CN101257729B - 信号处理装置和信号处理方法 - Google Patents

Abstract

这里公开了一种信号处理装置和信号处理方法。该信号处理装置包括：第一抽取处理部分，用于基于第一形式的数字信号生成第二形式的数字信号；第二抽取处理部分，用于基于所述第二形式的数字信号生成第三形式的数字信号；第一信号处理部分，用于处理第三形式的数字信号；内插处理部分，用于将从第一信号处理部分输出的第三形式的数字信号转换成第二形式的数字信号；第二信号处理部分，用于处理从第一抽取处理部分输出的第二形式的数字信号；和组合部分，用于组合从内插处理部分和第二信号处理部分输出的第二形式的数字信号。

Description

信号处理装置和信号处理方法

技术领域

本发明涉及根据给定目的对音频信号执行信号处理的信号处理装置及其方法。

背景技术

所谓的噪声消除系统已知被实现在头戴式耳机设备上，并被用于主动消除在经由该头戴式耳机设备再现内容声音(例如音调)时进入的外部噪声。这些噪声消除系统已被投入实际应用。大体上存在两种用于这样的噪声消除系统的系统：反馈系统和前馈系统。

例如，日本专利早期公开No.平3-214892描述了一种根据反馈系统的噪声消除系统的结构，其中用户耳朵上佩戴的声管(sound tude)内的噪声被设置在声管内的耳机单元附近的麦克风单元所拾取，噪声的反相音频信号被生成，并且该音频信号经由耳机单元作为声音输出，从而减小外部噪声。

同时，日本专利早期公开No.平3-96199描述了一种根据前馈系统的噪声消除系统的结构，其中，本质上，噪声由附接到头戴式耳机设备外部的麦克风所拾取，基于所需传输函数的特性被赋予噪声的音频信号，并且所产生的音频信号经由该头戴式耳机设备输出。

发明内容

用于当前实际应用中的消费者头戴式耳机设备的噪声消除系统被实现在模拟电路中，无论它们根据反馈系统还是前馈系统。

为了有效地实现噪声消除系统的噪声消除效果，由例如麦克风拾取的外部不希望听到的声音与从驱动器输出的用于消除该不希望听到的声音的声音之间的相位差应该被限制在一定范围内。换言之，在噪声消除系统中，输入外部不希望听到的声音和输出相应的消除用声音之间的时间应该被限制在一定范围内。就是说，响应速度应该足够快。

但是，当噪声消除系统被实现在数字电路中时，需要在噪声消除系统的输入和输出提供A/D转换器和D/A转换器。当前广泛使用的A/D转换器和D/A转换器具有过长的处理时间，因此导致在噪声消除系统中引起过长延迟，并且难以利用其实现有效的噪声消除效果。在军事和工业领域中，例如，具有极高采样频率并导致轻微延迟的A/D转换器和D/A转换器被使用，但是这些A/D转换器和D/A转换器非常昂贵，并且不能将它们用于消费者设备。这正是当前的噪声消除系统为何被实现在模拟电路中而非数字电路中的原因。

用数字电路替代模拟电路使得容易改变或切换特性或操作模式，而无需例如物理地改变组件中的常数或替换组件。另外，在诸如噪声消除系统之类的音频相关系统的情况下，用数字电路替代模拟电路具有很多优势，例如在声音质量方面可预期的进一步改善。

如所指的，本发明的优势例如在于使得用于消费者头戴式耳机设备的噪声消除系统能够被实现在数字电路中，并且实现实际足够的噪声消除效果。

根据本发明的一个实施例，提供了一种信号处理装置，包括：第一抽取处理部分，其被配置用于基于第一形式的数字信号生成第二形式的数字信号，其中所述第一形式的数字信号经历具有一个或多个比特的预定量化比特率的Δ∑调制，所述第二形式的数字信号经历脉冲编码调制以具有采样频率n×fs，其中n是自然数，fs是预定参考采样频率；第二抽取处理部分，其被配置用于基于所述第二形式的数字信号生成第三形式的数字信号，所述第三形式的数字信号经历脉冲编码调制以具有采样频率m×fs，其中m是小于n的自然数；第一信号处理部分，其被配置用于基于所述第三形式的数字信号执行预定信号处理；内插处理部分，其被配置用于将从所述第一信号处理部分输出的所述第三形式的数字信号转换成所述第二形式的数字信号；第二信号处理部分，其被配置用于基于从所述第一抽取处理部分输出的所述第二形式的数字信号执行预定信号处理；以及组合部分，其被配置用于将从所述内插处理部分输出的所述第二形式的数字信号和从所述第二信号处理部分输出的所述第二形式的数字信号相组合，并输出组合的数字信号。

根据本发明的另一实施例，提供了一种信号处理方法，包括：第一抽取处理步骤，该步骤基于第一形式的数字信号生成第二形式的数字信号，其中所述第一形式的数字信号经历具有一个或多个比特的预定量化比特率的Δ∑调制，所述第二形式的数字信号经历脉冲编码调制以具有采样频率n×fs，其中n是自然数，fs是预定参考采样频率；第二抽取处理步骤，该步骤基于所述第二形式的数字信号生成第三形式的数字信号，所述第三形式的数字信号经历脉冲编码调制以具有采样频率m×fs，其中m是小于n的自然数；第一信号处理步骤，该步骤基于所述第三形式的数字信号执行预定信号处理；内插处理步骤，该步骤将在所述第一信号处理步骤中输出的所述第三形式的数字信号转换成所述第二形式的数字信号；第二信号处理步骤，该步骤基于在所述第一抽取处理步骤中输出的所述第二形式的数字信号执行预定信号处理；以及组合步骤，该步骤将在所述内插处理步骤中输出的所述第二形式的数字信号和在所述第二信号处理步骤中输出的所述第二形式的数字信号相组合，并输出组合的数字信号。

附图说明

图1A和1B示出用于根据反馈系统的头戴式耳机设备的噪声消除系统的模型示例；

图2是示出关于图1A和1B所示噪声消除系统的特性的波特图；

图3A和3B示出用于根据前馈系统的头戴式耳机设备的噪声消除系统的模型示例；

图4是示出用于头戴式耳机设备的数字噪声消除系统的结构的基本示例的框图；

图5A到5D是与单路径结构相对照地示出根据本发明一个实施例的噪声消除系统所采用的双路径结构的示图；

图6是示出根据本发明第一实施例的噪声消除系统的示例性结构的框图；

图7示出根据本发明一个实施例的第一功能模式，并且示出如何针对第一噪声消除信号处理系统中的噪声消除信号处理部分和第二噪声消除信号处理系统中的噪声消除信号处理部分来设置频率范围的示例；

图8示出根据本发明一个实施例的第二功能模式，并且示出如何针对第一噪声消除信号处理系统中的噪声消除信号处理部分和第二噪声消除信号处理系统中的噪声消除信号处理部分来设置频率范围的示例；

图9到15示出当第二噪声消除信号处理系统中的噪声消除信号处理部分由IIR滤波器构成时，IIR滤波器如何彼此连接的示例；

图16示出当IIR滤波器以图9所示方式彼此连接时，如何在每个IIR滤波器中设置特性的示例；

图17是示出根据本发明第二实施例的噪声消除系统的示例性结构的框图；

图18是示出根据本发明第三实施例的噪声消除系统的示例性结构的框图；

图19是示出根据本发明第四实施例的噪声消除系统的示例性结构的框图；

图20是示出根据本发明第五实施例的噪声消除系统的示例性结构的框图；

图21A和21B是示出关于图4所示具有单路径结构的噪声消除系统和图6所示具有双路径结构的噪声消除系统的特性的波特图；以及

图22是示出构成多路径结构的基础的信号处理系统的模型示例的框图。

具体实施方式

在下文中，将参考头戴式耳机设备中实现了噪声消除系统的示例性情况来描述本发明的优选实施例。

在描述优选实施例的结构之前，下面将描述用于头戴式耳机设备的噪声消除系统的基本概念。

作为用于头戴式耳机设备的噪声消除系统的基本系统，根据反馈系统和前馈系统来执行伺服控制的系统是已知的。首先，下面将参考图1A和1B来描述反馈系统。

图1A是根据反馈系统的噪声消除系统的模型示例的示意图。图1A仅仅示出佩戴有头戴式耳机的用户的右耳侧，即双(L(左)和R(右))立体声道中的R声道一侧。

关于R声道一侧的头戴式耳机设备的结构，在与佩戴有头戴式耳机设备的用户500的右耳相对应的外壳部分201内，在与右耳相对应的位置上提供有驱动器202。驱动器202等同于所谓的扬声器，并在音频信号的放大输出的驱动下向空间中输出(发射)声音。

另外，对于反馈系统，在外壳部分201内靠近用户500右耳的位置上提供有麦克风203。这样提供的麦克风203拾取从驱动器202输出的声音以及来自外部噪声源301并进入到外壳部分201中，从而到达右耳的声音，即作为右耳听到的外部声音的壳内噪声302。壳内噪声302例如是由通过耳垫等的缝隙作为声压侵入到外壳部分201中的来自噪声源301的声音所导致的，或者是由头戴式耳机设备的外壳由于从噪声源301接收声压而产生振动，从而声压被发送到外壳部分内部所导致的。

然后，从麦克风203的声音拾取所获得的音频信号中生成用于消除(减弱或减小)壳内噪声302的信号(即消除用音频信号)，例如与外部声音的音频信号分量具有相反特性的信号，并且该信号被反馈，以便与驱动驱动器202所需的声音的音频信号(音频源)相结合。结果，在噪声消除点400处，从驱动器202输出的声音与外部声音相结合以获得其中消除了外部声音的声音，从而所产生的声音被用户的右耳收听，其中噪声消除点400被设置在外壳部分201中的对应于右耳的位置上。以上结构也被设置在L声道(左耳)侧，从而获得用于常用双(L和R)声道立体声头戴式耳机设备的噪声消除系统。

图1B是根据前馈系统的噪声消除系统的基本模型结构示例的框图。在图1B中，如图1A，仅仅示出对应于R声道(右耳)侧的组件。注意，类似的系统结构也被设置在L声道(左耳)侧。该图中示出的框体分别代表对应于根据前馈系统的噪声消除系统中的特定电路部分、电路系统等等的单个特定传输函数。这些框体在这里将被称为“传输函数框”。每个传输函数框中所写字符代表该传输函数框的传输函数。穿过传输函数框之一的音频信号(或声音)被赋予该传输函数框中所写的传输函数。

