CN101272098A - 双三极管电流控制型自振荡反激变换器 - Google Patents

双三极管电流控制型自振荡反激变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双三极管电流控制型自振荡反激变换器，包括软启动部分、MOS管TR1、变压器T1、脉冲频率调制部分、基准放大部分、隔离光耦OC1、稳压输出回路部分，输入电量经变压器T1连接输出回路部分；其中所述脉冲频率调制部分主要包括三极管TR2、电阻R3、电容C2、电阻R4，三极管TR2基极通过并联的偏置电阻R3和电容C2接MOS管TR1的源极，MOS管TR1的源极通过电阻R4接地；所述脉冲频率调制部分中增设三极管电流控制电路，该三极管电流控制电路连接在所述的MOS管TR1和三极管TR2之间，实现输入端双三极管电流控制的自激振荡输出。本发明工作效率高；能空载工作，且能保证输出电压稳定；空载、短路功率非常小；实现持续的短路保护和动态响应快速。

Description

双三极管电流控制型自振荡反激变换器
技术领域
本发明涉及一种应用于小功率DC-DC变换电源的自振荡反激变换器，特别涉及一种输入端双三极管电流控制型自振荡反激变换器。
背景技术
现有技术中自振荡反激变换器(RCC)较为理想的电路原理框图如图1所示，主要包括滤波部分、软启动部分、MOS管、变压器、、脉冲频率调制部分(PFM)、基准放大部分、隔离光耦、稳压输出回路部分。输入电量经变压器连接输出回路部分，软启动部分连接MOS管的栅极，MOS管的栅极还接脉冲频率调制部分，脉冲频率调制部分和稳压输出回路部分之间接基准放大部分、隔离光耦，形成电压负反馈回路。
目前业界常用的一种小功率DC-DC变换电源的自振荡反激变换器如图2所示，电路基本组成是：软启动部分主要由电阻R1、R7、R8和电容C9组成，其中电阻R1、R7、R8串联，电容C9并联在电阻R7、R8两端。
其中脉冲频率调制部分包括NPN型三极管TR2、电容C1、C2、电阻R2、R3、R4、续流二极管D3和反馈绕组P2等组成。输入电压从初级绕组P1的同名端接入，初级绕组P1异名端接MOS管TR1漏极，MOS管TR1的源极分别通过电阻R4接地和通过偏置电阻R3接三极管TR2基极，偏置电阻R3的两端并联电容C2；三极管TR2集电极接MOS管TR1的栅极，三极管TR2发射极接地；反馈绕组P2同名端经电容C1、电阻R2接MOS管TR1的栅极，续流二极管D3的阴极与反馈绕组P2的同名端相连，续流二极管D3的阳极一路接地，另一路经电容C51接光耦OC1。输入电压另外一路经软启动部分接MOS管TR1的栅极；基准放大部分由稳压器Adj组成。其作用以输出回路部分的采样电压为负反馈信号，经光耦OC1输入到脉冲频率调制部分的晶极管TR2的基极，形成电压负反馈回路。稳压输出回路部分主要由变压器T1的次级绕组P3、整流二极管D1和滤波电容C3连接而成。
由于MOS管TR1在关断过程中，其内部结电容Ciss所充电量只能通过电容C1、电阻R2、与变压器T1反馈绕组P2再到地形成放电回路，则放电时间常数较长，造成其关断波形失真，MOS管关断过程的功率损耗较大，使产品的整机效率偏低。
当电路工作在输出短路状态时，由于短路瞬间电流非常大，导致Vg1点电压偏高，MOS管TR1导通强度加强，则MOS管TR1的漏极电流Id增大，R4上的压降也增加，于是三极管TR2导通强度增强，则Vg1点电位被拉低，TR1逐渐退出饱和状态，MOS管TR1的导通内阻增大漏极电流Id下降，但由于三极管TR2工作在放大状态，MOS管TR1的栅极电压Vg1不会被拉的很低，MOS管TR1不会进入可靠的截止状态，仍然会出现较大的漏极电流Id，短路功耗较大。
