CN101278486A - 射频合成器及完全包括该合成器的射频发射器或接收器 - Google Patents
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Abstract
一种RF(射频)合成器(200)，包括可工作以在期望频率(Fvco)提供输出信号的VCO(压控振荡器)(220)，和与该VCO相耦接、可工作以接收该VCO的输出信号并提供在频率上相对VCO的输出信号进行分频的输出信号的分频器，其中该合成器包括输出路径(250，251)，该输出路径包括分频器(241)，由此该合成器可工作以在该分频器的输出频率(Fvco/Nx)提供输出信号。该合成器可有益地包括集成电路，该集成电路完全包括至少部分的VCO。还描述了完全包括该合成器的，例如用在移动通信系统的收发基站中的RF发射器或接收器。
Description
技术领域
本发明涉及一种RF(射频)合成器和一种完全包括该RF合成器的RF发射器或接收器。具体地说，本发明涉及一种完全包括在无线发射器或接收器中对生成稳定RF信号有用的VCO(压控振荡器)的RF合成器。
背景技术
RF通信发射器中的载波频率信号通常由包括连接在锁相环(PLL)中的VCO的频率合成器生成。该包括VCO的锁相环提供在精确限定的频率下适合的稳定的输出信号。该VCO通常使用谐振器部件、调谐部件和放大器或有源部件，谐振器部件在包括该输出信号频率的给定频率波段内提供振荡，调谐部件例如使用一个或者多个压控装置，如变抗器，该压控装置根据输入控制电压调谐该输出频率。
RF合成器还可用在接收器中，以提供精确的基准(本机振荡器)频率信号。很多情况下，该接收器和发射器被组装在单一收发器单元中。
在现有技术中，对于高性能应用的合成器，例如移动无线通信系统中用在无线收发基站中的RF高功率发射器或者高敏感度接收器，已经使用VCO，其中谐振器部件、调谐部件和放大器部件作为离散组件被设置在VCO内。这些组件在PCB(印刷电路板)上被焊接到一起。这个常规做法有许多缺点。该VCO部分必须在组装前分开获取和处理。从其组成部分装配VCO非常昂贵。该VCO与该PLL电路分开构造，并且集成上述两部分耗时、装配昂贵。装配该VCO并将其与该PLL电路组装的工作繁琐，容易出现装配误差。该VCO遭受到“颤噪效应”的问题，其中PCB的机械振动通过压电调制在VCO内产生电噪声。此外，该VCO的相噪性能由于该谐振器部件的Q因子的衰减而衰减到了不合需要的低水平。
现有技术中以集成电路的形式来提供VCO是公知的。这解决了使用离散组件带来的上述问题。然而，上述的相噪性能衰减问题随着不能使用在当前集成电路制造中使用的半导体技术来实现这些作为足够Q因子的谐振器的VCO而增加。在该VCO输出用来接收或者发射在应用，如无线收发基站，中的载波信号时，此性能衰减对于1GHz或者更低的VCO工作频率是不能接受的。
发明内容
第一方面，根据本发明的实施例，提供一种如其所附权利要求书的权利要求1限定的RF合成器。
第二方面，根据本发明的实施例，提供一种如其所附权利要求的权利要求15限定的RF发射器。
第二方面，根据本发明的实施例，提供一种如其所附权利要求的权利要求16限定的RF接收器。
本发明的进一步的特征由其所附的从属权利要求限定，并被该发明记载的实施例公开。
通过该发明，提供一种新颖的合成器，克服前面所述的现有技术的问题。该新颖的合成器包括分频器，其向下分频在该合成器的输出路径，即不包括在PLL内的路径中，由VCO提供的该输出频率。这就允许使用VCO在比该合成器的必要输出频率更高的频率下工作。
与现有技术的产生在同一频率的输出信号的合成器的VCO输出信号相比，该分频器的使用有效地改善了由该合成器产生的输出信号的相噪性能。获得这样的结果是因为能够通过应用分频以20log10(Nx)因子来改善VCO产生的信号的相噪性能，其中Nx是该VCO输出信号频率被分频来生成该合成器输出信号频率的除数。