首先，由设置在外壳部分201中的麦克风203拾取的声音作为已经穿过对应于麦克风203和麦克风放大器的传输函数框101(其传输函数为M)的音频信号被获得，其中所述麦克风放大器放大麦克风203获得的电信号并输出音频信号。已经穿过传输函数框101的音频信号通过对应于反馈(FB)滤波器电路的传输函数框102(其传输函数为-β)被输入到组合器103。FB滤波器电路是其中设置了用于从麦克风203的声音拾取所获得的音频信号中生成前述消除用音频信号的特性的滤波器电路。FB滤波器电路的传输函数被记作-β。

这里假设作为诸如音调之类内容的音频源的音频信号S被均衡器均衡，并且音频信号S通过对应于均衡器的传输函数框107(其传输函数是E)被输入到组合器103。

组合器103将以上两种信号组合(添加)在一起。所产生的音频信号通过功率放大器被放大，并作为驱动信号输出到驱动器202，从而使得音频信号作为声音经由驱动器202输出。就是说，从组合器103输出的音频信号穿过对应于功率放大器的传输函数框104(其传输函数为A)，然后穿过对应于驱动器202的传输函数框105(其传输函数为D)，从而声音被发射到空间中。驱动器202的传输函数D例如取决于驱动器202等的结构。

从驱动器202输出的声音穿过对应于从驱动器202到噪声消除点400的空间路径(空间传输函数)的传输函数框106(其传输函数为H)以到达噪声消除点400，并在空间中的该点处与壳内噪声302相结合。结果，在从噪声消除点400行进到右耳的输出声音的声压P中，例如来自噪声源301的已经进入到外壳部分201中的声音被消除。

在图1B所示噪声消除系统的模型示例中，输出声音的声压P由以下等式1给出，其使用传输函数框中所写的传输函数M、-β、E、A、D和H，并假设壳内噪声302为N，音频源的声音信号为S。

[等式1]

$P=\frac{1}{1+\mathrm{ADHM\β}}N+\frac{\mathrm{AHD}}{1+\mathrm{ADHM\β}}\mathrm{ES}$

从以上等式1显而易见，壳内噪声302被系数1/(1+ADHMβ)削弱。但是，注意，为了使得等式1所示系统稳定操作而不会在将减小噪声的频率范围中发生振荡，需要满足以下等式2。

[等式2]

$\left|\frac{1}{1+\mathrm{ADHM\&beta;}}\right|<1$

一般而言，考虑到根据反馈系统的噪声消除系统中的传输函数的乘积的绝对值被表示为1＜＜|ADHMβ|这一事实以及经典控制理论中的奈奎斯特稳定性判断，等式2可以被解释如下。

考虑用-ADHMβ表示并且通过在图1B所示噪声消除系统中的某一点上切开与壳内噪声302N相关的环路部分而获得的系统。该系统这里将被称为“开环路”。例如，该开环路可以在以上环路部分在对应于麦克风和麦克风放大器的传输函数框101和对应于FB滤波器电路的传输函数框102之间的点上被切开时形成。

该开环路具有例如图2的波特图所示特性。在该波特图中，横轴代表频率，纵轴的下半部分示出增益，上半部分示出相位。

在该开环路的情况下，为了使得以上等式2基于奈奎斯特稳定性判断被满足，需要满足以下两个条件。

条件1：当经过相位0deg.(0度)点时，增益应该小于0dB。

条件2：当增益等于或大于0dB时，应该不经过相位0deg.点。

当这两个条件1和2没有满足时，环路包含正反馈，从而导致发生振荡(嗥鸣，howling)。在图2中，对应于以上条件1的增益容限Ga和Gb以及对应于以上条件2的相位容限Pa和Pb被示出。如果这些容限很小，则取决于使用应用了噪声消除系统的头戴式耳机设备的各个用户之间的各种差别、如何佩戴该头戴式耳机设备的差异等等而增大发生振荡的概率。

在图2中，例如，当经过相位0deg.点时，增益小于0dB，从而产生增益容限Ga和Gb。但是，例如，在当经过相位0deg.点时，增益等于或大于0dB，从而导致不存在增益容限Ga或Gb的情况下，或者在当经过相位0deg.点时，增益小于0dB但是接近0dB，从而导致较小的增益容限Ga或Gb很小的情况下，发生振荡，或者发生振荡的概率增大。

类似地，在图2中，当增益等于或大于0dB时，没有经过相位0deg.点，从而产生相位容限Pa和Pb。但是，例如，在当增益等于或大于0dB时经过相位0deg.点的情况下，或者在当增益等于或大于0dB时相位接近0deg.，从而导致相位容限Pa或Pb很小的情况下，发生振荡，或者发生振荡的概率增大。

接下来，针对图1B所示根据反馈系统的噪声消除系统的结构，必要声音通过头戴式耳机设备被再现和输出，同时外部声音(噪声)被消除(减小)的情况下将在下面被描述。

这里，必要声音用音频源的音频信号S表示，音频信号S是诸如音调之类的内容。

注意，音频信号S并不局限于音乐内容或其它类似内容的音频信号。在噪声消除系统被例如应用到助听器等的情况下，音频信号S将是通过设置在外壳外部的麦克风(不同于设置在噪声消除系统中的麦克风203)的声音拾取拾取必要周围声音所获得的音频信号。在噪声消除系统被应用到所谓的头戴耳机(handset)的情况下，音频信号S将是例如经由诸如电话通信之类的通信接收的其他方的语音的音频信号。简言之，音频信号S可以取决于头戴式耳机设备的应用等等对应于任意需要再现和输出的声音。

首先，关注等式1中的音频源的音频信号S。假设对应于均衡器的传输函数E被设置为具有以下等式3表示的特性。

[等式3]

E＝(1+ADHMβ)

当查看频率轴时，以上传输特性E几乎是上述开环路的反相特性(1+开环路特性)。将等式3给出的传输函数E代入等式1得到等式4，其示出图1B所示噪声消除系统的模型中的输出声音的声压P。

[等式4]

$P=\frac{1}{1+\mathrm{ADHM\&beta;}}N+\mathrm{ADHS}$

关于等式4中项ADHS中的传输函数A、D和H，传输函数A对应于功率放大器，传输函数D对应于驱动器202，传输函数H对应于从驱动器202到噪声消除点400的路径的空间传输函数。因此，如果外壳部分201中的麦克风203被设置在耳朵附近，则关于音频信号S，可以获得与不具有噪声消除能力的常用头戴式耳机获得的特性等同的特性。

接下来，根据前馈系统的噪声消除系统下面被描述。

图3A示出根据前馈系统的噪声消除系统的模型示例。如图1A，图3A仅示出R声道侧。

在前馈系统中，麦克风203被设置在外壳部分201外部，以使得来自噪声源301的声音可以被拾取。外部声音(即来自噪声源301的声音)被麦克风203拾取以获得音频信号，该音频信号经历适当的滤波过程以生成消除用音频信号。然后，这个消除用音频信号与必要声音的音频信号相组合。即，该消除用音频信号与必要声音的音频信号相组合，所述消除用音频信号电气上仿真麦克风203的位置和驱动器202的位置之间的路径的声音特性。

然后，经由驱动器202来输出通过将消除用音频信号和必要声音的音频信号相组合而获得的音频信号，从而使得在噪声消除点400处获得并收听到这样的声音，该声音消除了来自噪声源301且已经进入外壳部分201的声音。

图3B示出了根据前馈系统的噪声消除系统的基本模型结构示例。在图3B中，仅示出了与一个声道(R声道)相对应的组件。

首先，获得由设在外壳部分201的外部的麦克风203拾取的声音，作为已经通过具有与麦克风203和麦克风放大器相对应的传输函数M的传输函数框101的音频信号。

接下来，已经通过以上传输函数框101的音频信号通过与前馈(FF)滤波器电路相对应的传输函数框102(其传输函数为-α)而被输入到组合器103。FF滤波器电路是这样的滤波器电路，该电路在其中设置了用于根据由麦克风203通过声音拾取而获得的音频信号来生成上述消除用音频信号的特性。FF滤波器电路102的传输函数被表示为-α。

音频源的音频信号S被直接输入到组合器103。

组合器103将以上两个音频信号相组合，然后功率放大器对得到的音频信号进行放大，并作为驱动信号将其输出到驱动器202，从而使得相应的声音被从驱动器202输出。即，在这种情况下同样地，从组合器103输出的音频信号通过与功率放大器相对应的传输函数框104(其传输函数为A)，并进一步地通过与驱动器202相对应的传输函数框105(其传输函数为D)，从而使得相应的声音被发射到空间中。

然后，从驱动器202输出的声音通过与从驱动器202到噪声消除点400之间的空间路径(空间传输函数)相对应的传输函数框106(其传输函数为H)而到达噪声消除点400，并在空间中的该点处与壳内噪声302相组合。

如传输函数框110所示，从噪声源301发出、进入到外壳部分201且到达噪声消除点400的声音被赋予与从噪声源301到噪声消除点400之间的路径相对应的传输函数(空间传输函数F)。同时，外部声音，即来自噪声源301的声音被麦克风203拾取。如传输函数框111所示，在到达麦克风203之前，从噪声源301发出的声音(噪声)被赋予与从噪声源301到麦克风203之间的路径相对应的传输函数(空间传输函数G)。在与传输函数块102相对应的FF滤波器电路中，考虑到以上的空间传输函数F和G，同样也设置了传输函数-α。

因此，在从噪声消除点400起行进到达右耳的输出声音的声压P中，例如消除了来自噪声源301且进入到壳体部分201的声音。

在如图3B所示的根据前馈系统的噪声消除系统的模型示例中，在从噪声源301发出的噪声为N且音频源的音频信号为S的假设之下，输出声音的声压P通过以下等式5来使用写在传输函数框中的传输函数M、-α、A、D、F、G和H给出。

[等式5]

P＝-GADHMαN+FN+ADHS

理想地，从噪声源301到噪声消除点400之间的路径的传输函数F用以下等式6来给出。

[等式6]