当三极管TR2的基极电压小于(0.7V+VR3)时(其中VR3为电阻R3电压)TR2截止，Vg1点电位又会升高，于是MOS管TR1导通强度又加强，MOS管TR1的漏极电流Id又增大，如此循环往复，电路出现高频自激振荡，MOS管的开关损耗较大，根据公式：短路功率Ps＝输入电压Vin*输入短路电流Ii(此时Ii近似为MOS管TR1漏极电流Id)知道短路功率Ps与输入电压Vin成一定的比例关系，且会随输入电压Vi增大而增大。假设一款标称输入电压为5VDC、输出功率为3W的产品，输入电压在4.5～9VDC间变化，当短路时输入电压为5VDC，短路电流为0.34A，则短路功率Ps＝5*0.34＝1.7W；如此时输入电压为9VDC，短路电流为0.27A，则短路功率Ps＝9*0.27＝2.43W，可见短路功耗增大。另一方面，当Vg1点电位高于V1点电位时，电流将反向向前级流动，产生对前级电路的干扰。同时由于变压器缠线工艺过程中具有一定的离散性，初次级绕线不平整，导致初次级漏感较大，短路功耗也会急剧的增加。
上述电路在输入电压变化大的场合，特别是功率在10W以下的微功率电路中，输入电压变化比在2∶1～4∶1变化范围或以上的电路，实际应用中出现了一些棘手问题，主要缺点表现在：MOS管TR1截止时出现波形失真，增大MOS管TR1开关损耗，使产品整机效率不高；增加产品噪声；短路功率大，且随输入电压增大而增大；MOS管TR1的漏-源电压Vds峰值压差高；工作频率随输入电压和输出负载变化而变化，EMI电磁兼容性难设计；空载工作时易产生振荡，导致输出电压不稳定。
发明内容
本发明目的在于提供一种大大降低开关损耗和短路功耗，改善整机空、满载综合性能的高效率双三极管电流控制型自振荡反激变换器。
为达到上述目的，本发明采用以下技术方案，一种双三极管电流控制型自振荡反激变换器，包括软启动部分、MOS管TR1、变压器T1、脉冲频率调制部分(PFM)、基准放大部分、隔离光耦OC1、稳压输出回路部分，输入电量经变压器T1连接输出回路部分，软启动部分连接MOS管TR1的栅极，MOS管TR1的栅极还接脉冲频率调制部分，脉冲频率调制部分和稳压输出回路部分之间接基准放大部分、隔离光耦OC1，形成电压负反馈回路；其中所述脉冲频率调制部分主要包括三极管TR2、电阻R3、电容C2、电阻R4，三极管TR2基极通过并联的偏置电阻R3和电容C2接MOS管TR1的源极，MOS管TR1的源极通过电阻R4接地；其特征在于：所述脉冲频率调制部分中增设三极管电流控制电路，该三极管电流控制电路连接在所述的MOS管TR1和三极管TR2之间，实现输入端双三极管电流控制的自激振荡输出。
所述三极管电流控制电路包括三极管TR3和电阻R36，所述三极管TR3的发射极接MOS管TR1栅极，三极管TR3的基极一路经偏置电阻R36接MOS管TR1栅极，另外一路接三极管TR2集电极，三极管TR3的集电极接三极管TR2基极，三极管TR2基极经偏置电阻R3接MOS管TR1的源极，MOS管源极经电阻R4接地。
所述三极管电流控制电路包括三极管TR3和电阻R36，所述三极管TR3的发射极接MOS管TR1栅极，三极管TR3的基极一路经偏置电阻R36接MOS管TR1栅极，另外一路接三极管TR2集电极，三极管TR3的集电极接MOS管TR1的源极，MOS管TR1的源极经偏置电阻R3接三极管TR2基极，MOS管源极经电阻R4接地。