该新颖的合成器的至少部分VCO可有益地以集成电路，例如半导体芯片的形式提供，还可以包括至少部分PLL电路。这就有许多优点，包括能更容易和更便宜地制造该合成器，并且具有更大的生产控制，因此克服了上述现有技术中来自分离组件制造的问题。此新颖的合成器的集成电路形式并没有现有技术的集成电路形式的合成器在1GHz或更低的频率工作时得到不满意相噪性能的缺点。
现在将参考附图通过例子的形式来说明本发明的实施例，其中：
附图说明
附图1为根据本发明实施例的频率合成器的示意电路方框图。
附图2示意性地描述了包括设置在集成电路的区域中的附图1所示的合成器组件的集成电路。
附图3为根据本发明又一实施例的频率合成器的示意电路方框图。
附图4示意性地描述了包括设置在集成电路的区域中的附图3所示的合成器组件的集成电路。
具体实施方式
现在参考附图1，体现了本发明的频率合成器的示意电路方框图，通常用附图标记200表示。该频率合成器200包括一基准振荡器102，如晶体振荡器或者其他已知形式的稳定振荡器，控制器108，相位频率检测器110，电荷泵117，环路滤波器118，VCO 220和反馈分频器114。该VCO 220包括作为组成部分的VCO调谐和谐振模块或部件212和VCO有源模块或部件216。该基准振荡器102连接到该相位频率检测器110。该反馈分频器114连接到该相位频率检测器110、该控制器108和该VCO有源模块116。该电荷泵117连接到该相位频率检测器110和该环路滤波器118。该环路滤波器118连接到该VCO调谐和谐振模块212，也连接到该电荷泵117。该VCO有源模块216连接到该VCO调谐和谐振模块212，并且连接到该反馈分频器114。包括该VCO 220、该反馈分频器114、该相位频率检测器110、该电荷泵117和该环路滤波器118的环路形成了PLL(锁相环)230。
该基准振荡器102向该相位频率检测器110提供基准信号。该反馈分频器114接收频率为Fout的反馈信号，作为来自该VCO有源模块216的输出。该反馈分频器114把这个信号的频率用除数M分频，并向相位频率检测器110提供频率为Fout/M的结果信号。该相位频率检测器110比较基准信号和其接收的反馈信号各自的相位和频率，并响应地生成输出控制信号。典型地，该相位频率检测器110如下工作。该相位频率检测器110接收两个输入信号，并能够生成两个可能的(可选的)输出信号的其中一个。该输入信号是来自基准振荡器102的基准信号和来自反馈分频器114的(可变的)反馈信号。该两个可能输出信号以两个类型的脉冲的形式，即第一类型脉冲和第二类型脉冲，如已知的分别为“上升”和“下降”脉冲，每个都具有可变脉宽。当由于反馈信号的频率小于基准信号的频率，而基准信号领先反馈信号时，该相位频率检测器110产生第一类型脉冲，如“上升”脉冲，来指示由基准信号领先。相反地，当由于反馈信号的频率大于基准信号的频率，而基准信号滞后于反馈信号时，该相位频率检测器110产生第二类型脉冲，如“下降”脉冲，来指示这种滞后。第一类型和第二类型脉冲的脉宽都与基准信号和反馈信号之间检测的相位差成比例，(因此导致相位频率检测器110具有线性相位差响应)。应用到相位频率检测器110中的两个输入信号之间的频差和相位差的检测是由相位频率检测器110提供的，例如允许启动该PLL 230或切换PLL 230的信道频率时出现的频差的校正，例如，当该PLL 230用在无线发射器中，例如，通过改变上面提到的数字M的值。
相位频率检测器110包括放大器(未示出)，其放大作为输出控制信号(上述的第一或第二类型脉冲，作为合适的)提供的信号。相位频率检测器110向电荷泵117和环路滤波器118提供其输出控制信号。如果电荷泵117从相位频率检测器110接收第一类型的脉冲，其驱动电流进入环路滤波器118。如果电荷泵117从相位频率检测器110接收第二类型的脉冲，其使电流流出环路滤波器118。该环路滤波器118，由电荷泵117以这种方式调整，把包括一系列脉冲的来自相位频率检测器110的信号转换成结果输出控制电压Vout，作为可调整的偏置电压应用所述结果输出控制电压Vout到该VCO调谐和谐振模块212。