F＝GADHMα

将等式6代入到等式5，从而使得消除了在等式5的右侧的第一和第二项。其结果是，输出声音的声压P用以下等式7来表示。

[等式7]

P＝ADHS

这显示出，来自噪声源301的声音被消除，因此仅获得与音频源的音频信号相对应的声音。即，理论上，用户的右耳听到了噪声被消除了的声音。但是，事实上，很难构建这样的理想FF滤波器电路以使得给出完全满足等式6的传输函数。此外，在不同的个体之间，在耳朵形状和如何佩戴头戴式耳机设备方面的差异相对较大，并且已知的是，噪声出现的位置和麦克风的位置之间的关系的改变影响噪声减小效果，特别是对于中高频范围。因此，针对中高频范围经常会忽略主动噪声减小处理，而主要依据头戴式耳机设备的外壳结构等等来执行被动声音隔离。

注意，等式6指的是通过包含传输函数-α的电子电路来模仿从噪声源301到耳朵之间的路径的传输函数。

在如图3A所示的根据前馈系统的噪声消除系统中，麦克风203设在外壳的外部。因此，与图1A所示的根据反馈系统的噪声消除系统不同，可以根据用户耳朵的位置来将噪声消除点400任意地设置在外壳部分201的内部。但是，在通常情况下，传输函数-α是固定的，并且在设计阶段，传输函数-α是针对特定的目标特性来设计的。同时，耳朵大小等因人而异。因此，存在这样的可能性，即，不能获得足够的噪声消除效果，或者噪声分量不是被以相反相位来相加，从而导致诸如发生奇怪的声音之类的现象。

如此，一般的理解是，在前馈系统的情况下，振荡发生的概率较小，使得具有高稳定性，但是却很难实现足够的噪声降低(消除)。另一方面，在反馈系统的情况下，很大的噪声降低是在预料中的，同时应当当心系统稳定性。因此，反馈系统和前馈系统具有不同的特征。

当前用于消费者头戴式耳机设备的噪声消除系统具有模拟类型，其采用模拟电路。但是，利用其信号处理系统执行数字信号处理的数字噪声消除系统，容易提供各种功能，例如改变或切换噪声消除系统的特性或操作模式，并且实现声音质量的提高。因此，数字噪声消除系统具有比模拟噪声消除系统更大的优点。

图4示出使用当前已知的数字设备构造的头戴式耳机设备的噪声消除系统的示例性结构。

注意，如图4所示的噪声消除系统是基于图3所示前馈系统来构造的。

图4所示头戴式耳机设备(下文简称为“头戴式耳机”)假设支持双声道(L(左)和R(右))立体声。图4所示系统结构对应于L声道和R声道之一。

还要注意，为了提供简单并且便于理解的描述，图4仅仅示出用于消除外部声音(来自噪声源)的系统，而用于处理将被收听的音频源的信号的系统被省略。

在图4中，首先，麦克风2F被用于拾取将被消除的针对头戴式耳机1的外部声音，包括周围声音(外部噪声)。在前馈系统的情况下，该麦克风2F通常被设置在对应于头戴式耳机1的两个(L和R)声道的外壳(头戴式耳机单元)1c和1d的外部。在图4中，设置在对应于两个(L和R)声道之一的头戴式耳机单元1c上的麦克风2F被示出。

由麦克风2F通过拾取外部声音获得的信号被放大器3放大，并作为模拟音频信号被输入到A/D转换器50。

在以下描述中假设被记作fs(1fs)的参考采样频率对应于将利用头戴式耳机1收听其声音的数字音频源的采样频率。数字音频源的特定示例包括压缩盘(CD)，所述CD上记录了采样频率为fs(fs＝44.1kHz)并且量化比特率为16比特的数字音频信号。不用说，其他形式的数字音频源(例如采样频率为48kHz的数字音频源)也可以采用。

在此情况下，A/D转换器50例如被形成为单个部件或设备，并根据预定的采样频率和量化比特率将输入模拟信号转换成PCM(脉冲编码调制)数字信号并输出该信号。出于这个目的，A/D转换器50例如包括Δ∑(delta sigma)调制器4和抽取滤波器(decimation filter)5，如图4所示。

Δ∑调制器4例如根据采样频率64fs将输入模拟音频信号转换成1比特数字信号。该数字信号被抽取滤波器5根据与数字音频源相对应的多个比特(这里16比特)的预定量化比特率转换成PCM数字信号，而采样频率被例如减小到1fs，并且该PCM数字信号从A/D转换器50输出。

在被用作上述A/D转换器50的设备中，抽取滤波器5通常由线性相位FIR(有限冲激响应)系统(即线性相位FIR滤波器)构成，该FIR系统具有线性相位特性。

由于在该噪声消除系统中处理的数字信号是音频信号，因此理想地希望如实地再现声音，其中不应该发生波形失真。如果线性相位FIR滤波器向信号提供了线性相位特性，则不会发生波形失真。众所周知，利用FIR系统，可以容易地获得精确的线性相位特性。出于这个原因，被用作抽取滤波器5的数字滤波器由线性相位FIR滤波器构成。

众所周知，线性相位FIR数字滤波器例如是通过在中央抽头(tap)处设置峰值系数，同时在其余抽头处设置对称系数来实现的。

从A/D转换器50输出的数字信号被输入到DSP 60。

在此情况下，DSP 60是至少用于执行用于生成将从头戴式耳机1的驱动器1a输出的声音的音频信号的必要数字信号处理的部件。DSP 60可以通过编程具有必要的功能。从以下描述将会理解，将从头戴式耳机1的驱动器1a输出的音频信号由数字音频源的音频信号和用于消除麦克风2F拾取的外部声音的音频信号(即消除用音频信号)的组合构成的。

该DSP 60例如作为单个芯片或器件提供，并被配置用于执行适合于预定PCM信号形式(这里，假设采样频率为1fs(＝44.1kHz)并且量化比特率为16比特)的数字信号处理。该DSP支持的PCM信号形式是基于以下假设设置的：该形式应该符合在该噪声消除系统中将与噪声消除用音频信号组合的数字音频源的信号的形式。

在图4中，噪声消除信号处理部分6被示为在DSP 60中实现的信号处理功能块。噪声消除信号处理部分6由根据前述PCM信号形式接受和输出数据的数字滤波器构成。

该噪声消除信号处理部分6对应于图3所示的FF滤波器电路。从A/D转换器50输出的数字信号(即对应于麦克风2F拾取的外部声音的数字音频信号)被输入到噪声消除信号处理部分6。利用该输入信号，噪声消除信号处理部分6生成将从驱动器1a输出的声音的音频信号(即消除用音频信号)，该音频信号用于消除将到达佩戴该头戴式耳机的用户的耳朵(对应于驱动器1a)的外部声音。具有最简单形式的消除用音频信号例如是这样的音频信号，其在特性和相位方面与输入到噪声消除信号处理部分6的音频信号(即通过拾取外部声音获得的音频信号)具有相反关系。在实践中，考虑到噪声消除系统中的电路、空间等的传输特性，附加特性(对应于图3所示的传输特性-α)被赋予消除用音频信号。

从噪声消除信号处理部分6输出的(即在此情况下从DSP 60输出的)数字信号通过组合器12与具有前述PCM信号形式(采样频率为1fs，量化比特率为16比特)的数字音频源的信号相组合，并且所产生的组合信号被输入到D/A转换器70。

该D/A转换器70例如也被形成为单个芯片部件。D/A转换器70接受通过上述A/D转换器50的转换获得的PCM数字信号，并将该PCM数字信号转换成模拟信号。D/A转换器70包括内插滤波器7、噪声整形器8、PWM电路9和功率驱动电路10，例如如图4所示。

输入到D/A转换器70的数字信号首先被输入到内插滤波器7。内插(过采样)滤波器7对输入数字信号进行转换，以便将采样频率提高到通过将输入数字信号的采样频率乘以由2的幂表示的系数而获得的采样频率，并输出所产生的信号。在此情况下，假设采样频率被提高到8fs。另外，作为上述转换的结果，量化比特率为16比特的输入数字信号的量化比特率被减小到量化比特率为小于16比特的多个比特。

出于与抽取滤波器5由线性相位FIR滤波器构成相同的原因，内插滤波器7也由线性相位FIR滤波器构成。

从内插滤波器7输出的数字信号在噪声整形器8中经历被称为噪声整形的过程。作为该噪声整形的结果，信号被转换成不同形式，以使得该信号将例如具有通过将输入信号的采样频率乘以由2的幂表示的系数而获得的采样频率(这里假设为16fs)以及低于输入信号的量化比特率的预定量化比特率。众所周知，噪声整形是作为Δ∑调制的结果被实现的。因此，噪声整形器8可以由Δ∑调制器构成。就是说，图4所示的数字噪声消除系统应用Δ∑调制以及A/D转换和D/A转换。

从噪声整形器8输出的信号在PWM(脉宽调制)电路9中经历PWM调制，以转换成由比特序列构成的信号，该信号被输入到功率驱动电路10。功率驱动电路10包括开关驱动电路和低通滤波器(LC低通滤波器)，所述开关驱动电路用于利用例如高压开关来放大由比特序列构成的信号，所述低通滤波器用于将来自其的放大输出转换成音频信号波形。因此，功率驱动电路10产生放大输出，作为模拟音频信号。这里，该来自功率驱动电路10的输出被从D/A转换器70输出。

该来自D/A转换器70的放大输出的预定不想要的频率分量例如通过滤波器11被消除，并且所产生的信号作为驱动信号通过用于DC阻挡(DC blocking)的电容器C1被提供到驱动器1a。

从以这种方式驱动的驱动器1a输出的声音由对应于数字音频源的声音分量和对应于噪声消除用音频信号的声音分量的组合构成。在该声音中，对应于噪声消除用音频信号的声音分量用于消除来自对应于驱动器1a的耳朵外部的外部声音。结果，在佩戴了头戴式耳机的用户的耳朵(对应于驱动器1a)听到的声音中，理想地，外部声音被消除，从而数字音频源的声音被相对强化。

在图4所示结构中，一般(例如消费者)应用容易获得的A/D转换器、DSP、D/A转换器等被使用。因此，当前，该结构在实际构造适合于诸如CD之类音频源的数字噪声消除系统时是一种自然选择。