所述三极管电流控制电路包括三极管TR3和电阻R36、电阻R27，所述三极管TR3的发射极接MOS管TR1栅极，三极管TR3的基极一路经偏置电阻R36接MOS管TR1栅极，另外一路经偏置电阻R27接三极管TR2集电极，三极管TR3的集电极接MOS管TR1的源极，MOS管TR1的源极经偏置电阻R3接三极管TR2基极，MOS管源极经电阻R4接地。
所述MOS管TR1的源极与电阻R4之间连接电流互感器S1和续流二极管D5，电流互感器S1的初级绕组N1的同名端接MOS管TR1的源极，电流互感器S1的次级绕组N2的同名端接二极管D5的阳极，二极管D5的阴极接电阻R4，电流互感器S1的两个异名端接地。在满载工作时，若单独采用限流电阻R4对输入电流进行采样，会降低电源的效率，尤其是在大电流的输出情况下R4的功耗就会明显的增加，若采用电流互感器S1就为电源效率的提高创造了一个有利的条件。产品在满载时功耗非常小，仅有10-2W级别的功耗。
所述偏置电阻R36两端并联电容C34，作用是配合电阻R36，通过匹配电阻R36、电容C34的参数，可使电路工作在间歇振荡状态，达到10-1W级别的空载功耗，其空载功耗达到接近于0的效果，且空载输出电压稳定。C34的作用分析如下：当TR2导通的瞬间，由于C34两端的电压不能突变，使得三极管TR3的发射极电压VBE3＝0V，三极管TR3截止，随着三极管TR2导通能力的增强，三极管TR3的基极电压Vb2下降，C34两端的电位差增大，即C34两端储存的能量增加，当达到三极管TR3的导通电压0.7V时，三极管TR3导通。
所述MOS管TR1栅极连接稳压二极管Z1，稳压二极管Z1的阴极接MOS管TR1栅极，稳压二极管Z1的阳极接地，用于高电压输入时限制MOS管TR1栅极电压，能够嵌位MOS管TR1的Vgs电压，防止高电压输入时MOS管TR1的Vgs过高造成MOS管TR1的永久性损坏，保证产品的工作可靠性。同时改善空载振荡的现象。
所述MOS管TR1为N沟道型，三极管TR2为NPN型，三极管TR3为PNP型。
所述的软启动电路由电阻R1、电阻R8，电容C9和二极管D2组成，输入端VIN串接电阻R1后一路经电容C9接地，另外一路接二极管D2阳极，二极管D2阴极接电阻R8后接地，其中二极管D2阴极还有一路接MOS管TR1的栅极。其作用是避免电路中的电流反向流入前级电路，达到减少电量对前级电路的干扰。
由于本发明在输入端采用双三极管脉冲频率调制，大大缩短了MOS管TR1的关断时间，提高了产品的整机效率；同时由于三极管TR3形成MOS管TR1的内部结电容Ciss的放电回路，使产品的短路功率得到了很大程度上的降低。
本发明相对现有技术优点在于：转换器的工作效率高；能空载工作，且能保证输出电压稳定；空载功耗非常小，仅有10-1W级别的空载功耗；短路功率非常小，基本不随输入电压变化；实现持续的短路保护；动态响应快速。
附图说明
图1为现有技术的电路原理框图；
图2为现有技术的电路原理图；
图3为本发明实施一的电路原理图；
图4为本发明电路标称输入电压效率与输出负载的曲线特性图；
图5为现有技术的MOS管稳态标称满载时栅极电压(Vg1)波形图；
图6为本发明实施一中的MOS管稳态标称满载时栅极电压(Vg1)波形图；
图7为现有技术的MOS管稳态标称满载时漏极电压(Vds)波形图；
图8为本发明实施一中的MOS管稳态标称满载时漏极电压(Vds)波形图；
图9为本发明实施二的电路原理图；
