时域信号200的频域值。

权重矢量导出单元76在逐个子载波的基础上从频率值中导出权重矢量。导出的权重矢量与多个流中每一个相对应，并且对于每个流，一个流的权重矢量包含与天线数目相对应的因子。HT-LTF等用于导出与多个流中的每一个相对应的权重矢量。为了导出权重矢量，可以使用自适应算法或使用信道特性。因为在这种处理中可以采用已知技术，所以在此省略对其的解释。如前所述，当导出权重时，权重矢量导出单元76执行第一分量减(-)第二分量加(+)第三分量减(-)第四分量的运算。如前所述，最后分别针对每个子载波、每根天线12和每个流导出权重。

组合单元80将FFT单元74转换的频域值和来自权重矢量导出单元76的权重矢量相组合。例如，从来自权重矢量导出单元76的权重矢量中选择与一个子载波和第一流相对应的权重，作为要执行乘法运算的权重矢量。所选权重具有对应于每根天线12的值。

从由FFT单元74转换的频域值中选择与一个子载波相对应的值，作为要执行乘法运算的另一权重矢量。所选值包含对应于每根天线12的值。需要注意的是，所选权重和所选值均属于同一子载波。当将所选权重和所选值分别与天线12相关联时，将所选权重和所选值分别相乘，并将乘法结果相加。由此导出与第一流中的一个子载波相对应的值。在第一组合单元80a中，对其他子载波执行上述处理，以导出对应于第一流的数据。第二组合单元80b到第四组合单元80d执行类似处理，以导出分别与第二到第四流相对应的数据。分别输出所导出的第一到第四流，作为第一频域信号202a到第四频域信号202d。

图20示出了发射处理单元52的结构。发射处理单元52包括分发单元166和IFFT单元168。IFFT单元168对频域信号202执行IFFT，然后输出时域信号。结果是IFFT单元168输出对应于每个流的时域信号。

分发单元166将来自IFFT单元168的流与天线12相关联。为了产生与图15A和15B、图16A和16B、以及图17A到17C相对应的分组信号，分发单元166执行CDD。CDD在下面的方程(3-1)表示为矩阵C。

C(l)＝diag(1，exp(-j2πlδ/Nout)，...，exp(-j2πlδ(Nout-1)/Nout))

--(3-1)

其中δ指示时移量，l指示子载波号。对于每个子载波，均执行C与流的相乘运算。即，基带处理单元22在逐个流的基础上执行LTF等内的循环时移。时移量设置为前述优先程度。

分发单元166用转向矩阵，分别乘以所产生的、如图17A到17C所示的训练信号，以将用于训练信号的流数目增加到多个流的数目。图21示出了通信系统100中最终发射的分组信号的分组格式。图21等效于对图17A的分组信号进行变形的情况。图17A中的第-流和第二流经历稍后所述的正交矩阵的运算。由此，产生“HT-LTF1”到“HT-LTF12”等。分别向第一到第四流应用时移量为“0ns”、“-50ns”、“-100ns”和“-150ns”的CDD。第二次的CDD中时移量的绝对值设置为小于初始施加的CDD中时移量的绝对值。对于分配到第三和第四流的“HT-LTF”等执行类似处理。对图17B所示的信号的分组格式执行类似处理，以产生使用第一到第四流的分组信号。

现在，在执行乘法运算之前，分发单元166将输入信号的数目扩展到多个流的数目。在图17A的情况下，在分配给第一和第二流的“HT-STF”等中，输入信号的数目是“2”，这由矢量“Nin×1”指示。因此，输入数据由矢量“Nin×1”指示。多个流的数目是“4”，这用“Nout”表示。分发单元166将输入数据的数目从Nin扩展到Nout。换言之，将矢量“Nin×1”扩展到矢量“Nout×1”。这样，从第Nin+1行到第Nout行插入“0”。另一方面，对于“HT-LTF”，一直到Nin的分量都是“0”，并从第Nin+1行到第Nout行插入HT-LTF(-200ns)等。

转向矩阵由下面的方程(3-2)表达：

S(l)＝C(l)W -(3-2)

转向矩阵是“Nout×Nout”的矩阵。W是“Nout×Nout”的正交矩阵。正交矩阵的示例是Walsh矩阵。这里，l是子载波编号，转向矩阵的乘法运算是在逐个子载波的基础上执行的。C表示上述CDD。这里，针对多个流分别定义不同的时移量。

根据第三实施例，即使在将用于信道估计的已知信号之一分配到主流中的L-SIG’和L-LTF的情况下，所有用于信道估计的已知信号也分配到子流中的HT-LTF。因此，可以不使用L-SIG’，而估计对应于子流的信道。将用于信道估计的已知信号之一分配到主流中的L-SIG’和L-LTF，从而提供了传输效率。所有用于信道估计的已知信号分配到子流中的HT-LTF，从而可以抑制与子流相关联的信道估计的劣化。短格式和长格式是预先定义的。短格式的L-LTF等用于主流，长格式的HT-LTF等用于子流，从而可以使处理简化。

此外，当产生训练信号时，分配有HT-STF的流的数目与分配有数据的流的数目相同。因此，HT-STF设置的增益与数据相对应，从而防止了数据接收特性的劣化。在产生训练信号时，将主流中分别分配有L-LTF、L-SIG’、HT-LTF和Data的定时从分配给子流的HT-LTF的定时处移动，以使两个流的接收功率彼此更加接近。由于两个流的接收功率彼此更加接近，即使在未将HT-STF分配到未分配有数据的流时，也可以通过所述流防止信道特性估计的任何劣化。

通过定义时移量的优先程度，并按照从具有最高优先程度的时移量开始的顺序，针对分配有数据的流和未分配数据的流使用时移量，可以使用相同时移量中更多的那些。此外，通过使用相同时移量中更多的那些，可以使处理简化。此外，当多个流的数目是“2”，分配有数据的流的数目是“1”时，接收装置可以根据L-LTF和/或HT-LTF的接收条件，向发射装置指示向多个流中的哪一个分配数据。换言之，可以执行传输分集。

因为对于分配到多个流的HT-LTF的时移量具有相同值，所以当分配有数据的流发生改变时，接收装置可以容易地处理这种情况。因为针对多个流分别设置不同的时移量，所以可以统一地执行处理。此外，这种统一执行的处理可以使处理过程简化。即使当后续分组信号中分配有数据的流的数目增加，也已经以相同的时移量发射了具有该增加的流的HT-LTF，从而接收装置可以使用已导出的定时等。因为可以使用已导出的定时等，所以接收装置可以容易地处理分配有数据的流的数目的增加。