但是，已知利用以上结构实际上难以获得足够的噪声消除效果。这是因为充当A/D转换器50和D/A转换器70的实际设备具有相当长的信号处理时间(传播时间)，即相当长的输入-输出延迟。

最初，这些设备被设计用于简单地处理诸如音调之类音频源的音频信号，因此由信号处理导致的延迟尚未产生问题。但是，当这些设备在噪声消除系统中被采用时，延迟太大而无法被忽略。

就是说，关于利用这些设备构造的噪声消除系统的整体，由麦克风2F拾取外部声音和输出来自驱动器的声音之间的时间(即响应速度)包含极大延迟。由于该延迟，难以利用例如从驱动器输出的用于噪声消除的声音分量来消除外部声音。如果采样频率为44.1kHz并且延迟对应于40个样本的时间，则甚至A/D转换器50自身对于频率大于例如约550Hz的信号将带来大于180°的相位旋转。当延迟如此大时，不仅难以获得噪声消除效果，而且可能出现外部声音被加强的现象。

如上所述，根据图4所示数字噪声消除系统的结构，仅仅在大约550Hz或更低的有限频率范围内获得足够的噪声消除效果。即使在例如20Hz到20kHz的标准范围被设置为可听范围的情况下，也仅仅在较低一侧的非常窄的频率范围内获得噪声消除效果。就是说，难以获得实际上足够的噪声消除效果。这就是当今实际应用中为什么大多数用于头戴式耳机设备的噪声消除系统都具有模拟形式的原因。

但是，如前所述，数字噪声消除系统具有比模拟噪声消除系统更大的优势。如所指的，如下所述，用于头戴式耳机设备的数字噪声消除系统的结构被提出，作为本发明的一个实施例，所述数字噪声消除系统(不管其数字形式)不会遭受上述延迟问题并且可被投入实际应用。

首先，参考图5A到5D，下面将描述发明人如何设想根据本实施例的噪声消除系统。注意，在图5A到5D中，在图4中具有其对应部件的组件被分配以与图4中的相应部件相同的标号，并且其描述将被省略。

图5A示出图4所示噪声消除系统的一部分，该部分对应于由抽取滤波器5、噪声消除信号处理部分6(即DSP 60)和内插滤波器7构成的用于噪声消除用信号的系统。虽然在图4中抽取滤波器5被示为A/D转换器50中的一个块，但是发明人设想过由两个单独的串联连接的抽取滤波器5A和5B构成抽取滤波器5，如图5A所示。

如以上参考图4所述，抽取滤波器5将采样频率为64fs的信号转换成采样频率为1fs的信号，并输出所产生的信号。换言之，抽取滤波器5执行下采样(downsampling)，以使得输出信号的采样频率为输入信号的采样频率的1/64。因此，在图5A所示结构中，执行1/64下采样的抽取滤波器5由两个抽取滤波器5A和5B构成，它们分别执行1/8下采样，并且抽取滤波器5A和抽取滤波器5B串联连接，以使得抽取滤波器5B跟在抽取滤波器5A之后。根据该结构，输入到抽取滤波器5的采样频率为64fs的信号首先通过抽取滤波器5A被转换成采样频率为8fs的信号，并且该信号被从抽取滤波器5A输出。然后，该采样频率为8fs的信号被输入到抽取滤波器5B并从而被转换成采样频率为1fs的PCM信号。以这种方式，串联连接的抽取滤波器5A和5B(它们各自执行1/8下采样)组合实现1/64(1/8×1/8)下采样。

在通过抽取滤波器5(即抽取滤波器5B)之后，信号经历与图4所示结构相同的信号处理。就是说，从抽取滤波器5输出的采样频率为1fs的信号(即PCM信号)被输入到噪声消除信号处理部分6。然后，作为适合于采样频率为1fs的PCM信号的信号处理，噪声消除信号处理部分6赋予输入信号预定特性，以生成消除用音频信号，并输出该消除用音频信号。从噪声消除信号处理部分6输出的消除用音频信号具有采样频率为1fs的PCM形式。内插滤波器7接受该消除用音频信号并在其上执行上采样(upsampling)以生成采样频率为8fs的信号，并输出所产生的信号。

这里，注意由抽取滤波器5B、噪声消除信号处理部分6和内插滤波器7(它们在图5A中用链状线围绕)构成的系统。输入到该系统的信号和从该系统输出的信号的采样频率都为8fs。在下文中，该由链状线围绕的系统将被称为“8fs输入/输出信号处理系统”。

当被视为单个黑盒子时，该8fs输入/输出信号处理系统可被视为执行如下数字信号处理的部件：接受采样频率为8fs的PCM信号，并且生成和输出具有相同采样频率8fs的具有PCM形式的噪声消除用音频信号(噪声消除信号处理)。

基于被视为具有以上功能的部件的8fs输入/输出信号处理系统，也可以考虑采用图5B所示结构。

在图5B所示结构中，8fs输入/输出信号处理系统仅包括噪声消除信号处理部分6A。该噪声消除信号处理部分6A直接接受采样频率为8fs的信号，并且执行适合于采样频率为8fs的PCM信号形式的数字信号处理，以生成和输出采样频率为8fs的噪声消除用音频信号。

与图5A所示结构相比较，在图5B所示结构中，在抽取滤波器5中用于执行1/8下采样的抽取滤波器5B被省略，另外，用于执行八倍上采样的内插滤波器7被省略。

如前所述，在图4所示结构中，A/D转换器50和D/A转换器70导致极大延迟。关于针对这些延迟的因素，已知由抽取滤波器5导致的延迟在A/D转换器50中是主导性的，而由内插滤波器7导致的延迟在D/A转换器70中是主导性的。这一事实表明，与图5A所示8fs输入/输出信号处理系统(即图4所示结构)所导致的信号延迟相比，图5B所示结构的采用使得信号延迟大大减小，这是因为在图5B所示结构中，信号通过噪声消除信号处理部分6A，而不通过抽取滤波器5B或内插滤波器7。

如以上描述得出的，在噪声消除信号处理系统中得到的信号延迟的减小使得可以在更高频率的方向上放大能够有效地执行噪声消除的声音频率范围。简言之，图5B所示结构的采用消除了图4所示噪声消除系统的问题。

现在，考虑当根据图5B所示模型实际构造噪声消除系统时，噪声消除信号处理部分6A的结构。

首先，如以上参考图4所述，图5A所示噪声消除信号处理部分6实际上是通过编程DSP实现的。FIR滤波器一般被用作其中的数字滤波器。如所指的，当构造根据图5B的结构的噪声消除系统时的一种合理选择是将噪声消除信号处理部分6A形成为包括在DSP中的FIR数字滤波器。

但是，由噪声消除信号处理部分6A处理的信号的采样频率非常高，即8fs，该采样频率是由图5A所示噪声消除信号处理部分6处理的信号的采样频率(即1fs)的八倍。因此，在时钟固定的情况下，在采样频率的一个周期期间利用噪声消除信号处理部分6A可以执行的操作数目(即处理步骤的数目)小于利用噪声消除信号处理部分6可以执行的操作数目。

具体而言，假设时钟为1024fs，则在一个采样频率期间，由支持采样频率为8fs的噪声消除信号处理部分6A可以执行的操作数目为1024/8＝128。相对照，在一个采样频率期间，由支持采样频率为1fs的噪声消除信号处理部分6可以执行的操作数目为1024/1＝1024。这意味着如果噪声消除信号处理部分6A利用DSP来构造，噪声消除信号处理部分6A则无法具有像执行适合于采样频率1fs的数字信号处理的DSP一样高的处理能力。鉴于该事实，优选地，噪声消除信号处理部分6A被实现为硬件。

此外，消除用音频信号具有非常复杂的特性。因此，当噪声消除信号处理部分6A由FIR滤波器构成时，非常大的滤波器阶数(即非常多的抽头)以及大量处理资源是必需的，以提供针对尽可能宽的声音频率范围执行噪声消除的信号处理能力。因此，发明人考虑当实际构造图5B所示模型时，将噪声消除信号处理部分6A形成为无限冲激响应(IIR)数字滤波器(即IIR滤波器)，并且发现即使使用IIR滤波器，也可以提供具有所需并且足够特性的噪声消除用音频信号。换言之，发明人发现可以利用比FIR滤波器更小滤波器阶数以及更少资源来形成的IIR滤波器可以被成功采用，以提供具有等同信号特性的噪声消除用音频信号。

以上述方式，得出如下结论：将在图5B所示结构中的噪声消除信号处理部分6A形成为以硬件实现的IIR滤波器是合理的。

如上所述，对于图5B的结构，抽取滤波器5B和内插滤波器7被从噪声消除信号处理系统中省略，并因此由抽取滤波器5B和内插滤波器7导致的信号延迟被消除，从而可以实现有效的噪声消除的频率范围在更高频率的方向上被放大。就是说，不管信号处理以数字方式执行这一事实，可以实现实际上有效的噪声消除性能。

但是，当实际上构造噪声消除系统时，除了足够的噪声消除性能之外，可能有必要满足某些其他条件，例如作为数字形式的优势的关于滤波器特性和设计的灵活性、成本减少以及大小和重量减小。

在基于图5B的结构实际构造噪声消除系统的情况下，用于执行噪声消除信号处理的部件(即噪声消除信号处理部分6A)例如被单独实现在专用硬件中。但是，在此情况下，滤波器特性等的设置例如是固定的，并且倾向于限制滤波器特性根据开关操作、自适应控制等的设置改变以及限制滤波器设计的后续改变。顺便提及，根据程序执行数字信号处理的DSP在滤波器特性和设计等的改变的灵活性方面具有优势。

此外，噪声消除信号处理本质上很复杂，因此，即使在被实现为硬件的IIR滤波器被用作噪声消除信号处理部分6A时，所需资源也不小。因此，取决于条件，被实现为硬件的噪声消除信号处理部分6A需要无法接受的高成本或无法接受的大电路规模或面积的情况可能发生。

鉴于这一事实，如图5B所示，实际上构造仅使用硬件来执行作为噪声消除信号处理的数字信号处理的噪声消除系统是不太实际的。

如所指的，发明人设想图5C所示结构，其中8fs输入/输出信号处理系统具有两个并行布置的系统，其中一个系统包括噪声消除信号处理部分6A，而另一系统包括噪声消除信号处理部分6。