图10为本发明实施三的电路原理图；
图11为本发明实施四的电路原理图。
具体实施方式
如图3所示，主要包括软启动部分、MOS管TR1、变压器T1、脉冲频率调制部分(PFM)、基准放大部分、光耦隔离、稳压输出回路部分。
其中脉冲频率调制部分主要包括NPN型三极管TR2、PNP型三极管TR3、电容C1、C2、电阻R2、R3、R4、R27、R36、C34、稳压管Z1、续流二极管D3和反馈绕组P2等组成。输入电压一路经软启动部分接MOS管TR1的栅极，另一路从初级绕组P1的同名端接入，初级绕组P1异名端接MOS管TR1的漏极，MOS管TR1的源极分别通过电阻R4接地和通过偏置电阻R3接三极管TR2基极，电阻R3的两端并联电容C2，三极管TR2集电极接电阻R27，三极管TR2发射极接地；反馈绕组P2同名端经电容C1、电阻R2接MOS管TR1的栅极；三极管TR3的发射极接MOS管TR1栅极，三极管TR3的集电极接MOS管TR1的源极，三极管TR3的基极一路经偏置电阻R36电容C34接MOS管TR1栅极，另外一路串接一个偏置电阻R27后接三极管TR2集电极；续流二极管D3的阴极与反馈绕组P2的同名端相连，续流二极管D3的阳极一路接地，另一路经电容C51接光耦OC1；另外在MOS管TR1栅极连接稳压二极管Z1，稳压二极管Z1的阴极接MOS管TR1栅极，稳压二极管Z1的阳极接地，用于高电压输入时限制MOS管TR1栅极电压，同时还可以改善空载振荡的现象。
稳压输出回路部分主要由变压器T1的次级绕组P3、整流二极管D1和滤波电容C3连接而成，基准放大部分由稳压器Adj组成。其作用以输出回路部分的采样电压为负反馈信号，经光耦OC1输入到脉冲频率调制部分的晶极管TR2的基极，形成负反馈电压回路。
本发明的具体工作原理如下：当输入端VIN加上电压后，通过电阻R1、D2加到MOS管TR1的栅极，对MOS管TR1内部结电容Ciss进行充电，至栅极电压Vg1达到MOS管TR1的导通电压Vth时，MOS管TR1导通，于是变压器T1的初级绕组P1产生上正下负的自感电动势，由于变压器T1次级绕组P3所接的整流滤波电路因感应电动势反相而截止，电能便以磁能的方式存储在变压器T1的初级绕组P1内部。由于正反馈雪崩过程时间极短，电容C1来不及充电。与此同时，由于互感作用变压器T1的反馈绕组P2也产生上正下负的感应电动势，通过电容C1、电阻R2组成的正反馈回路，加到MOS管TR1的栅极，使MOS管TR1栅极电压Vg1进一步增大，于是MOS管TR1迅速进入饱和状态。
MOS管TR1饱和后，反馈绕组P2上的感应电压对电容C1充电，随着电容C1充电的不断进行，电容C1两端的电位差升高，于是MOS管TR1的栅极电压Vg1下降，使MOS管TR1逐渐退出饱和状态。MOS管TR1退出饱和后，其内阻增大，导致MOS管TR1的漏极电流Id进一步下降，由于电感中的电流不能突变，于是变压器T1各个绕组的感应电动势反相。
同时在MOS管TR1饱和导通过程中，流经初级绕组P1、MOS管TR1的漏极电流Id随着时间的增加而增大，电阻R4上的压降也增加，当电压达到(0.7+VR3)时(其中VR3为电阻R3电压)，三极管TR2导通，三极管TR3的基极电压下降，从而使三极管TR3导通，于是三极管TR3的集电极电流增大，三极管TR2导通能力增强，如此循环往复，最终使三极管TR2、TR3进入饱和。同时，由于三极管TR3的导通，MOS管TR1饱和导通过程中储存在Ciss的能量通过TR3释放到地，从而使MOS管TR1进入可靠的截止状态。当MOS管TR1截止时，由续流二极管D3、反馈绕组P2、电容C51组成续流回路，一方面释放反馈绕组P2的感应电势对C51进行充电，另一方面将反馈绕组P2的感应电势提供给光耦OC1。