基于实施例描述了本发明。这些实施例只是示例性的，本领域技术人员将理解，可以对每个部分的组合及其处理进行多种变形，这种变形也在本发明范围之内。

根据本发明第二实施例，添加单元66添加虚拟信号作为附加信号。但是，本实施例不限于此，例如，添加单元66可以添加用于奇偶校验的信号，作为附加信号。这种变形可以带来对附加信号的更有效使用，并改善接收特性。对于这种便携，只需要添加的附加信号的子载波数目等于用于数据信号的子载波数目与用于控制信号的子载波数目之差。

根据本发明第二实施例，添加单元66添加虚拟信号作为附加信号。但是，本实施例不限于此，例如，添加单元66可以添加导频信号，作为附加信号。导频信号是已知信号。在这种变形中，添加单元66将导频信号分配给如图1所示的子载波号为“-28”、“-27”、“27”和“28”的子载波。此外，接收装置使用导频信号来执行解调。需要注意的是，当子载波号为“-26”到“26”的多个子载波中已插入有导频信号时，由添加单元66执行的导频信号的添加等同于导频信号的添加。这种便携可以改善接收特性。对于这种变形，只需要添加的附加信号的子载波数目等于用于数据信号的子载波数目与用于控制信号的子载波数目之差。

根据本发明的第三实施例，在分组格式的首项部分中添加与传统系统兼容的信号。由此，添加单元66不向首项控制信号“HT-SIG”添加附加信号。但是，该设置不限于此，而可以是分组格式的首项部分中未添加与传统系统兼容的信号。因此，添加单元66可以向所有控制信号添加附加信号。根据这种变形，对所有控制信号执行相同处理，以使处理更加简单。对于这种变形，只要求添加的附加信号的子载波数目等于用于数据信号的子载波数目与用于控制信号的子载波数目之差。

根据本发明第二实施例，假设通信系统100是MIMO系统。但是，该设置不限于此，通信系统100也可以不是MIMO系统。换言之，该设置可以是从单根天线12发射单个流。根据这种变形，本发明可以应用于多种通信系统。即，只要求使用多个子载波，并需要控制分组信号途经中子载波数目的变化。

根据本发明的第三实施例，描述了多流的数目是“4”时的情况。但是，本发明不限于此，例如，多个流的数目可以小于“4”或可以大于“ 4”。伴随该示例，天线12的数目也可以小于“4”(前一种情况)或可以大于“4”(后一种情况)。根据这种修改，本发明可以应用于多种的流数目。

第一和第三实施例中所述的本发明可以由如下的项1到项11、项1-1到项1-15、项2-1、以及项3-1到项3-9描述：

项1

一种无线电装置，包括：

输入单元，用于输入控制信号与数据信号的多个组合，其中组合使用多个子载波；

交织单元，用于在输入到所述输入单元的多个组合中，对控制信号执行大小由第一子载波数目定义的交织操作，并对数据信号执行大小由第二子载波数目定义的交织操作；以及

添加单元，用于向第二组合和后续组合中包含的控制信号添加附加信号；

其中所述添加单元添加附加信号，该附加信号的量与第二子载波数目与第一子载波数目之差相对应。

项2

根据项1所述的无线电装置，其中由所述添加单元插入的附加信号是虚拟信号。

项3

根据项1所述的无线电装置，其中由所述添加单元插入的附加信号是用于奇偶校验的信号。

项4

一种无线电装置，包括：

添加单元，用于向第二组合和后续组合中包含的控制信号添加附加信号；以及

交织单元，用于在已由所述添加单元添加了附加信号的多个组合中，对第一组合中包含的控制信号执行大小由第一子载波数目定义的交织操作，并对剩余信号执行大小由第二子载波数目定义的交织操作；

项5

根据项4所述的无线电装置，其中由所述添加单元插入的附加信号是用于循环冗余校验(CRC)的信号。

项6

一种无线电装置，包括：

接收机，用于接收控制信号与数据信号的多个组合，其中组合使用多个子载波；

排除单元，用于在由所述接收机接收的多个组合中，从第二组合和后续组合中包含的控制信号中排除附加信号；以及

解交织单元，用于在已由所述排除单元排除了附加信号的多个组合中，对控制信号执行大小由第一子载波数目定义的解交织操作，并对数据信号执行大小由第二子载波数目定义的解交织操作；

其中所述排除单元排除附加信号，该附加信号的量与第二子载波数目与第一子载波数目之差相对应。

项7

一种无线电装置，包括：

解交织单元，用于在已由所述接收机接收的多个组合中，对第一组合中包含的控制信号执行大小由第一子载波数目定义的解交织操作，并对剩余信号执行大小由第二子载波数目定义的解交织操作；以及