如前所述，当噪声消除系统中用于噪声消除的声音信号的延迟增大时，关于高频率的噪声消除效果变得更难以获得。相反地，这意味着即使在发生极大信号延迟时，关于低频率的噪声消除效果也是容易获得的。

基于这一事实，在图5C的结构中，噪声消除信号处理部分6被配置为生成用于针对希望执行噪声消除的整个声音频率范围中的低频范围的噪声消除的噪声消除信号。相反，噪声消除信号处理部分6A被配置为生成用于针对希望执行噪声消除的整个声音频率范围中的高于上述低频范围的中频和高频范围的噪声消除的噪声消除信号。

在以上结构中，负责希望执行噪声消除的整个声音频率范围中的中频和高频范围的噪声消除信号处理部分6A执行其噪声消除信号处理作为主要处理，而噪声消除信号处理部分6可以被视为以辅助方式对低频范围执行其噪声消除信号处理作为辅助处理的部件。

在以上结构中，主要需求是构造由实现为硬件的IIR滤波器形成的噪声消除信号处理部分6A，以便能够生成用于消除中频和高频范围中的噪声的噪声消除用音频信号。因此，与希望针对包括低频范围的整个声音频率范围执行噪声消除时相比，据此促进了所需资源量的减少。另外，作为硬件资源减少的结果，噪声消除信号处理部分6A的功耗也减小。这导致噪声消除系统的功耗减小，并且当噪声消除系统例如利用电池供电时，电池的寿命将延长。

同时，如前所述，执行适合于采样频率1fs的数字信号处理的噪声消除信号处理部分6与适合于采样频率8fs的噪声消除信号处理部分6A相比，在操作数目方面具有高处理性能。因此，噪声消除信号处理部分6可以由DSP形成而不会有问题。因此，例如，如果噪声消除信号处理部分6被形成为DSP的一个功能，则变得容易改变滤波器特性的设置。就是说，关于信号处理的灵活性得到改进。

如前所述，首先，图5C的结构消除了由于噪声消除用音频信号的延迟而导致的噪声消除性能恶化的问题。另外，关于由硬件逻辑形成并且适合于采样频率8fs的噪声消除信号处理部分6A，实现了资源的进一步减少，并且获得关于噪声消除信号处理的高灵活性。

基于以上优势，发明人得出以下结论：图5C所示模型形式当前将是噪声消除系统的最优形式。就是说，根据本发明一个实施例的噪声消除系统被构造，以便包括基于图5C所示模型形式的用于噪声消除用音频信号的系统。

在图5C的结构中，在噪声消除信号处理部分6A一侧的系统执行针对中频和高频范围的主要噪声消除信号处理，而在噪声消除信号处理部分6一侧的系统执行以辅助方式针对低频范围执行辅助噪声消除信号处理。

如前所述，考虑到例如成本、基板表面面积等等，希望以硬件实现的噪声消除信号处理部分6A被形成为小规模电路，同时尽可能地减少资源。

如所指的，发明人在假设需要尽可能地减小涉及噪声消除信号处理部分6A的资源的情况下作了一项研究，其优先考虑减小例如噪声消除系统的成本、大小和重量。结果，发明人设想出图5D所示结构，其具有与图5C的结构相同的模型形式，但是其中噪声消除信号处理部分6负责主要噪声消除信号处理，而噪声消除信号处理部分6A负责辅助噪声信号处理。

在该结构中，首先，噪声消除信号处理部分6例如被配置为消除希望执行噪声消除的整个声音频率范围内的中频和低频范围中的噪声。就是说，噪声消除信号处理部分6没有被配置用于消除难以对其获得有效的噪声消除效果的某一级别之上的高声音频率范围中的噪声。同时，噪声消除信号处理部分6A例如被形成为用于对输入信号执行增益控制的增益控制电路，或者被配置用于基于若干样本的值计算移动平均值。这种由噪声消除信号处理部分6A执行的信号处理操作对应于补充针对高频范围的噪声消除信号处理(即针对高频范围的噪声消除用音频信号的生成)，其中例如不包含噪声消除信号处理部分6。

在图5D所示结构中，噪声消除信号处理部分6A可以由例如只具有若干抽头的FIR滤波器构成。就是说，所需资源非常少，并且实际硬件结构可以按小规模以及低成本实现。

如以上参考图5C和5D所述，在本实施例中，用于执行噪声消除信号处理的系统由两个系统构成，它们各自执行适合于不同采样频率的数字信号处理。因此，不管以数字方式执行信号处理这一事实，硬件资源和电路规模被减小到一定级别或更低，并且实现了关于噪声消除信号处理的设置灵活性。

本实施例所基于的图5A和5B与图5C和5D之间的基本区别在于，图5A和5B所示结构仅具有一个适合于采样频率1fs或采样频率8fs并且执行数字信号处理以实现噪声消除信号处理(即噪声消除用音频信号的生成)的系统，而图5C和5D所示结构具有两个分别同时执行适合于采样频率1fs的数字信号处理和适合于采样频率8fs的数字信号处理以实现噪声消除信号处理的系统。换言之，在图5A和5B所示结构中，噪声消除信号处理是由适合于单个特定采样频率的数字信号处理来实现的，而在图5C和5D所示结构中，噪声消除信号处理是由两种由适合于不同采样频率的两个系统执行的数字信号处理来实现的。注意，图4所示结构等同于图5A的结构，因此落在前者类型结构的范畴内。而且，注意，在后者类型的结构中，从适合于两个采样频率中的较低采样频率(即1fs)的系统输出的信号经历上采样(内插)，以便具有两个采样频率中的较高采样频率(即8fs)，并且经由该上采样得到的信号与从适合于两个采样频率中的较高采样频率的系统输出的信号相组合，从而组合信号被输出。

在下文中，关于噪声消除信号处理系统，基于以上结构差别，对应于图5A和5B(以及图4)的前者类型的结构将被称为“单路径”，而对应于图5C和5D的后者类型的结构将被称为“双路径”。

下面将描述基于图5C和5D的模型结构的根据本发明实施例的噪声消除系统的结构的更具体示例。

首先，图6是示出根据本发明第一实施例的噪声消除系统的示例性结构的框图。注意，在图6中，在图4中具有其对应部件的组件被分配其与图4中的对应部件相同的标号，并且参考图4已经提供并且同样应用于图6的描述将被省略。还要注意，如图4所示噪声消除系统那样，图6所示噪声消除系统也具有基于前馈系统的结构，并且对应于两个(L和R)立体声声道之一。

在该以及随后的实施例中还假设参考采样频率fs为44.1kHz，其对应于诸如CD之类数字音频源的采样频率。

首先，在根据该实施例的噪声消除系统中，对应于图4所示A/D转换器50、DSP 60和D/A转换器70的部件被包含在大规模集成(LSI)600内，该LSI 600是作为单个集成电路部件的物理组件。

LSI 600内部被大致分为两个信号处理部分，即模拟块700和数字块800。

模拟块700接受并输出模拟信号，并据此包括Δ∑调制器4和功率驱动电路10，其中Δ∑调制器4作为A/D转换器50中的第一级，而功率驱动电路10作为D/A转换器70中的最后一级。在图6中，模拟块700还包括电源部分22和振荡器21。电源部分22向LSI 600中的电路提供具有预定电压的直流功率。振荡器21使用例如从LSI 600的晶体振荡器提供的信号来输出用于LSI 600中的电路(即模拟块700和数字块800)的时钟(CLK)。本实施例中假设时钟频率为1024fs。

作为用于提供对应于A/D转换器50、DSP 60和D/A转换器70的功能的部件，数字块800包括接受和输出数字信号的部件，例如除了Δ∑调制器4和功率驱动电路10之外的部件。

模拟块700和数字块800是通过不同工艺制造的芯片。就是说，在该实施例中的LSI 600是通过封装至少对应于模拟块700的芯片和对应于数字块800的芯片来构成的。

由于当前模拟电路和数字电路有时被制造为单个芯片，因此将模拟块700和数字块800制造为单个芯片也是可能的。简言之，在本实施例中，考虑到例如制造效率或其他条件，模拟块700和数字块800可以被形成为单独的芯片或者被形成为单个芯片。

下面将描述图6所示噪声消除系统中的功能块的配置。

首先，由于该噪声消除系统是根据前馈系统的，因此麦克风2F被附接到头戴式耳机单元1c的外壳外部。通过该麦克风2F拾取声音而获得的信号被放大器3放大以被转换成模拟音频信号。该模拟音频信号被输入到LSI 600。更具体而言，模拟音频信号首先被输入到模拟块700内的Δ∑调制器4，并在其中被转换为例如采样频率为64fs且量化比特率为1比特(即具有[64fs，1比特]形式)的数字信号。在此情况下，从Δ∑调制器4输出的数字信号被输入到开关SW1的两个输入端子之一。

为了提供可扩展性，根据本实施例的噪声消除系统被配置为也接受来自数字麦克风的输入。因此，LSI 600能够接受来自数字麦克风的数字音频信号。

数字麦克风例如是由至少麦克风和Δ∑调制器构成的单元，所述Δ∑调制器用于将该麦克风通过拾取声音获得的信号转换成由比特序列构成的数字音频信号。该从数字麦克风输出的信号被输入到开关SW1的另一输入端子。

开关SW1有选择地将两个输入端子之一连接到输出端子，从而执行切换。输出端子被连接到数字块800中的抽取滤波器5A的输入。

在任一情况下，由于该噪声消除系统是根据前馈系统的，因此从开关SW1输出的信号是基于在头戴式耳机外壳外部拾取的声音的数字音频信号。从开关SW1输出的数字音频信号被输入到抽取滤波器5A。

抽取滤波器5A与在后一级的抽取滤波器5B串联连接，并且这两个抽取滤波器5A和5B对应于图4中的抽取滤波器5。抽取滤波器5A和5B中的每一个被配置为执行抽取，从而输出信号的采样频率是输入信号的采样频率的1/8。因此，串联连接的抽取滤波器5A和5B组合形成抽取，以使得从抽取滤波器5B输出的信号的采样频率是输入到抽取滤波器5A的信号的采样频率的1/64(1/8×1/8)。换言之，如同抽取滤波器5，滤波器5A和5B的抽取相组合，以将采样频率为64fs的输入信号转换成采样频率为1fs的输出信号。