当初级绕组P1能量下降到一定值时，根据电感中的电流不能突变的原理，初级绕组P1便会产生一个反相电动势，以阻止初级电流的下降，该电流在初级绕组P1产生上正下负的感应电动势。反馈绕组P2产生正脉冲电压通过正反馈回路，使三极管TR1重新导通。因此，开关电源便工作在自激振荡状态。
振荡频率主要由变压器T1的电感量Lp决定；自激振荡工作后，此电路将进行反激。当MOS管TR1导通时变压器T1储能，MOS管TR1关断时变压器T1输出能量，能量再经稳压输出回路输出，实现能量的传递。输出的能量一路提供给负载，而另一路经基准放大部分采样比较后，经光耦OC1输入到脉冲频率调制部分的晶极管TR2的基极，来控制三极管TR2基极上的电流，从而调节MOS管TR1、三极管TR2的通断时间，实现电路的反激过程。以上是本发明电路的整个工作过程。
上述MOS管TR1在饱和导通过程中，流经初级绕组P1、MOS管TR1的漏极电流Id随着时间的增加而增大，电阻R4上的压降也增加，当电压达到(0.7V+VR3)时，于是三极管TR2导通，三极管TR3的基极电压下降，从而使三极管TR3导通，于是三极管TR3的集电极电流增大，三极管TR2导通能力增强，如此循环往复，最终使三极管TR2、TR3进入饱和。同时，由于三极管TR3的导通，MOS管TR1饱和导通过程中储存在Ciss的能量通过三极管TR3释放到地，放电时间常数很短，MOS管TR1的关断损耗很低，从而使产品的整机效率得到了很大程度上的提高。
当电路工作在输出短路状态时，由于短路瞬间电流非常大，导致Vg1点电压高，MOS管TR1导通强度加强，MOS管TR1的漏极电流Id增大，电阻R4上的压降也增加，当电压达到(0.7+VR3)时，三极管TR2导通，三极管TR3的基极电压下降，从而使三极管TR3导通，于是三极管TR3的集电极电流增大，三极管TR2导通能力增强，如此循环往复，最终使三极管TR2、TR3进入饱和。同时，由于三极管TR3的导通，MOS管TR1饱和导通过程中储存在Ciss的能量通过三极管TR3释放到地，从而主使MOS管TR1进入可靠的截止状态。MOS管TR1的漏极电流Id接近为零，从而使短路功耗接近为零。
直至短路状态消失后，变压器T1感应电动势反相，提供到三极管TR2基极的电流Ib2小于导通电流时，三极管TR2、TR3关断，MOS管TR1的栅极电压Vg1迅速回复高位，则MOS管TR1导通，自动恢复到电路正常的自激振荡工作模式，实现电路持续的短路保护。
另外，本发明对软启动部分作了进一步的改进，如图3，软启动电路由电阻R1、电阻R8，电容C9和二极管D2组成，输入端VIN串接电阻R1后一路经电容C9再接地，另外一路接二极管D2阳极，二极管D2阴极接电阻R8后接地，其中二极管D2阴极还有一路接MOS管栅极。
软启动电路是将快恢复二极管D2替代如图2所示现有电路中的电阻R7，一般工作情况下，快恢复二极管D2的导通内阻rd＜＜R7，当电路刚上电从t＝0开始工作时，输入电压通过电阻R1对电容C9充电，当达到0.7V时，快恢复二极管D2导通开始对MOS管TR1的内部结电容Ciss充电，当达到MOS管TR1的删极门限电压Vth时MOS管TR1导通，此时的充电时间常数rdCgs＜＜R7Cgs(rd为二极管D2的内阻)，MOS管TR1的启动性能增强，带容性负载的能力加强；另外当Vg1点电位高于V1点电位时，由于二极管的单向导通性，电流不能反向向前级流动，避免了电量对前级电路的干扰，提高了产品工作时的可靠性。通过对软启动电路的改装，巧妙地运用二极管反向截止的特性有效地避免了正反馈绕组产生的驱动信号对软启动电路的干扰，大大提升了产品的启动性能。