排除单元，用于在由所述解交织单元解交织的多个组合中，从第二组合和后续组合中包含的控制信号中排除附加信号；

项8

一种无线电装置，包括：

交织单元，用于在输入所述输入单元的多个组合中，对控制信号执行大小由第一子载波数目定义的交织操作，并对数据信号执行大小由第二子载波数目定义的交织操作；以及

添加单元，用于向由所述交织单元交织的多个组合中的控制信号添加附加信号；

项9

一种无线电装置，包括：

添加单元，用于向由所述输入单元输入的多个组合中的控制信号添加附加信号；以及

交织单元，用于在已由所述添加单元添加了附加信号的多个组合中，执行大小由预定子载波数目定义的交织操作；

其中所述添加单元添加附加信号，该附加信号的量与对应于除附加信号之外的控制信号的子载波数目和对应于数据信号的子载波数目之差相对应。

项10

一种无线电装置，包括：

排除单元，用于从由所述接收机接收的多个组合中的控制信号中排除附加信号；以及

项11

一种无线电装置，包括：

解交织单元，用于在已由所述接收机接收的多个组合中执行大小由预定子载波数目定义的解交织操作；以及

排除单元，用于从由所述解交织单元解交织的多个组合中的控制信号中排除附加信号；

其中所述排除单元排除附加信号，该附加信号的量与对应于除附加信号之外的控制信号的子载波数目和对应于数据信号的子载波数目之差相对应。

项1-1

一种无线电装置，包括：

项1-2

根据项1-1所述的无线电装置，其中由所述添加单元插入的附加信号是虚拟信号。

项1-3

根据项1-1所述的无线电装置，其中由所述添加单元插入的附加信号是用于奇偶校验的信号。

项1-4

根据项1-1所述的无线电装置，其中由所述添加单元插入的附加信号是已知信号。

项1-5

一种无线电装置，包括：

项1-6

根据项1-5所述的无线电装置，其中由所述添加单元插入的附加信号是用于循环冗余校验(CRC)的信号。

项1-7

根据项1-5所述的无线电装置，其中由所述添加单元插入的附加信号是已知信号。

项1-8

一种无线电装置，包括：

项1-9

一种无线电装置，包括：

项1-10

一种无线电装置，包括：

项1-11

一种无线电装置，包括：

项1-12

一种无线电装置，包括：

项1-13

一种无线电装置，包括：

项1-14

一种无线电装置，包括：

产生器，用于产生分组信号，其中，将控制信号分配到分组信号内的任何间隔，分组信号使用多个子载波；以及

发射机，用于发射由产生器产生的分组信号，

其中产生器将附加信号添加到所需子载波数目小于在前间隔中使用的子载波数目的控制信号，以使所需子载波数目等于在前间隔中使用的子载波数目。

项1-15

如项1-14所述的无线电装置，其中产生器也产生分组信号，以使控制信号所需的子载波数目等于在前间隔中使用的子载波数目，以及

当产生所述分组信号时，产生器停止添加附加信号。

项2-1

一种无线电装置，包括：

接收机，用于接收分组信号，其中，将控制信号分配到分组信号内的任何间隔，分组信号使用多个子载波；

标识单元，用于标识由接收机接收的分组信号的格式；以及

处理单元，用于根据由标识单元标识的分组信号的格式，处理由接收机接收的分组信号；

其中，在由标识单元标识的分组信号的第一格式中，将附加信号添加到所需子载波数目小于在前间隔中使用的子载波数目的控制信号，以使所需子载波数目等于在前间隔中使用的子载波数目；在由标识单元标识的分组信号的第二格式中，控制信号所需的子载波数目等于在前间隔中使用的子载波数目；以及

其中，对于第一格式，处理单元排除附加信号，然后对控制信号执行处理，而对于第二格式，处理单元对控制信号执行处理，无需排除附加信号。

项3-1

一种无线电装置，包括：

产生器，用于以下述方式产生分组信号，在将数据信号分配到多个流中的至少一个主流，并将已知信号和控制信号分配到主流中的数据信号之前时，对于未分配有数据信号的子流，将扩展已知信号分配到除分别分配有已知信号、控制信号和主流中的数据信号的定时之外的其他定时；以及

发射机，用于发射由产生器产生的分组信号，

其中，当以分配到主流的已知信号之一中的载波数目小于数据信号中载波的数目定义时，产生器以将与已知信号之一中未包含的载波相对应的已知分量包含在控制信号中的方式定义，并以使分配给子流的扩展已知信号中的载波数目等于数据信号中的载波数目的方式定义。

项3-2

如项3-1所述的无线电装置，其中产生器定义按照已知信号之一、控制信号和数据信号的顺序排列的第一分组格式，定义按照由与数据信号中的载波数目相同的载波数目定义的已知信号、以及数据信号的顺序排列的第二分组格式，并使用由第一格式定义的已知信号和控制信号来发射主流中的已知分量，并使用由第二格式定义的已知信号来发射子流中的已知分量。

项3-3

如项3-1所述的无线电装置，其中当分配给主流之一的已知信号用作基准时，产生器对分配给其他流的已知信号执行已知信号内循环时移，同时对分配给子流的扩展信号执行时移，向时移量给定预定优先程度，按照优先程度降低的顺序，将时移量用于主流，并也按照优先程度降低的顺序，将时移量用于子流。

项3-4

如项3-1所述的无线电装置，其中当分配给主流之一的已知信号用作基准时，产生器对分配给其他流的已知信号执行已知信号内循环时移，同时对分配给子流的扩展信号执行时移，对多个流中的每一个，设置不同值的时移量。

项3-5

如项3-3或项3-4所述的无线电装置，其中通过在时域中重复预定单元，形成已知信号和扩展已知信号，并定义预定单元的符号组合，以使流之间保持正交关系，同时预定单元的符号组合是固定的。

“预定单元”不仅可以在时域中定义，也可以在频域中定义。在后一种情况下，当将预定单元转换到时域时，分别对应于多个单元的时段可以不同。

项3-6

如项3-3或项3-4所述的无线电装置，其中通过在时域中重复预定单元，形成已知信号和扩展已知信号，并定义预定单元的符号组合，以使流之间保持正交关系，同时向预定单元的符号组合给定预定优先程度，从而按照优先程度降低的顺序，对分配有数据信号的流使用符号组合，并也按照优先程度降低的顺序，对未分配有数据信号的流使用符号组合。

项3-7

如项3-3到项3-6之一所述的无线电装置，其中产生器对数据信号执行循环时移，并且将针对主流的时移量用作该时移量。

项3-8

如项3-3到项3-7之一所述的无线电装置，还包括变形单元，用于对由产生器产生的分组信号进行变形或修改，并将变形或修改的分组信号输出至发射机，

变形单元包括：

第一处理单元，用于将主流数目扩展到多个流的数目，然后对分配给其他流的已知信号执行已知信号内循环时移，其中分配给已扩展流之一的已知信号用作基准；以及

第二处理单元，用于将子流数目扩展到多个流的数目，然后对分配给其他流的扩展已知信号执行扩展已知信号内循环时移，其中分配给已扩展流之一的扩展已知信号用作基准，

其中用于由第一处理单元扩展的流的每个时移量设置为等于用于由第二处理单元扩展的流的每个时移量。

项3-9

如项3-8所述的无线电装置，其中产生器中时移量的绝对值设置为大于变形单元中时移量的绝对值。

第四实施例

以下将描述本发明第四实施例要解决的问题。在无线通信中，自适应阵列天线技术是实现频率资源有效利用的技术之一。在自适应阵列天线技术中，天线的方向图是通过在多根天线中分别控制要处理的信号的幅度和相位而控制的。通过使用这种自适应阵列天线技术来实现更高数据传输速率的技术之一是MIMO(多输入多输出)系统。在该MIMO系统中，发射装置和接收装置各自配备有多根天线，并设置要并行发射的分组信号(下文中，分组信号中要并行发射的每一个数据被称作“流”)。即，为发射装置与接收装置之间的通信设置其数量高达天线最大数目的流，以提高数据传输速率。