虽然抽取滤波器5A具有固定的滤波器特性，但是抽取滤波器5B被配置为允许其滤波器特性可变，随后将对此进行描述。

首先，抽取滤波器5A使得采样频率为64fs并且量化比特率为1比特的输入信号经历所谓的抽取过程，并输出所产生的信号，其中所述抽取过程根据与采样周期相对应的预定抽取样式选择性地消除数据，从而将输入信号转换成采样频率为8fs并且量化比特率为24比特的信号。就是说，关于涉及采样频率的处理，抽取滤波器5A执行1/8抽取(下采样)。从抽取滤波器5A输出的信号被输入到抽取滤波器5B以及噪声消除信号处理部分6A。

噪声消除信号处理部分6A由数字滤波器构成，并且如下所述，生成采样频率为8fs并且量化比特率为24比特的噪声消除用音频信号，并将该噪声消除用音频信号输出到组合器12。

注意，在根据本实施例的噪声消除系统中，DSP 60中的噪声消除信号处理部分6也生成如下所述的噪声消除用音频信号。

如所指的，为了彼此区分这两种噪声消除用音频信号，由噪声消除信号处理部分6生成的噪声消除用音频信号在下文中被称为“第一噪声消除用音频信号”，而由噪声消除信号处理部分6A生成的噪声消除用音频信号在下文中被称为“第二噪声消除用音频信号”。

如同上述抽取滤波器5A，抽取滤波器5B执行1/8下采样。就是说，抽取滤波器5B将采样频率为8fs并且量化比特率为24比特的输入信号转换成例如采样频率为1fs并且量化比特率为16比特的PCM(脉冲编码调制)信号，并且输出所产生的PCM信号到DSP 60。

DSP 60被提供作为用于接受基于麦克风2F拾取的声音获得的数字音频信号和数字音频源的音频信号的单元，并使得这两种信号中的每一种经历所需信号处理。在该实施例中，DSP 60被配置为能够执行适合于例如采样频率为1fs并且量化比特率为16比特的PCM信号的形式的信号处理。

DSP 60的执行该信号处理的能力是通过编程实现的。其程序作为指令数据被存储在例如闪存16中。DSP 60在合适时从闪存16读取所需指令，并执行这些指令以适当地执行信号处理。

在根据本实施例的DSP 60中，首先，噪声消除信号处理部分6使用从抽取滤波器5B输入的信号生成第一噪声消除用音频信号。噪声消除信号处理部分6由数字滤波器形成。

声音分析处理部分62取得从抽取滤波器5B输入的信号，并对该信号执行预定声音分析过程。根据该分析的结果，声音分析处理部分62能够改变充当数字块800中的特定功能部件的数字滤波器的特性的设置。

首先，声音分析处理部分62能够改变充当噪声消除信号处理部分6的数字滤波器的滤波器特性的设置，所述噪声消除信号处理部分6像声音分析处理部分62本身一样被包含在DSP 60中。

声音分析处理部分62还能够改变充当噪声消除信号处理部分6A的数字滤波器的滤波器特性的设置。

声音分析处理部分62还能够改变充当抽取滤波器5B的数字滤波器的滤波器特性的设置。

声音分析处理部分62还能够改变充当内插滤波器7中的反镜像(anti-imaging)滤波器7b的数字滤波器的滤波器特性的设置。

在准备改变以上数字滤波器的滤波器特性的过程中，滤波器特性表被预先存储在闪存16中。对应于以上分析的结果的滤波器特性被从该滤波器特性表中读取。然后，对应于读取的滤波器特性的参数(例如抽头数目和系数)被设置以形成数字滤波器，以便具有所需特性。

此外，用于保存滤波器特性表的空间例如位于RAM 15中。声音分析处理部分62能够通过基于分析结果等执行操作等来生成新的滤波器特性并将生成的滤波器特性存储在RAM 15中的滤波器特性表中。当声音分析处理部分62能够自适应地根据分析结果生成滤波器特性时，关于在数字滤波器中设置的特性的灵活性和适应性被进一步提高，并且更好的噪声消除效果将获得。

此外，均衡器61可被用于对输入到如下所述的均衡器61的数字音频源的信号执行音频相关的控制、校正等等(例如音调控制)并输出所产生的信号。

从DSP 60中的噪声消除信号处理部分6输出的第一噪声消除用音频信号(1fs和16比特)被输入到内插滤波器7。内插滤波器7执行八倍频采样频率为1fs并且量化比特率为16比特的输入信号的采样频率的过程，从而将输入信号转换成采样频率为8fs并且量化比特率为24比特的信号，并将所产生的信号输出到组合器12。这里，内插滤波器7由过采样电路7a和反镜像滤波器7b构成。就是说，在内插滤波器7中，采样频率为1fs并且量化比特率为16比特的输入信号被过采样电路7a转换成[8fs，24比特]形式，并且所产生的信号经历反镜像滤波器7b中的信号处理，以便消除图像频率分量，例如高于采样频率8fs的一半的频率分量。

在该实施例中，数字音频源的音频信号穿过PCM接口13并且具有[1fs，16比特]形式，并被输入到DSP 60。该信号还被提供到开关SW2的两个输入端子之一。在DSP 60中，均衡器61对数字音频源的输入信号执行预定过程(例如均衡)，并且所产生的信号被输入到开关SW2的输入端子中的另一个。

开关SW2有选择地将两个输入端子之一连接到输出端子，从而执行切换。开关SW2的输出端子被连接到内插滤波器14的输入。因此，开关SW2在如下两条路径之间切换：一条路径是从PCM接口13输出的数字音频源的信号被输入到内插滤波器14而不经过DSP 60的路径，另一条路径是从PCM接口13输出的数字音频源的信号在经过DSP 60之后被输入到内插滤波器14的路径。

如上所述，来自数字音频源的采样频率为1fs并且量化比特率为16比特的数字音频信号被输入到内插滤波器14。内插滤波器14对该输入信号执行八倍频采样频率的过程，从而将该信号转换成[8fs，24比特]形式，并将所产生的信号输出到组合器12。

在该实施例中，组合器12接受并组合数字音频源的音频信号、从噪声消除信号处理部分6输出并经过内插滤波器7的第一噪声消除用音频信号以及从噪声消除信号处理部分6A输出的第二噪声消除用音频信号，所有这些信号都具有[8fs，24比特]形式。

因此，从组合器12输出的音频信号由数字音频源的音频信号与组合噪声消除用音频信号的组合构成，其中所述组合噪声消除用音频信号由第一和第二噪声消除用音频信号的组合构成。

该音频信号首先在噪声整形器8中经历噪声整形以被转换成采样频率为16fs并且量化比特率为4比特的数字信号，并且所产生的数字信号在PWM电路9中经历PWM调制，以被转换成采样频率为512fs并且量化比特率为1比特的数字信号。然后，所产生的由比特序列构成的数字信号并输入到设置在模拟块700中的功率驱动电路10，并在其中被转换成放大的模拟信号。放大的模拟信号通过LSI 600外部的电容器C1和滤波器11被提供到驱动器1a。

输入到功率驱动电路10的信号还可以被输出到外部(到外部的1比特输出)。

下面将比较图6所示根据本实施例的噪声消除系统的结构与图4所示的结构。

在图6的结构中，对应于图4的系统的用于被用于噪声消除的信号的系统由Δ∑调制器4、(开关SW1)、抽取滤波器5A、抽取滤波器5B、DSP 60(即噪声消除信号处理部分6)、内插滤波器7、组合器12、噪声整形器8、PWM电路9、功率驱动电路10、滤波器11、电容器C1和驱动器1a构成，所有这些组件按所述顺序布置。该系统被用于生成第一噪声消除用音频信号并将其经由驱动器1a作为声音输出。另外，图6所示噪声消除系统具有噪声消除信号处理部分6A。换言之，图6所示噪声消除系统具有用于被用于噪声消除的信号的另一系统，其中从输出自抽取滤波器5A的信号生成第二噪声消除用音频信号并输出到组合器12。因此，根据本实施例的噪声消除系统具有两个系统，这两个系统基于麦克风2F通过拾取声音获得的信号来生成噪声消除用音频信号。

具体而言，在DSP 60中具有用于生成第一噪声消除用音频信号的噪声消除信号处理部分6的系统(该系统在下文中被称为“第一噪声消除用信号处理系统”)中，信号按顺序穿过抽取滤波器5A、抽取滤波器5B、噪声消除信号处理部分6、内插滤波器7和组合器12。相反，在具有用于生成第二噪声消除用音频信号的噪声消除信号处理部分6A的系统(该系统在下文中被称为“第二噪声消除用信号处理系统”)中，信号按顺序穿过抽取滤波器5A、噪声消除信号处理部分6A和组合器12。就是说，在类似于图4所示噪声消除系统的第一噪声消除用信号处理系统中，信号在A/D转换一侧穿过抽取滤波器(5A和5B)并在D/A转换一侧穿过内插(过采样)滤波器7。同时，在第二噪声消除用信号处理系统中，信号穿过接受和输出采样频率为8fs的信号的抽取滤波器5A和噪声消除信号处理部分6A，而不穿过抽取滤波器5B或内插滤波器7。然后，通过第一和第二噪声消除用信号处理系统获得的信号通过组合器12被组合以获得组合的噪声消除用音频信号。

以上结构没有不同于以上参考图5C和5D所述的噪声消除信号处理系统的“双路径”结构。

根据本实施例的噪声消除系统具有第一和第二噪声消除用信号处理系统并因而具有双路径结构，该噪声消除系统可以具有两种不同的分别对应于图5C和5D的模型结构的基本模式。这两种基本模式在分配给第一和第二噪声消除用信号处理系统的功能和角色方面有所不同。这里，这两种功能模式下面将被描述。

图7示出图6所示噪声消除系统的一部分，该部分由抽取滤波器5A、抽取滤波器5B、噪声消除信号处理部分6A、DSP 60中的噪声消除信号处理部分6、内插滤波器7和组合器12构成。参考图7，下面两种功能模式之一(即第一功能模式)将被描述。