下面对本发明图3所示实施例和图2所示现有技术的具体实施中的各项参数进行实验对比：
电源采用的基本参数为：输入直流电压范围为9～18V、输出为12V/500mA。在空载、轻载及满载的情况下都能够正常工作，本发明与现有技术相同的部分采用相同元器件。
如图5所示，使用图2电路在标称满载时，在0～500mA的输出负载范围里，本发明的输入电压效率明显比图2电路的要高，在负载电流越小的情况下，差别越大。
如图5、6所示，MOS管TR1作为功率开关管，在稳态标称满载时，其栅极电压Vg1的波幅在本发明电路达到9.62V，而在图2所示电路里只能达到5.52V。
如图7、8所示，MOS管TR1在稳态标称满载时，其漏极电压Vds的波幅在本发明电路只有27.4V，而在图2所示电路里却达到32.6V，所需器件的耐压值更高。
下表是其他测试指标对比：
Figure A20081002728400121
如图9所示，为了进一步改善本发明，在图3所示的实施例的基础上，所述MOS管TR1的源极与电阻R4连接电流互感器S1和整流二极管D5，电流互感器S1的初级绕组N1的同名端接MOS管TR1的源极，电流互感器S1的次级绕组N2的同名端接二极管D5的阳极，二极管D5的阴极接电阻R4，电流互感器S1的两个异名端接地。其工作原理是：根据初、次级线圈匝数比与电流比关系式：N1/N2＝Is2/Is1，可知Is2＝Is1*N1/N2。假设取N1＝1匝，N2＝50匝，Is1＝5A，R4＝1Ω，则Is2＝Is2*R4＝5*1/50＝0.1A，PR4＝Is2 2*R4＝0.12*1＝0.01W。而原电路功率PR4＝Is2 2*R4＝Is1 2*R4＝52*1＝25W。可见此电路的优点是：产品在满载时功耗非常小，仅有10-2W级别的功耗。
如图10所示的实施方式与图3所示的实施例基本相同，不同之处在于三极管TR3的连接，本实施例中三极管TR3的发射极接MOS管TR1栅极，三极管TR3的基极一路经偏置电阻R36接MOS管TR1栅极，另外一路接三极管TR2集电极，三极管TR3的集电极接三极管TR2基极，三极管TR2基极经偏置电阻R3接MOS管TR1源极，电容C2并联于电阻R3的两端，MOS管TR1的源极经电阻R4接地。同样在图10所示的实施方式中，也可以在MOS管TR1的源极与电阻R4之间连接电流互感器S1和整流二极管D5，起到同样的效果。
如图11所示的实施方式与图3所示的实施例基本相同，不同之处在于三极管TR3的连接，本实施例中三极管TR3的发射极接MOS管TR1栅极，三极管TR3的基极一路经偏置电阻R36接MOS管TR1栅极，另外一路接三极管TR2集电极，三极管TR3的集电极接MOS管TR1的源极，MOS管TR1源极经偏置电阻R3接三极管TR2基极，电容C2并联于电阻R3的两端，MOS管TR1的源极经电阻R4接地。同样在图11所示的实施方式中，也可以在MOS管TR1的源极与电阻R4之间连接电流互感器S1和整流二极管D5，起到同样的效果。

Claims (9)