根据其接收的输出控制电压Vout的值，该VCO调谐和谐振模块212调整其产生的信号的输出频率Fout使其等于期望值。当PLL230变得稳定时，Vout的值与除数M的值及基准振荡器102提供的基准信号的频率有关。因此，设计该合成器200时，选择这些参数的值来给出期望输出频率Fout。该VCO有源模块216放大VCO调谐和谐振模块212产生的频率为Fout的信号，并作为具有频率Fout的输出信号将其提供给PLL 230中的输出路径250和该反馈分频器114。
该合成器200内的该环路滤波器118又作为积分器，其滤出如由电荷泵117的噪声引起的颤动，并防止电压过度。
该合成器200内的控制器108提供除数M的值的选择和控制，因此提供Vout的值的调整。一种形式的反馈分频器114中，分频器114可以是可变分频器。这种形式中，可以根据预定的转换程序由控制器108在第一整数N和第二整数，如N+1之间快速切换而改变M的值。这就具有提供等于N和第二整数之间的值的M的均值的效果。在连续整数N和N+1之间切换的情况下，该可变反馈分频器为本领域已知的“分数-N”分频器。
该控制器108实际上可以是编程的数字信号处理器，其中在RF收发器中使用该合成器200，该控制器108可进行该收发器的其它控制和信号处理功能。
该VCO 220在比现有技术的VCO(对于给定的输出频率)在高得多的频率下工作。例如，如果期望输出频率在100MHz到1GHz之间的范围，该VCO 220可工作以在至少6GHz频率振荡，并产生具有至少6GHz的Fvco频率的输出信号，例如，在6GHz到60GHz的范围之间。该VCO 220产生的输出信号被应用到该输出路径250和该反馈分频器114。该输出路径250具有两个分支251和252。输出路径250的分支251包括输出分频器241。输出路径250的分支252包括输出分频器243。输出分频器241和243以已知的方式工作，分别以固定数N1和N2对来自VCO 220的输出信号的频率Fvco进行分频。输出分频器241对频率Fvco分频的数目N1与输出分频器243对Fvco分频的数目N2不同。数目N1和N2优选地为整数。数目N1和N2取决于Fvco的值和期望输出频率的值。例如，Fvco为10GHz，N1可为12，N2可为24，分别给出频率分别为10/12GHz和10/24GHz，即频率约为833MHz和约为416MHz的输出信号。由输出分频器241和243产生的不同频率的信号被传送给在控制器247的控制下工作的波段选择器245。该波段选择器245通过从输出分频器241或输出分频器243选择输出信号为合适的来提供具有期望频率Fout的输出信号。
合成器200的控制器108实际上可以是编程的数字信号处理器。其中，合成器200用在RF收发器中，控制器108可以执行收发器的其他已知的控制和信号处理功能。
控制器247实际上也可以是编程的数字信号处理器。其可以和控制器108组装在一个单元中。其中合成器200用在RF收发器中，控制器247可执行收发器的其他已知控制和信号处理功能。
合成器200说明了使用多个输出分频器来产生不同的输出频率。
原则上，可以使用任意多个不同输出分频器。可选地，该输出路径250能够被连接到单一输出分频器。
尽管上述的合成器200按照由每个输出分频器241和243应用的单一分频来进行说明，但是VCO 220输出信号的输出频率Fvco的必要分频可以以连续的两个或者多个阶段执行，这对本领域技术人员是显而易见的。例如，整体用24分频，可以通过连续用8和3分频来获得。