此外，这种MIMO系统与OFDM调制方案的组合带来了更高的数据传输速率。为了提高MIMO系统置的传输效率，将要在多个分组信号中分别发射的数据信号聚集到单个分组中。这样，将控制信号附加于各个数据信号。换言之，分组信号中包含控制信号和数据信号的多个组合。一般情况下，控制信号的信息量小于数据信号的信息量。这里，在多个流之间执行MIMO，以发射数据信号。另一方面，将由多个流分别使用的子载波定义为是变化的，并将控制信号分别分为流，以用于发射。

在上述情况下，在接收到数据信号时和接收到控制信号时之间，接收装置中的权重是不同的。在已知信号附加到分组信号的报头部分，并且由接收装置使用所述已知信号来导出权重的情况下，在尾部组合中，错误率可能恶化。因为控制信号中包含重要信息，所以要求比数据信号更加可靠地发射控制信号。

在具体描述本发明之前，将对本发明进行概述。本发明的实施例涉及至少包括两个无线电装置的MIMO系统。无线电装置之一与发射装置相对应，另一个与接收装置相对应。发射装置产生一个分组信号，以包含控制信号与数据信号的多个组合。需要注意的是，一个分组信号包括多个流。如上所述，如果接收数据信号时的权重与接收控制信号时的权重不同，则接收装置必须分别导出各自的权重。希望可以防止分组信号的前面部分中放置的组合中包含的控制信号的错误率的恶化。因此，在本实施例中，执行下述处理以解决上述问题。

发射装置将在信道估计中使用的已知信号(以下称作“第一已知信号”)附加到分组信号的报头部分，并分别将用于信道估计的已知信号(以下称作“第二已知信号”)附加到第二和后续组合的前面部分。这里，第一已知信号包括多个码元，用于该多个码元中的任何码元的子载波与用于控制信号的子载波一致。第二已知信号定义为与第一已知信号中对应于多个码元中的任何码元的部分相同。当接收装置接收分组信号时，接收装置在使用从第一已知信号导出的权重的同时，接收多个组合中分别包含的数据。另一方面，接收装置在使用从第二已知信号导出的权重的同时，分别接收第二和后续组合中分别包含的控制信号。这样，基于直接分配在控制信号之前的第二已知信号，导出接收控制信号时的权重，从而可以防止分配在分组信号后面部分中的控制信号的错误率的恶化。因为第二已知信号被定义为第一已知信号的一部分，所以可以抑止传输效率的下降。

图1示出了根据本发明实施例的多载波信号的频谱。具体地讲，图1示出了OFDM调制方案中的信号频谱。OFDM调制方案中的多个载波之一通常被称作子载波。但是，这里用“子载波号”指示子载波。在MIMO系统中，定义了56个子载波，即子载波号“-28”到“28”。需要注意的是，子载波编号“0”设为空，以减小基带信号中直流分量的影响。另一方面，在传统系统中定义了52个子载波，即子载波号“-26”到“26”。传统系统的一个示例是符合IEEE 802.11a标准的无线LAN。

向这些信号应用卷积编码，作为纠错方案。卷积编码的编码率设为1/2、3/4等。将要并行传输的数据的数量是可变化地设置的。这里，数据作为分组信号传输，要并行传输的每个分组信号被称为“流”。由此，因为调制方案模式、编码率和流的数量是可变化地设置的，所以数据速率也是可变化地设置的。需要注意的是，“数据速率”可以由这些因素的任意组合或者这些因素之一确定。

图2示出了根据本发明实施例的通信系统100的结构。通信系统100包括第一无线电装置10a和第二无线电装置10b，通称为“无线电装置10”。第一无线电装置10a包括第一天线12a、第二天线12b、第三天线12c和第四天线12d，它们通称为“天线12”。第二无线电装置10b包括第一天线14a、第二天线14b、第三天线14c和第四天线14d，它们通称为“天线14”。这里，第一无线电装置10a对应于发射装置，第二无线电装置10b对应于接收装置。

因为天线12的数量是“4”，天线14的数量也是“4”，所以天线12与天线14之间的信道组合数是“16”。用h_ij表示从第i个天线12i到第j个天线14j之间的信道特性。在图2中，h₁₁表示第一天线12a与第一天线14a之间的信道特性，h₁₂表示第一天线12a与第二天线14b 之间的信道特性，h₂₁表示第二天线12b与第一天线14a之间的信道特性，h₂₂表示第二天线12b与第二天线14b之间的信道特性，h₄₄表示第四天线12d与第四天线14d之间的信道特性。为了使示例清楚起见，图2中省略了其他传输信道。

图11示出了图2所示通信系统中的分组格式。为了使说明简化起见，这里假设分组格式中包含的流的数目是“2”。顶行中示出了从第一天线12a发射的流，底行中示出了从第二天线12b发射的流。在图11的项行中，“L-STF”、“L-LTF”、“L-SIG”和“HT-SIG”分别对应于用于定时估计的已知信号、用于信道估计的已知信号、与传统系统兼容的控制信号、以及与MIMO系统兼容的控制信号。在图11的底行中，“L-STF+CDD”、“L-LTF+CDD”、“L-SIG+CDD”和“HT-SIG+CDD”分别对应于当向“L-STF”、“L-LTF”、“L-SIG”和“HT-SIG”实施了CDD(循环延迟分集)时获得的结果。CDD是如下所述的这样一种处理：在预定间隔中，沿向后方向以时移量移动时域波形，然后将从预定间隔中最后部分推出的波形循环地分配在该预定间隔的报头部分中。即，“L-STF+CDD”是经过循环时移的“L-STF”。

“HT-STF”和“HT-STF’”对应于与MIMO系统兼容的、用于定时估计的已知信号，并且被定义为使用彼此不同的子载波。即，这两个码元“HT-STF”和“HT-STF’”被定义为使用彼此不同的子载波。例如，“HT-STF”使用子载波号为奇数的子载波，“HT-STF’”使用子载波号为偶数的子载波。“HT-LTF1”、“HT-LTF1’”、“HT-LTF2”和“HT-LTF2’”对应于与MIMO系统兼容的、针对信道特性的已知信号。“HT-LTF1”和“HT-LTF1’”被定义为使用彼此不同的子载波。上述方式同样适用于“HT-LTF2”和“HT-LTF2’”。另一方面，“HT-LTF2”被定义为使用“HT-LTF1”中还未使用的子载波。

“HT-DATA1”和“HT-DATA2”是数据信号。针对“HT-DATA1”和“HT-DATA2”的控制信号分别对应于“HT-SIG”和“HT-SIG+CDD”。因此，“HT-SIG”、“HT-SIG+CDD”、“HT-DATA1”和“HT-DATA2”的集合被称为“第一组合”。