1、一种双三极管电流控制型自振荡反激变换器，包括软启动部分、MOS管TR1、变压器T1、脉冲频率调制部分(PFM)、基准放大部分、隔离光耦OC1、稳压输出回路部分，输入电量经变压器T1连接输出回路部分，软启动部分连接MOS管TR1的栅极，MOS管TR1的栅极还接脉冲频率调制部分，脉冲频率调制部分和稳压输出回路部分之间接基准放大部分、隔离光耦OC1，形成电压负反馈回路；其中所述脉冲频率调制部分主要包括三极管TR2、电阻R3、电容C2、电阻R4，三极管TR2基极通过并联的偏置电阻R3和电容C2接MOS管TR1的源极，MOS管TR1的源极通过电阻R4接地；其特征在于：所述脉冲频率调制部分中增设三极管电流控制电路，该三极管电流控制电路连接在所述的MOS管TR1和三极管TR2之间，实现输入端双三极管电流控制的自激振荡输出。
2、根据权利要求1所述的双三极管电流控制型自振荡反激变换器，其特征在于：所述三极管电流控制电路包括三极管TR3和电阻R36，所述三极管TR3的发射极接MOS管TR1栅极，三极管TR3的基极一路经偏置电阻R36接MOS管TR1栅极，另外一路接三极管TR2集电极，三极管TR3的集电极接三极管TR2基极，三极管TR2基极经偏置电阻R3接MOS管TR1的源极，MOS管源极经电阻R4接地。
3、根据权利要求1所述的双三极管电流控制型自振荡反激变换器，其特征在于：所述三极管电流控制电路包括三极管TR3和电阻R36，所述三极管TR3的发射极接MOS管TR1栅极，三极管TR3的基极一路经偏置电阻R36接MOS管TR1栅极，另外一路接三极管TR2集电极，三极管TR3的集电极接MOS管TR1的源极，MOS管TR1的源极经偏置电阻R3接三极管TR2基极，MOS管源极经电阻R4接地。
4、根据权利要求1所述的双三极管电流控制型自振荡反激变换器，其特征在于：所述三极管电流控制电路包括三极管TR3和电阻R36、电阻R27，所述三极管TR3的发射极接MOS管TR1栅极，三极管TR3的基极一路经偏置电阻R36接MOS管TR1栅极，另外一路经偏置电阻R27接三极管TR2集电极，三极管TR3的集电极接MOS管TR1的源极，MOS管TR1的源极经偏置电阻R3接三极管TR2基极，MOS管源极经电阻R4接地。
5、根据权利要求2或3或4所述的双三极管电流控制型自振荡反激变换器，其特征在于：所述MOS管TR1的源极与电阻R4之间连接电流互感器S1和续流二极管D5，电流互感器S1的初级同名端接MOS管TR1的源极，电流互感器S1的次级同名端接二极管D5的阳极，二极管D5的阴极接电阻R4，电流互感器S1的两个异名端接地。
6、根据权利要求5所述的双三极管电流控制型自振荡反激变换器，其特征在于：所述偏置电阻R36两端并联电容C34；偏置电阻R3的两端并联电容C2。
7、根据权利要求6所述的双三极管电流控制型自振荡反激变换器，其特征在于：所述MOS管TR1为N沟道型，三极管TR2为NPN型，三极管TR3为PNP型。
8、根据权利要求7所述的双三极管电流控制型自振荡反激变换器，其特征在于：所述MOS管TR1栅极连接稳压二极管Z1，稳压二极管Z1的阴极接MOS管TR1栅极，稳压二极管Z1的阳极接地。
9、根据权利要求1所述的双三极管电流控制型自振荡反激变换器，其特征在于：所述的软启动电路由电阻R1、电阻R8，电容C9和二极管D2组成，输入端VIN串接电阻R1后一路经电容C9再接地，另外一路接二极管D2阳极，二极管D2阴极接电阻R8后接地，其中二极管D2阴极还有一路接MOS管TR1的栅极。
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