通过移动VCO 220的频率到比现有技术的合成器使用的可比较的VCO的频率更高的频率，可以以后面描述的方式有益地改善相噪性能。另外，以集成电路的形式制作VCO 220产品是很容易的，例如，以已知的方式在一个半导体芯片上制造。这是因为需要在较高频率工作的组件的尺寸显著减小，并且以集成电路的形式制造VCO谐振器调谐和谐振模块212的谐振器也更加容易，如果必要，可以通过以R-C电路的形式提供谐振器以避免使用感应器。完全包括VCO 220的集成电路也可包括合成器200的大部分其他组件。基准振荡器102和环路滤波器118是唯一通常需要单独供应的部件。换句话说，附图1中虚线260围起来的所有部件可以以集成电路的形式制造到一起。某些情况下，集成电路中甚至可能包括环路滤波器118。
附图2示意说明了包括附图1中虚线260所指示的、显示为集成电路的区域280的组件的集成电路270。该集成电路可以任选地提供一个或者多个其他已知功能，如同在集成电路的其他区域290的组件提供的一样。
以集成电路形式制造在10GHz或更高频率工作的PLL振荡器电路，已经广泛应用在光通信工业中，生产这些电路的技术能合适地适于使用集成电路270的区域280指示的组件生产合成器200。
体现本发明的频率合成器200提供的另外一个优点是由输出分频器241和输出分频器243进行分频。以这种方式进行分频改善了合成器200的相噪性能。具体地，与频率为Fvco的信号相比，以因子20·log10(Nx)来增强在通过以Nx数分频具有频率Fvco的信号的频率所产生的频率Fout下的输出信号的相噪性能。可以发现，下面的相噪性能数字(figures)的例子可为合成器200获得。在这些例子中，每个情况都对于“偏移”做出基准。仅仅在单一需要频率——载波上出现理想功率。“偏移”是偏离需要信号的给定频率下的不必要的功率。对于大约800MHz的输出频率，在偏移载波10kHz可获得的相噪性能大约为-120dBc(低于载波的分贝)，偏移载波25kHz约为-130dBc，偏移载波500kHz约为-150dBc，偏移载波2MHz约为-170dBc。在约为400MHz的输出频率，在偏移载波10kHz可获得的相噪性能大约为-125dBc，偏移载波25kHz约为-135dBc，偏移载波500kHz约为-150dBc，偏移载波2MHz约为-170dBc。这些数字与现有技术中使用以离散组件形式的在需要输出频率运行的VCO获得的数字相近似。
因此，与现有技术中传统形式的在相同频率工作的合成器相比，频率合成器200提供兼容的相噪性能；然而，VCO 220与现有技术的合成器相比，在更高的频率工作。这就允许用合成器200来代替现有技术的合成器，其中VCO 220和其他部件是以集成电路的形式，因此提供了上述的制造和质量控制的优点，但是没有如现有技术期望的那样，具有明显的相噪性能衰减。
优选地，由基准振荡器102提供的基准信号的频率至少为100MHz，例如，在100MHz到200MHz范围内。在这种情况下，反馈分频器114的反馈信号的频率在PLL 230被锁定时也至少为100MHz。因此，如果VCO频率固定，基准频率确定反馈除数M。这反过来影响对于PLL 230获得的环路带宽。另外，PLL 230的环路带宽内的噪声最低限度在很大程度上取决于该基准频率。非常期望最小化环路带宽内的噪声最低限度，来优化PLL 230的整体相噪性能。已经发现，为了最小化噪声最低限度，当VCO在10GHz工作时，基准信号频率应当期望至少为100MHz，例如，从100MHz到200MHz，优选地在150MHz和170MHz之间。这还要求获得PLL 230的环路带宽的满意值。
在合成器200中作为基准频率振荡器102使用的合适的低噪振荡器是在Vectron商标下销售的VCC1-B3B-155M52产品，在155MHz产生输出基准频率信号。