“HT-SIG1”和“HT-SIG1’”分别是针对“HT-DATA3”和 “HT-DATA4”的控制信号，“HT-DATA3”和“HT-DATA4”分别被分配在“HT-SIG1”和“HT-SIG1’”之后。“HT-SIG1”和“HT-SIG1’”被定义为使用彼此不同的子载波，与“HT-STF”和“HT-STF’”类似。需要注意的是，用于“HT-SIG1”的子载波与用于“HT-LTF1”的子载波相同，用于“HT-SIG1’”的子载波与用于“HT-LTF1’”的子载波相同。这里，“HT-LTF1”和“HT-LTF1’”分配在“HT-SIG1”和“HT-SIG1’”之前。“HT-DATA3”和“HT-DATA4”是数据信号。“HT-SIG1”、“HT-SIG1’”、“HT-DATA3”和“HT-DATA4”的集合被称为“第二组合”。

上述方式同样适用于“HT-SIG2”、“HT-SIG2’”、“HT-DATA5”和“HT-DATA6”，它们的集合被称为“第三组合”。“HT-LTF1”和“HT-LTF1’”分配在“HT-SIG2”和“HT-SIG2’”之前。

对于上述分组格式，接收装置使用从“L-LTS”中导出的权重，对第一组合中包含的“HT-SIG”执行接收处理。接收装置使用从“HT-LTF1”、“HT-LTF2”、“HT-LTF1’”和“HT-LTF2’”中导出的权重，对“HT-DATA1”等执行接收处理。接收装置使用从紧接在“HT-SIG1”和“HT-SIG1’”之前的“HT-LTF1”和“HT-LTF1’”中导出的权重，对“HT-SIG1”和“HT-SIG1’”执行接收处理。接收装置使用从紧接在“HT-SIG2”和“HT-SIG2’”之前的“HT-LTF1”和“HT-LTF1’”中导出的权重，对“HT-SIG2”和“HT-SIG2’”执行接收处理。

与传统系统中的方式相同，从开始直到“HT-SIG”和“HT-SIG+CDD”的部分使用“52”(以下称作“第一子载波数目”)个子载波。在“52”子载波中，“4”个子载波对应于导频信号。另一方面，与“HT-STF”和“HT-STF’”相对应的部分使用所有多个流中的“24”个子载波。与“HT-LTF1”、“HT-LTF1’”、“HT-SIG1”、“HT-SIG1’”等相对应的部分使用所有多个流中的“56”(以下称作“第二子载波数目”)个子载波。与“HT-DATA1”、“HT-DATA2”等相对应的部分使用“56”个子载波。

在接收装置中，如前所述，基于“L-LTF”对“HT-SIG”等进行解调。这两者使用相同数目的子载波，即“52”个，并且执行用于调整在“56”个子载波的后面部分处的功率的处理。另一方面，如上所述，基于紧接在“HT-SIG1”等之前的“HT-LTF1”等对“HT-SIG1”等进行解调。需要注意的是，诸如“HT-SIG1”等数据的量与诸如“HT-SIG”等数据的量相同。因此，如果“HT-SIG1”等与“HT-SIG”等中相同，也使用“52”个子载波，则所用子载波的数目与“HT-LTF1”等中使用的子载波数目(56个)不一致，从而两个部分中的功率不一致。因此，根据本发明，如上所述，将“HT-SIG”等中使用的子载波的数目扩展至“56”个。这样，将“附加信号”添加到“控制信号”上。以下将添加有附近信号的控制信号称作“带有附加信号的控制信号”或“带有相应附加信号的控制信号”。

上述分组格式是根据如下背景知识构造的。要求“HT-SIG1”要有较强的抗差错性，所以不希望执行与“DATA1”等的空间复用。因此，使用与“HT-LTF1”、“HT-LTF1’”所用的子载波相同的子载波，以增强“HT-SIG1”的抗差错性。结果是，对于“DATA1”等的权重与针对“HT-SIG1”等的权重不同。因为“DATA1”等在某种程度上是连续接收的，所以通过在使用“HT-LTF1”、“HT-LTF2”、“HT-LTF1’”和“HT-LTF2’”的同时，参考“DATA1”等中的导频信号，可以使接收适合于信道特性的改变。

另一方面，“HT-SIG1”等本质上是离散的，几乎不可能将“HT-SIG1”等的接收权重更新。因此，难以执行适合信道特性改变的接收操作。因此，优选的是将“HT-LTF1”和“HT-LTF1’”插入到紧接在“HT-SIG1”等之前。因为“HT-LTF1”和“HT-LTF1’”是“HT-LTF1”、“HT-LTF2”、“HT-LTF1’”和“HT-LTF2’”的一部分，所以可以抑止无线电装置10的成本提高。

对于上述“HT-SIG”、“HT-SIG1”等，要求在无线电装置10中安装相同的交织单元和相同的解交织单元，以使处理简化，并且对已设置了相同信息比特的“HT-SIG”执行处理。通常，因为将用于“HT-SIG1”等的子载波的数目调整为用于“HT-SIG”的子载波的数目，所以“HT-SIG1”等的子载波的数目变成“52”。因此，“HT-SIG1”等中出现功率波动。根据本发明，可以通过添加附加信号，在满足上述要求的同时，补偿功率变化。

图4示出了第一无线电装置10a的结构。第一无线电装置10a包括通称为“无线电单元20”的第一无线电单元20a、第二无线电单元20b、…和第四无线电单元20d，基带处理单元22，调制解调单元24，IF单元26和控制单元30。涉及的信号包括通称为“时域信号200”的第一时域信号200a、第二时域信号200b、…和第四时域信号200d，以及通称为“频域信号202”的第一频域信号202a、第二频域信号202b、…和第四频域信号202d。第二无线电装置10b具有与第一无线电装置10a的结构相似的结构。

作为接收操作，基带处理单元22将多个时域信号200分别转换到频域中，并对由此转换的频域信号执行自适应阵列信号处理。稍后将详细描述自适应阵列信号处理。基带处理单元22输出自适应阵列信号处理的结果，作为频域信号202。一个频域信号202与从第二无线电装置10b(这里未示出)发射的多个流相对应。作为发射操作，基带处理单元22从调制解调单元24输入用作频域中的信号的频域信号202，将该频域信号转换到时域中，然后通过将由此转换的信号分别与多根天线12相关联，输出这些信号，作为时域信号。