如图7所示，在第一功能模式中，属于对应于图4的结构的第一噪声消除用信号处理系统的噪声消除信号处理部分6被用作主要处理部分，而属于第二噪声消除用信号处理系统的噪声消除信号处理部分6A被用作辅助处理部分。该模式对应于图5D的结构。

在此情况下作为主要处理部分进行操作的噪声消除信号处理部分6中的数字滤波器被配置为执行针对希望对其执行噪声消除的整个声音频率范围之中低于可以获得有效的噪声消除效果的某一级别的频率范围的噪声消除信号处理，如前所述。就是说，因为具有噪声消除信号处理部分6的第一噪声消除用信号处理系统包括抽取滤波器5B和内插滤波器7并因此导致极大信号延迟，因此期望第一噪声消除用信号处理系统对于高于所述级别的频率范围实现有效的噪声消除效果是不合理的。因此，第一噪声消除用信号处理系统被配置用于生成针对低于某一级别的中频和低频范围的噪声消除用音频信号，而忽略高于该级别的频率范围。

除此之外，作为辅助处理部分操作的噪声消除信号处理部分6A中的数字滤波器被配置用于生成具有用于消除高频范围中的噪声的特性的噪声消除用音频信号。

结果，由组合器12通过组合从主要处理部分和辅助处理部分输出的两个噪声消除用音频信号生成的组合噪声消除用音频信号用于在希望对其执行噪声消除的整个声音频率范围上实现有效的噪声消除。

如上所述，第一功能模式被配置为使得第一噪声消除用信号处理系统实现针对中频和低频范围的噪声消除，而导致相对轻微信号延迟的第二噪声消除用信号处理系统以辅助方式操作以消除高频范围中的噪声，对于该高频范围，利用第一噪声消除用信号处理系统难以实现有效的噪声消除效果。就是说，将被消除的噪声的频率范围在第一和第二噪声消除用信号处理系统(即噪声消除信号处理部分6A和6)之间被划分。

在此情况下，如以上参考图5D所述，噪声消除信号处理部分6A可以利用简单的硬件结构形成，例如通过简单的增益控制电路或用于利用具有若干抽头的FIR滤波器计算移动平均值的电路。因此，例如实现了资源和电路规模的极大减小。同时，在此情况下，DSP 60中的噪声消除信号处理部分6无需被配置用于实现针对高频范围的有效噪声消除，因此据此可以减少资源。这在处理容量方面也具有优势。此外，该简化结构将使得更容易设计用作噪声消除信号处理部分6和6A的滤波器。

接下来，参考图8，下面将描述第二功能模式。注意，在图8中，在图7中具有其对应部件的组件被分配与图7中的对应部件相同的标号，并且其描述将省略。

在第二功能模式中，与以上参考图7所描述的第一功能模式相对照，第二噪声消除用信号处理系统充当主要信号处理系统，而第一噪声消除用信号处理系统充当辅助信号处理系统。据此，属于第二噪声消除用信号处理系统的噪声消除信号处理部分6A用作主要处理部分，而属于第一噪声消除用信号处理系统的噪声消除信号处理部分6用作辅助处理部分。就是说，该模式对应于图5C的结构。

如以上参考图5C所述，关于角色划分，用作主要处理部分的噪声消除信号处理部分6A被配置用于生成用于消除希望对其执行噪声消除的整个声音频率范围中的中频和高频范围中的噪声的噪声消除信号，而用作辅助处理部分的噪声消除信号处理部分6被配置用于生成用于消除希望对其执行噪声消除的整个声音频率范围中的低频范围中的噪声的噪声消除信号。

在此情况下，由组合器12通过组合从主要处理部分和辅助处理部分输出的两个噪声消除用音频信号生成的组合噪声消除用音频信号用于在希望对其执行噪声消除的整个声音频率范围上执行有效的噪声消除。

注意，当实际构造根据本实施例的噪声消除系统时，取决于噪声消除系统所需的各种条件(例如成本和规格)，第一功能模式和第二功能模式中的一种适当的功能模式可以被采用。从以上图5C和5D的描述可以理解，当优先考虑降低成本和电路规模时，第一功能模式优先采用。同时，由硬件实现的噪声消除信号处理部分6A在其中负责主要信号处理的第二功能模式可以实现更好的噪声消除效果。因此，当优先考虑提供高质量的再现声音时，采用第二功能模式是有效的。

这里，下面将描述与根据本实施例的噪声消除系统中的数字块800中用于噪声消除的信号处理系统相关的特定功能电路部件中采用的数字滤波器的结构。

例如，在图4所示噪声消除系统中，抽取滤波器5(5A和5B)和内插滤波器7由线性相位FIR滤波器构成。如上所述，这基于以下概念：由于将被处理的信号是音频信号，因此例如通常需要防止根据频率发生相位失真。

虽然线性相位FIR滤波器的使用导致在信号的输入和输出之间发生群组延迟，但是这没有造成诸如A/D转换器和D/A转换器之类现有设备的问题，因为它们被希望用于再现(记录)用户主动尝试收听的音频源的声音。例如，在音频源的声音被再现的情况下，即使音频源的信号到信号处理设备的输入和声音的再现之间的信号处理导致极大延迟，用户也可以收听正常再现并连续输出的声音。因此，当用户再现将收听的音频源的声音时，由信号处理导致的延迟不会造成问题。

但是，如果现有设备被用于噪声消除系统中而不被用于再现音频源的声音，由于这些设备造成的群组延迟则会产生问题，从而使得无法或难以获得用于消除外部声音的相位。

图6所示的根据本发明一个实施例的噪声消除系统首先通过提供包括噪声消除信号处理部分6A而不具有抽取滤波器5B或内插滤波器7的第二噪声消除用信号处理系统而解决了该问题。

但是，希望由于第一噪声消除用信号处理系统中的抽取滤波器5(5A和5B)和内插滤波器7导致的极大信号延迟可以被减小，因为减小噪声消除效果的因素从而据此被减小，从而噪声消除效果被增强。

如所指的，在本实施例中，作为一个示例，如图6所示作为内插滤波器7中的抽取滤波器5B和反镜像滤波器7b的数字滤波器被形成为最小相位FIR滤波器。

基本上，最小相位FIR滤波器可以通过在抽头一侧(即最靠近输入)在抽头系数处设置峰值来形成，从而最小相位获得，作为FIR数字滤波器系统。

例如，关于分别具有相同抽头数目的线性相位FIR数字滤波器和最小相位FIR数字滤波器的特性，冲激响应波形现在将被比较。首先，在线性相位FIR数字滤波器的情况下，其峰值在输入之后的某一固定时刻获得。这意味着响应于输入的输出具有对应于抽头数目(即滤波器阶数)的固定时间的延迟(群组延迟)。相反，在最小相位FIR数字滤波器的情况下，在输入之后的短时间内获得峰值，所述短时间例如对应于若干抽头。就是说，在最小相位FIR数字滤波器中，响应于输入的输出延迟(即输入-输出延迟)与线性相位FIR数字滤波器相比非常短，尽管两种滤波器都是FIR数字滤波器。

因此，当最小相位FIR滤波器被用作内插滤波器7中的反镜像滤波器7b和抽取滤波器5B时，其中引起的信号延迟大大减小，从而信号延迟的大多数因素被消除。结果，第一噪声消除用信号处理系统被期望实现更好的噪声消除能力。

注意，众所周知，最小相位FIR滤波器导致根据频率的相位失真。因此，在音频信号的情况下，由相位失真导致的声音质量恶化是不可避免的。这正是线性相位FIR数字滤波器被用于针对音频信号设计的A/D转换器和D/A转换器的原因。

在此情况下被处理的信号是音频信号，但是它例如是将被消除的外部声音的音频信号。该音频信号所需的保真度与音频源等的音频信号相比相当低。此外，可以实际上对其实现大消除效果的声音分量是那些低频范围内的声音分量，因此考虑到设备特性等等，在达到几kHz频率范围内有效工作的噪声消除对于实际应用被认为是足够的。从这个角度，抽取滤波器5B和反镜像滤波器7b例如形成为最小相位FIR滤波器不会导致声音质量出现大问题。

注意，在前面描述中，分别作为抽取滤波器5和内插滤波器7的组件的抽取滤波器5B和反镜像滤波器7b不是由最小相位FIR滤波器构成的。就是说，这些部件是由线性相位FIR滤波器构成的。

这是因为，作为抽取滤波器5和内插滤波器7所导致的信号延迟的因素，抽取滤波器5B和反镜像滤波器7b分别是主要的。因此，即使线性相位FIR滤波器在优先考虑再现声音的质量等的情况下被用于抽取滤波器5A和反镜像滤波器7b，在包括噪声消除信号处理部分6的信号处理系统中导致的信号延迟也不会产生大问题。

如前所述，为了减小输入和输出之间导致的信号延迟，利用无限冲激响应(IIR)滤波器来形成抽取滤波器5B和反镜像滤波器7b也是合理的。IIR滤波器的冲激响应波形还显示出这样的特性：在输入之后的短时间内获得峰值，所述短时间例如对应于若干抽头。就是说，IIR滤波器的输入-输出延迟非常短。因此，与利用最小相位FIR滤波器的情况相同，将抽取滤波器5B和反镜像滤波器7b形成为IIR滤波器使得在第一噪声消除用信号处理系统中导致的信号延迟减小。

作为第一噪声消除用信号处理系统中的DSP 60中的噪声消除信号处理部分6的数字滤波器可以由线性相位FIR滤波器或IIR滤波器形成。注意，作为噪声消除信号处理部分6的线性相位FIR滤波器或IIR滤波器是由根据例如程序(指令)操作的DSP 60实现的功能电路。

注意，在第一功能模式的情况下，噪声消除信号处理部分6作为主要处理部分工作，考虑到实现例如资源减少，优选地，即使IIR滤波器是通过编程实现的DSP 60的信号处理能力，也由IIR滤波器形成噪声消除信号处理部分6。

属于第二噪声消除用信号处理系统的作为噪声消除信号处理部分6A的数字滤波器被实现在用于生成噪声消除信号的专用硬件中。除此之外，噪声消除信号处理部分6A由线性相位FIR滤波器或IIR滤波器构成。