现在参考附图3，为根据本发明的又一实施例的频率合成器的示意电路方框图，附图标记通常为300。附图3与附图1具有相同附图标记的组件与附图1的合成器中的组件具有相同的功能，并且以相近的方式工作。合成器300是合成器200的修改的形式。合成器300中进行的修改是相位调整PLL来校正寄生相位误差的实例，这是本申请同一日期的共同未决UK专利申请的主题。合成器300在锁相环230内包括又一控制环路330。又一控制环路330包括连接到又一环路滤波器303的相位检测器301和连接到又一滤波器303的相位旋转器305。相位旋转器305位于路径307中，在VCO 220和输出路径250之间，并且在VCO 220和反馈分频器114之间。相位检测器301连接到反馈分频器114和基准振荡器102，从反馈分频器114接收反馈信号、从基准振荡器102接收基准信号作为输入信号。相位检测器301检测反馈信号和基准信号之间的相位差，并向环路滤波器303提供指示相位差的输出信号，对该输出信号进行滤波和积分，并向相位旋转器305提供控制输入信号。
包括相位旋转器305的又一控制环路330的目的如下。当在PLL230中使用反馈分频器114作为可变分频器时，例如前面描述的作为分数-N分频器工作的，在由VCO 220产生的输出信号的波谱内，作为在由反馈分频器114反馈分频中使用的除数的值的改变的结果(在使用除数N和另一个整数除数例如N+1之间)，会出现寄生信号。这些来自可变反馈分频器的寄生信号在本领域是公知的。相位检测器301以这种方式测量由VCO 220产生的输出信号中出现的任何相位误差，并且由环路滤波器303向相位旋转器305提供指示该相位误差的控制信号。该相位旋转器305向由VCO 220提供的输出信号应用相位改变。相位旋转器305应用的相位改变的量由从环路滤波器303应用的控制信号合适地确定，因此连续地调整来合适地均衡由VCO 220提供的输出信号中的该检测相位误差。
该相位旋转器305可以是已知形式的模拟或者数字相位旋转器。
尽管简单的相位检测器就适合于用作相位检测器301，但是还是会使用相位频率检测器，例如，与前面参考附图1描述的(相位频率检测器110)类似。这种情况下，还需要使用电荷泵(未示出)，以与附图1的合成器200中的电荷泵117描述的一样的方式。
选择合成器300内的主环，即锁相环230的环路带宽来给出由VCO220产生的输出信号的最大相噪压缩。因此，这样的带宽变窄，例如对Fvco＝10GHz到20GHz，位于2kHz到5MHz的范围内。相反地，选择次环，即又一控制环路330的环路带宽来给出快速相位差均衡和合适的系统稳定性。因此，又一控制环路330的环路带宽期望为比锁相环230的更宽，例如对于Fvco＝10GHz到20GHz，至少为10MHz，例如从10MHz到100MHz。又一控制环路330的带宽期望为至少两倍，优选地为至少10倍于锁相环230的带宽。
如在合成器200的情况下，合成器300的组件可以被完全包括在集成电路内。该集成电路可以包括除了通常分开提供的环路滤波器303，如环路滤波器118之外的又一控制环路330的其他组件。换句话说，附图3中虚线360围起的所有部件可以以集成电路的形式一起制造。在某些情况下，集成电路中甚至有可能包括环路滤波器118和/或环路滤波器303。
附图4示意性的说明了包括附图3虚线360指示的、显示为集成电路370的区域380的部件的集成电路370。集成电路370可选地如集成电路370的其他区域390中的组件提供的那样，提供一个或者多个其他功能。
在合成器200和300中，如果由基准振荡器102提供的输出基准信号的频率需要被分频到合适的等级，可以包括作为可选组件的基准分频器(未示出)。
合成器200和300内的PLL 230可以以已知的方式更改，以附图1和3所示的类似于模拟形式的数字或者半数字形式工作。例如，在类似的数字形式中，由附图1和3所示的电荷泵117和环路滤波118执行的积分功能由计数器(例如，加法/减法计数器)来执行，其通过对“加法”脉冲递增，对“减法”脉冲递减，来计算其从相位频率检测器110接收的脉冲数，每个递增或者递减与接收的脉冲宽度成正比。计数器的输出是数字，例如16位字，其代表了对该反馈信号给定的采样帧进行递增或者递减过程后得到的总数。接着，计数器产生的该数字被输入到数字编码器中，把该数字翻译成数字控制字，用在VCO 220的数字控制中。以半数字形式，例如，由环路滤波器118产生的输出信号可以由A/D(模拟到数字)转换器被转换成数字形式，产生作为输出的数字信号。如此产生的该数字信号被输入到数字编码器中，把该数字翻译成数字控制字，用在VCO 220的数字控制中。