图5示出了频域信号的结构。这里，假设图1所示的子载波号“-28”到“28”的组合构成了“OFDM符号”。“第i”个OFDM符号构成如下：按照子载波号“1”到“28”和子载波号“-28”到“-1”的顺序排列子载波分量。此外，假设“第(i-1)”个OFDM符号放置在“第i”个OFDM符号之前，“第(i+1)”个OFDM符号放置在“第i”个OFDM符号之后。这里要注意的是，在图11中所示的诸如“L-STF”等部分中，使用从子载波号“-26”到子载波编号“26”的组合。

现在再次参照图4。基带处理单元22执行CDD，以产生与图11相对应的分组信号。CDD被表示为下面的方程(4-1)中的矩阵C。

C(l)＝diag(1，exp(-j2πlδ/Nout)，...，exp(-j2πlδ(Nout-1)/Nout))

--(4-1)

其中δ指示时移量，l指示子载波号。对于每个子载波，均执行C与流的相乘运算。即，基带处理单元22在逐个流的基础上执行LTF等内的循环时移。对于每个流，将时移量设置为不同的值。

作为接收处理，IF单元26对从多个调制解调单元24中输出的信号进行组合，形成一个数据流。IF单元26对这一个数据流进行解码。IF单元26输出解码的数据流。作为发射处理，IF单元26输入一个数据流，然后对其编码，将编码的数据流分离。然后，IF单元26向多个调制解调器单元24输出由此分离的数据。当执行发射处理时，由控制单元30指定编码率。

控制单元30控制第一无线电装置10a的定时等。控制单元30控制调制解调单元24等，以使要发射的分组信号形成如图11所示的分组格式。即，控制单元30将“HT-LTS1”、“HT-LTS2”等添加到多个组合中至少第一组合中包含的数据信号，并将“HT-LTS1”等分别添加到多个组合中的第二和后续组合的前面部分。这里，如前所述，多个子载波中的一部分分别用于第二和后续组合中包含的“HT-SIG1”等。以从“HT-LTS1”等中提取与多个子载波的所述部分相对应的部分的方式定义针对第二和后续组合的“HT-LTS1”等。

“HT-LTS1”、“HT-LTS2”等各自均由多个码元形成。改变并定义用于每个码元的子载波，使得用于任意码元的子载波与用于包含在第二和后续组合中的“HT-SIG”等的子载波分别相同。此外，针对“HT-SIG1”的“HT-LTF1”被定义为与“HT-LTS1”和“HT-LTS2”中的“HT-LTS1”相同。

在硬件方面，可以使用CPU、存储器和其他任意计算机的LSI来实现该结构。在软件方面，可以使用具有通信功能等的存储器加载程序来实现，但是这里示出和描述了与之协作而实现的功能块。因此，本领域技术人员可以理解，这些功能块可以采用多种形式实现，例如只使用硬件、只使用软件或使用两者的组合来实现。

图6示出了基带处理单元22的结构。基带处理单元22包括用于接收的处理单元50和用于发射的处理单元52。接收处理单元50执行基带处理单元22的操作中与接收操作相对应的部分。即，接收处理单元50对时域信号200执行自适应阵列信号处理，并由此导出接收权重矢量。然后，接收处理单元50输出阵列合成结果，作为频域信号202。

现在具体描述接收处理单元50的处理。接收处理单元50输入多个时域信号200，然后分别对它们执行傅立叶变换，以导出频域信号。如前所述，频率信号是将对应于子载波的信号按照子载波号的顺序串行排列的信号。接收处理单元50用接收权重矢量对频域信号加权，并且将多个加权信号相加。因为频域信号包括多个子载波，所以上述处理也可以在逐个子载波的基础上执行。由此，如图5所示，按照子载波号的顺序，将相加的信号串行排列。相加信号是前述频域信号202。

这里，接收处理单元50计算多种接收权重矢量。第一种接收权重矢量是用于接收HT-SIG等的接收权重矢量，并从L-LTF等中导出。在这种情况下，接收处理单元50根据L-LTF等估计信道特性，并通过计算所估计信道特性的倒数(reciprocal)来导出接收权重矢量。第二种接收权重矢量是用于接收HT-DATA1等的接收权重矢量，并从HT-LTF1、HT-LTF1’、HT-LTF2、HT-LTF2’等中导出。在这种情况下，接收处理单元50根据HT-LTF1、HT-LTF1’、HT-LTF2、HT-LTF2’等估计信道特性此外。此外，基于所估计的信道特性，接收处理单元50导出接收权重矢量，使用该接收权重矢量使多个流之间的干扰变小。

第三种接收权重矢量是用于接收HT-SIG1、HT-SIG1’等的接收权重矢量，并从紧接在HT-SIG1、HT-SIG1’等之前的HT-LTF1、HT-LTF1’等中导出。在这种情况下，接收处理单元50根据紧接在HT-SIG1、HT-SIG1’等之前的HT-LTF1、HT-LTF1’等估计信道特性，并通过计算所估计信道特性的倒数来导出接收权重矢量。可以使用已知技术导出上述接收权重矢量。使用上述多种接收权重矢量，接收处理单元50执行阵列合成。在这种条件下，设置在基带处理单元22后级的调制解调单元24使用导频信号执行解调。

接收处理单元50使用相关处理估计信道特性。如果对应于第一时域信号200a的频域信号由x₁(t)表示，对应于第二时域信号200b的频域信号由x₂(t)表示，第一流中的基准信号由S₁(t)表示，第二流中的基准信号由S₂(t)表示，则由下面的方程(4-2)表达x₁(t)和x₂(t)：

x₁(t)＝h₁₁S₁(t)+h₂₁S₂(t) --(4-2)

x₂(t)＝h₁₂S₁(t)+h₂₂S₂(t)

这里忽略了噪声。由下面的方程(4-3)表达E作为总体均值的第一相关矩阵R₁：

R_{1} = [\begin{matrix} E [x_{1} S_{1}^{*}] & E [x_{1} S_{2}^{*}] \\ E [x_{2} S_{1}^{*}] & E [x_{2} S_{2}^{*}] \end{matrix}] - - (4 - 3)

基准信号之间的第二相关矩阵R₂由下面的方程(4-4)给出：

R_{2} = [\begin{matrix} E [S_{1} S_{1}^{*}] & E [S_{1} S_{2}^{*}] \\ E [S_{2} S_{1}^{*}] & E [S_{2} S_{2}^{*}] \end{matrix}] - - (4 - 4)

[\begin{matrix} h_{11} & h_{21} \\ h_{12} & h_{22} \end{matrix}] = R_{1} R_{2}^{- 1} - - (4 - 5)

然后，接收处理单元50根据信道特性，计算接收权重矢量。

发射处理单元52执行基带处理单元22的操作中与发射操作相对应的部分。发射处理单元可以执行聚束或本征模发射。这些都可以使用已知技术，因此在此省略对其的描述。

图12示出了IF单元26和调制解调单元24的结构。这里所示的是与IF单元26和调制解调单元24的发射功能有关的部分。IF单元26包括FEC(前向纠错)单元60和分离单元62。调制解调单元24包括通称为“交织单元64”的第一交织单元64a、…和第四交织单元64d，通称为“添加单元66”的第一添加单元66a、…和第四添加单元66d，以及通称为“映射单元68”的第一映射单元68a、…和第四映射单元68d。

分离单元62将从FEC单元60中输入的信号划分并分离为多个流。交织单元64对控制信号执行大小由第一子载波数目(即，48)定义的交织，并对数据信号执行大小由第二子载波数目(即，52)定义的交织。这里，由子载波数目“52”定义的大小中包含的数据量依据调制解调单元24使用的调制方案等改变。假设交织图案是预定的。

添加单元66将附加信号添加到经过交织单元64交织的多个组合中第二和后续组合中包含的控制信号。由此，产生带有相应附加信号的控制信号。这里，第二和后续组合中包含的控制信号对应于图1 1所示的“HT-SIG1”、“HT-SIG1’”、“HT-SIG2”和“HT-SIG2’”。需要注意的是，添加单元66要添加的附加信号量由第二子载波数目与第一子载波数目之差确定。换言之，附加信号量由第二子载波数目与第一子载波数目之差“4”和调制方案确定。作为上述处理的结果，由带有相应附加信号的控制信号使用的子载波的数目变得与数据信号使用的子载波的数目相同。这里应该理解，附加信号是虚拟信号。

另一方面，用于接收如上产生的分组信号的接收功能执行与上述相反的操作。即，调制解调单元24接收频域信号202的输入。作为控制信号和数据信号的组合的频域信号202等同于使用多个子载波的组合。这里，第二和后续组合中包含的控制信号对应于带有相应附加信号的控制信号。调制解调单元24中的排除单元(未示出)从第二和后续组合中包含的带有相应附加信号的控制信号中排除附加信号。换言之，排除单元通过从控制信号和数据信号中排除虚拟信号，输出控制信号和数据信号。需要注意的是，排除单元根据第一子载波数目与第二子载波数目之差来排除附加信号。

在至此为止的描述中，将附加信号添加到交织的控制信号上。在这种情况下，用于“HT-LTS1”等的子载波数目等于用于带有附加信号的控制信号的子载波数目。换言之，抑制了子载波数目的变化和分组信号的信号强度变化。另一方面，当基于子载波数目时，交织的大小在带有附加信号的控制信号与数据信号之间是不同的。由此，可以在两者之间切换交织大小。如下所述的变形方式旨在抑制交织中所用的大小的改变。

图13示出了IF单元26和调制解调单元24的另一种结构。这里所示的是与IF单元26和调制解调单元24的发射功能有关的部分。IF 单元26包括添加单元66、FEC(前向纠错)单元60和分离单元62。调制解调单元24包括通称为“交织单元64”的第一交织单元64a、…和第四交织单元64d，以及通称为“映射单元68”的第一映射单元68a、…和第四映射单元68d。具有与图12中的组件等效的功能的组件由相同的附图标记表示，并适当地省略对其的重复说明。相比于上述结构，添加单元66的设置与图12中的不同。

根据本发明实施例，将已知信号添加到紧接在第二和后续组合中包含的控制信号之前的部分，以便可以抑制控制信号错误率的恶化。因为可以抑制控制信号错误率的恶化，所以可以改善接收质量。添加到紧接在第二和后续组合中包含的控制信号之前的已知信号等同于对应于数据信号的已知信号，从而可以防止传输效率下降。添加到紧接在第二和后续组合中包含的控制信号之前的已知信号的长度等于对应于数据信号的已知信号的长度，从而可以防止传输效率下降。

通过向数据信号之间插入的控制信号添加附加信号，使数据信号中所用的子载波数目等于带有附加信号的控制信号中使用的子载波数目。因此，可以抑制信号强度的变化。因为抑制了信号强度的变化，所以可以使接收装置处的AGC的时间常数更长。此外，因为抑制和控制了信号强度的变化，所以可以使接收装置处的动态范围更小。此外，还可以改善接收特性。并且，因为可以避免分组信号途经中信号强度的下降，所以可以防止来自由CSMA复用的第三方通信装置的任何传输。因为可以防止来自由CSMA复用的第三方通信装置的任何传输，所以可以降低信号冲突的概率。此外，因为添加虚拟信号作为附加信号，所以可以降低处理复杂度。因为一旦从带有附加信号的控制信号中去除了附加信号，接收装置就可以执行正常功能，可以减少额外的处理。

根据本发明实施例，添加单元66添加虚拟信号作为附加信号。但是，实施例不限于此，例如，添加单元66可以添加用于奇偶校验的信号，作为附加信号。根据这种修改，可以更有效地使用附加信号，并改善接收特性。对于这种修改，只需要添加的附加信号的子载波数目等于用于数据信号的子载波数目与用于控制信号的子载波数目之差。

根据本发明实施例，添加单元66添加虚拟信号作为附加信号。但是，实施例不限于此，例如，添加单元66可以添加导频信号，作为附加信号。导频信号是已知信号。在这种变形中，添加单元66将导频信号分配给如图1所示的子载波号为“-28”、“-27”、“27”和“28”的子载波。此外，接收装置使用导频信号来执行解调。需要注意的是，当子载波号为“-26”到“26”的多个子载波中已插入有导频信号时，由添加单元66执行的导频信号的添加等同于导频信号的添加。根据这种变形，可以改善接收特性。就是说，只需要添加附加信号，所述附加信号的子载波数目等于用于数据信号的子载波数目与用于控制信号的子载波数目之差。

根据本发明实施例，在分组格式的首项部分中添加与传统系统兼容的信号。由此，添加单元66不向首项控制信号“HT-SIG”添加附加信号。但是，该设置不限于此，而可以是分组格式的首项部分中未添加与传统系统兼容的信号。在这种情况下，添加单元66可以向所有控制信号添加附加信号。根据这种变形，对所有控制信号执行相同处理，以使处理更加简单。对于这种变形，只要求添加附加信号，所述附加信号的子载波数目等于用于数据信号的子载波数目与用于控制信号的子载波数目之差。