合成器200和300适于用在RF收发器中，例如为发射提供载波频率信号，或者为接收处理提供本地振荡信号。合成器200和300尤其适于用在收发器中，以高功率等级发射或者以高灵敏度等级接收。高功率等级发射器的实例是至少10瓦的输出RF功率，这在发射器的辐射体(天线)处测量的。高灵敏度的接收器的实例是对于π/4差分正交相移键控信号(DQPSK调制)在3％静态BER(位误差率)下具有优于118dBm的灵敏度的接收器。这样的收发器可以适于用在移动无线通信系统的收发基站，例如，尤其是按照TETRA标准工作的收发基站中。
Claims (18)
1.一种RF(射频)合成器，包括：可工作以提供在期望频率下的输出信号的VCO(压控振荡器)和，与所述VCO相耦接、可工作以接收所述VCO的所述输出信号并提供在频率上相对所述VCO的所述输出信号进行分频的输出信号的分频器，其中，所述合成器包括输出路径，所述输出路径包括所述分频器，其中，所述合成器可工作以提供在所述分频器的输出频率下的输出信号。
2.根据权利要求1的RF合成器，其中，所述合成器包括锁相环，所述锁相环包括：(i)VCO；(ii)可工作以接收所述VCO的所述输出信号并提供在频率上相对所述VCO的所述输出信号进行分频的反馈信号的又一分频器；和(iii)可工作以接收由所述又一分频器产生的所述反馈信号、并将所述反馈信号的相位和频率与基准信号的相位和频率进行比较的相位频率检测器。
3.根据权利要求2的RF合成器，其中，所述相位频率检测器可工作使用在从100MHz到200MHz范围内的基准频率。
4.根据权利要求1到3其中任一权利要求的RF合成器，其中，所述合成器的所述输出路径包括多个不同分频器，以提供在不同的频率下的输出信号。
5.根据前述任一权利要求的RF合成器，其中，所述分频器或者在所述输出路径中的分频器中的至少一个包括至少两个连续的分频阶段。
6.根据前述任一权利要求的RF合成器，包括集成电路，所述集成电路包括至少部分所述VCO。
7.根据权利要求6的RF合成器，其中，所述集成电路还包括至少部分锁相环。
8.根据权利要求6或权利要求7所述的RF合成器，其中，所述集成电路包括至少一个分频器。
9.根据权利要求2到8其中任一权利要求的RF合成器，包括：在所述锁相环内的又一控制环路，和连接到所述VCO的输出、并可工作以均衡由所述VCO产生的输出信号的相位误差的相位旋转器，所述又一控制环路被连接到所述相位旋转器以向所述相位旋转器提供控制信号。
10.根据权利要求9的RF合成器，其中，所述又一控制环路具有比所述锁相环的带宽大的带宽。
11.根据权利要求10的RF合成器，其中，所述锁相环的带宽在2kHz到5MHz范围内，而所述又一控制环路的带宽不小于10MHz。
12.根据前述任一权利要求的RF合成器，其中，所述VCO可工作以在至少6GHz的频率振荡。
13.根据权利要求12的RF合成器，可工作以产生在100MHz到1GHz范围内的一个或者多个频率下的输出信号。
14.根据前述任一权利要求的RF合成器，包括集成电路，所述集成电路包括至少部分所述VCO，且所述VCO对于500kHz的偏移具有优于-150dBc的相噪性能。
15.一种用于无线通信的RF发射器，包括根据前述任一权利要求的RF合成器。
16.一种用于无线通信的RF接收器，包括根据前述权利要求1到14其中任一权利要求的RF合成器。
17.根据权利要求15的RF发射器或者根据权利要求16的RF接收器，适于用在用于移动无线通信的收发基站中。
18.根据权利要求1到14其中任一权利要求所述的，及基本如此处参考附图的图2到5中的任意一幅或者多幅所描述的RF合成器。
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