根据本发明实施例，假设通信系统100是MIMO系统。但是，该设置不限于此，通信系统100也可以不是MIMO系统。换言之，设置可以为从单根天线12发射单个流。根据这种变形，本发明可以应用于多种通信系统。即，只要求使用多个子载波，并需要控制分组信号的过程中子载波数目的变化。

第四实施例中所述的本发明可以由如下的项4-1到项4-13描述：

项4-1

一种无线电装置，包括：

输入单元，用于输入控制信号与所述数据信号的多个组合，其中所述组合使用多个子载波；

产生单元，用于从输入所述输入单元的多个组合中产生分组信号，使得将第一已知信号添加到至少包含在由所述输入单元输入的所述多个组合之中的第一组合中的数据信号，并将第二已知信号分别添加到由所述输入单元输入的所述多个组合之中的第二组合和后续组合的前面部分；以及

发射机，用于发射由所述产生单元产生的分组信号；

其中所述产生单元使用针对分别包含在第二组合和后续组合中的控制信号的多个子载波的一部分，并定义第二已知信号，使得从第一已知信号中提取与所述多个子载波的一部分相对应的部分。

项4-2

根据项4-1所述的无线电装置，其中，对于包括多个码元的第一已知信号，所述产生单元分别改变用作码元中的子载波，从而将用在任意码元中的子载波定义为与用于第二和后续组合中分别保护的控制信号的子载波相同，并定义第二已知信号与对应于任意码元的第一已知信号的一部分相同。

项4-3

根据项4-1所述的无线电装置，其中，所述产生单元包括：

交织单元，用于在输入所述输入单元的多个组合中，对第一组合中包含的控制信号执行大小由第一子载波数目定义的交织操作，并对数据信号执行大小由第二子载波数目定义的交织操作；以及

项4-4

根据项4-3所述的无线电装置，其中由所述添加单元插入的附加信号是虚拟信号。

项4-5

根据项4-3所述的无线电装置，其中由所述添加单元插入的附加信号是用于奇偶校验的信号。

项4-6

根据项4-3所述的无线电装置，其中由所述添加单元插入的附加信号是已知信号。

项4-7

根据项4-1所述的无线电装置，其中，所述产生单元包括：

添加单元，用于向由所述输入单元输入的多个组合中的第二组合和后续组合中包含的控制信号添加附加信号；以及

项4-8

根据项4-7所述的无线电装置，其中由所述添加单元插入的附加信号是用于循环冗余校验(CRC)的信号。

项4-9

根据项4-7所述的无线电装置，其中由所述添加单元插入的附加信号是已知信号。

项4-10

一种无线电装置，包括：

接收机，用于接收控制信号与数据信号的多个组合，其中所述组合使用多个子载波；

解调单元，用于对由所述接收机接收的多个组合中的分组信号进行解调，从而使用第一已知信号对至少包含在由所述接收机接收的多个组合中的第一组合中的数据信号执行解调，并使用放置在前面部分中的第二已知信号，分别对由所述接收机接收的多个组合中的第二和后续组合执行解调；

其中，在所述接收机中，分别包含在第二和后续组合中的控制信号使用多个子载波的一部分，并且定义第二已知信号，使得从第一已知信号中提取与所述多个子载波的一部分相对应的部分。

项4-11

根据项4-10所述的无线电装置，所述解调单元包括：

项4-12

根据项4-10所述的无线电装置，所述解调单元包括：

项4-13

一种无线电装置，包括：

发射机，用于发射由所述产生单元产生的分组信号；

其中所述产生单元以提取第一已知信号的一部分的方式定义第二已知信号。

Claims

1.一种无线电装置，包括：

分配单元，用于将给定时段划分成多个部分时段，并通过将部分时段与终端装置相关联，将多个部分时段分配给多个终端装置；以及

通信单元，用于与已经被所述分配单元分配了相应的多个部分时段的多个终端装置进行通信，

所述分配单元包括：

估计单元，用于估计从分别向多个终端装置发射信号时到从多个终端装置接收到响应时所需的时间；以及

执行单元，用于将用于发射信号的部分时段序列中的较早的部分时段分配给所述估计单元估计的所需时间较长的终端装置，其中，在多个部分时段中，用于接收信号的部分时段连在用于发射信号的部分时段之后，并且按照与用于将发射信号的部分时段分配给终端装置的顺序相反的顺序，定义用于将接收信号的部分时段分配给终端装置的顺序。

2.一种无线电装置，包括：

所述分配单元包括：

标识单元，用于标识相应的多个终端装置的处理速度；以及

执行单元，用于将用于发射信号的部分时段序列中的较早的部分时段分配给所述标识单元标识的处理速度较低的终端装置，其中，在多个部分时段中，用于接收信号的部分时段连在用于发射信号的部分时段之后，并且按照与用于将发射信号的部分时段分配给终端装置的顺序相反的顺序，定义用于将接收信号的部分时段分配给终端装置的顺序。

3.根据权利要求2所述的无线电装置，其中所述标识单元包括：

测量单元，用于分别测量从分别向多个终端装置发射信号时到从多个终端装置接收到对所述信号响应时的时段；以及

执行单元，用于基于由所述测量单元测量的时段，标识处理速度。

4.根据权利要求2所述的无线电装置，其中所述标识单元包括：

接收单元，用于接收来自相应的多个终端装置的有关处理速度的信息；以及

执行单元，用于基于由所述接收单元接收的信息，标识处理速度。

5.一种无线电装置，包括：

通信单元，用于使用至少一个流，与已经被所述分配单元分配了相应的多个部分时段的多个终端装置进行通信，

所述分配单元包括：

标识单元，用于标识多个终端装置中的每一个终端装置的流的数目；以及

执行单元，用于将用于发射信号的部分时段序列中的较早的部分时段分配给所述标识单元标识的流数目较大的终端装置，其中，在多个部分时段中，用于接收信号的部分时段连在用于发射信号的部分时段之后，并且按照与用于将发射信号的部分时段分配给终端装置的顺序相反的顺序，定义用于将接收信号的部分时段分配给终端装置的顺序。

6.根据权利要求1所述的无线电装置，其中，在用于接收信号的部分时段中，所述通信单元接收来自终端装置的、对在用于发射信号的部分时段中发射的信号的响应。