但是，注意，在第二功能模式的情况下，第二噪声消除用信号处理系统(即噪声消除信号处理部分6A)充当主要系统而第一噪声消除用信号处理系统(即噪声消除信号处理部分6)充当辅助系统，目前优选地，噪声消除信号处理部分6A用IIR滤波器形成，以便实现好的噪声消除效果，同时减少所需资源，如上面参考图5C所述。

除此之外，在采用第二功能模式的情况下，希望以硬件实现的噪声消除信号处理部分6A的特性设置也可以在一定范围内改变。在此情况下，与在DSP 60中的噪声消除信号处理部分6的特性设置可以单独改变时相比，噪声消除信号处理可以更自适应性地被执行。

在IIR滤波器被用在噪声消除信号处理部分6A中的情况下，可以按例如以下方式实现滤波器特性的改变。

首先，与形成噪声消除信号处理部分6A的数字滤波器相同，多个第二阶IIR滤波器被提供。这里，考虑到操作步骤的实际数目等等，五个IIR滤波器65-1、65-2、65-3、65-4和65-5被准备作为第二阶IIR滤波器。除此之外，如何连接这些IIR滤波器65-1到65-5的适当样式是根据噪声消除信号处理部分6A中所需的特性从图9到15所示的样式中选出的。

图9示出IIR滤波器65-1、65-2、65-3、65-4和65-5串联连接的样式。在此情况下，信号首先被输入到第一级的IIR滤波器65-1，并且信号从最后一级的IIR滤波器65-5输出。

图10示出由串联连接的IIR滤波器65-1、65-2、65-3和65-4构成的系统与仅由IIR滤波器65-5构成的系统被并联布置的样式。在此情况下，信号被输入到两个系统，并且来自两个系统的输出通过组合器66被组合，并从而从噪声消除信号处理部分6A输出。

图11示出由串联连接的IIR滤波器65-1、65-2和65-3构成的系统与由串联连接的IIR滤波器65-4和65-5构成的系统被并联布置的样式。在此情况下，信号被输入到两个系统，并且来自两个系统的输出通过组合器66被组合，并从而从噪声消除信号处理部分6A输出。

图12示出由串联连接的IIR滤波器65-1、65-2和65-3构成的系统、仅由IIR滤波器65-4构成的系统和仅由IIR滤波器65-5构成的系统被并联布置的样式。在此情况下，输入信号被输入到这三个系统，并且来自三个系统的输出通过组合器66被组合，并从而从噪声消除信号处理部分6A输出。

图13示出由串联连接的IIR滤波器65-1和65-2构成的系统、由串联连接的IIR滤波器65-3和65-4构成的系统和仅由IIR滤波器65-5构成的系统被并联布置的样式。在此情况下，输入信号被输入到这三个系统，并且来自三个系统的输出通过组合器66被组合，并从而从噪声消除信号处理部分6A输出。

图14示出由串联连接的IIR滤波器65-1和65-2构成的系统、仅由IIR滤波器65-3构成的系统、仅由IIR滤波器65-4构成的系统和仅由IIR滤波器65-5构成的系统被并联布置的样式。在此情况下，输入信号被输入到这四个系统，并且来自四个系统的输出通过组合器66被组合，并从而从噪声消除信号处理部分6A输出。

图15示出IIR滤波器65-1、IIR滤波器65-2、IIR滤波器65-3、IIR滤波器65-4和IIR滤波器65-5被并联布置的样式。在此情况下，输入信号被输入到所有五个滤波器，并且来自这五个滤波器的输出通过组合器66被组合，并从而从噪声消除信号处理部分6A输出。

注意，图9到15所示结构可以通过利用诸如序列发生器之类的技术沿时间轴重用相同的硬件资源来利用最少的硬件资源实现。

如上所述，在第一功能模式被采用的情况下，优选地，DSP 60中的噪声消除信号处理部分6由IIR滤波器构成。当噪声消除信号处理部分6由IIR滤波器构成时，以上参考图9到15所述结构可以通过编程DSP 60而被采用。

图16示出在第一功能模式被用于根据本实施例的噪声消除系统并且图9所示样式被用于DSP 60中的噪声消除信号处理部分6的情况下，如何在IIR滤波器65-1到65-5中的每一个中设置特性的示例。

在此情况下，首先，在第一级的IIR滤波器65-1具有作为用于向输入信号提供增益并输出所产生的信号的增益设置电路的功能。这里增益系数(Gain)被设置为0.035。

在第二到第五(最后)级的IIR滤波器65-2到65-5中的每一个具有作为所谓的参数均衡器的功能。关于均衡器特性，中央频率fc 20Hz、Q值0.4和增益值G 28dB被设置用于IIR滤波器65-2；中央频率fc 800Hz、Q值0.6和增益值G 12dB被设置用于IIR滤波器65-3；中央频率fc10000Hz、Q值3.2和增益值G-21dB被设置用于IIR滤波器65-4；并且中央频率fc 18500Hz、Q值2.5和增益值G-16dB被设置用于IIR滤波器65-5。

虽然图中未示出，但是根据噪声消除信号处理部分6的以上配置，噪声消除信号处理部分6A被配置为充当增益控制电路。其增益系数被设置为例如0.012。

图21A和21B是示出具有图4所示结构(设计)的噪声消除系统(即具有单路径结构的噪声消除系统)的特性与具有图6所示结构(设计)的根据本实施例的噪声消除系统(即具有双路径结构的噪声消除系统)的特性之间的比较结果的波特图。图21A的波特图示出具有图4所示单路径结构的噪声消除系统的频率-增益特性和频率-相位特性，而图21B的波特图示出具有图6所示双路径结构的噪声消除系统的频率-增益特性和频率-相位特性。为了实现图21B所示特性，假设最小相位FIR滤波器被用于作为图6中的抽取滤波器5B和反镜像滤波器7b的数字滤波器，而噪声消除信号处理部分6A利用IIR滤波器构成。

这里例如假设根据前馈系统的噪声消除系统所需的目标频率-增益特性是图21A和21B中示出频率-增益特性的图中用虚线表示的特性。注意，关于用虚线表示的目标特性，频率的上限被设置在大约2kHz，因为实际经历噪声消除的声音的频率范围最大到大约2kHz。在图21B所示频率-增益特性中，增益连续维持在高于某一级别，直至靠近100kHz，而在图21A所示频率-增益特性中，增益在20kHz附近迅速减小。这是因为：由于具有图4所示结构的噪声消除系统仅对具有采样频率1fs的信号执行噪声消除过程。因此高于被表示为fs/2的采样频率的频率范围被消除，以免基于采样定理而出现假信号。注意，由于在此情况下fs被假设为44.1kHz，因此图21A所示频率-增益特性代表高于22.05kHz的频率范围已被减小的结果。

这里，图21A和图21B将被例如彼此比较。首先，两幅图上在到达大约2kHz的频率范围中频率-增益特性几乎是相同的，该频率范围内的噪声实际被消除。另一方面，关于频率-相位特性，在图21B(对应于双路径结构)中大约2kHz到大约10kHz的范围内获得非常接近0deg.的值，而在图21A(对应于单路径结构)中，大约2kHz到大约10kHz的相同范围内值波动得非常强烈，以至于发生绝对值大约100deg.的相位旋转。如上所示，根据本实施例的噪声消除系统实际上产生信号的相位旋转大大减小的效果。因此，不考虑是数字系统这一事实，根据本实施例的噪声消除系统实际上能够产生实际上充分的噪声消除效果。

图17示出根据本发明第二实施例的噪声消除系统的示例性结构。注意，在图17中，在图6(对应于第一实施例)中具有对应部件的组件被分配与图6中的对应部分相同的标号，并省略其描述。

如以上参考图1到3所述，用于头戴式耳机设备的噪声消除系统被大体上分成前馈系统和反馈系统。上述第一实施例具有基于前馈系统的结构。本发明不仅可应用于前馈系统，还可应用于反馈系统。因此，基于反馈系统(其模型在图1A和1B中示出)的噪声消除系统的示例性结构将被描述为第二实施例。

在反馈系统的情况下，如图17所示，麦克风2B被布置在头戴式耳机单元1c内的位置上，以使得从驱动器1a输出的声音可以在佩戴该头戴式耳机的用户的耳朵附近被拾取。

由该位置上的麦克风2B拾取的声音不仅包括从驱动器输出的声音，还包括入侵到头戴式耳机设备外壳中并且将到达佩戴该头戴式耳机的用户的耳朵的外部声音分量。以上述方式拾取的声音信号被放大器3A放大以转换成模拟音频信号。然后，模拟音频信号被输入到LSI 600中的模拟块700中的Δ∑调制器4A，以转换成采样频率为64fs并且量化比特率为1比特的数字音频信号。该数字音频信号通过开关SW11被输入到数字块800中的抽取滤波器5-1中的抽取滤波器5C。

同样在此情况下，数字麦克风输入被与麦克风2B并行提供，以便提供可扩展性。开关SW11可被用于在从该数字麦克风输入提供的数字音频信号和最初来自麦克风2B的从Δ∑调制器4A输出的数字音频信号之间选择。

抽取滤波器5-1是用于对在根据反馈系统的噪声消除信号处理系统中通过A/D转换获得的[64fs，1比特]形式的信号执行抽取的滤波器，从而信号的采样频率被改变到适合于数字块800中的信号处理的采样频率。抽取滤波器5-1对应于图6中的抽取滤波器5。构成抽取滤波器5-1的抽取滤波器5C和5D分别对应于图6中的抽取滤波器5A和5B。作为抽取滤波器5C的抽取结果获得的采样频率为8fs的信号被输入到噪声消除信号处理部分6B和抽取滤波器5D。作为抽取滤波器5D的抽取结果获得的采样频率为1fs的信号被输入到DSP 60中的噪声消除信号处理部分6。噪声消除信号处理部分6B被设置在适合于反馈系统的第二噪声消除信号处理系统中，并且对应于图6中的噪声消除信号处理部分6A。

在该实施例中，噪声消除信号处理部分6和6B中的每一个向输入的信号提供所需特性，从而生成具有用于消除将到达佩戴该头戴式耳机的用户的耳朵(对应于驱动器1a)的外部声音的特性的声音的音频信号，作为噪声消除用音频信号。一般而言，该过程对应于向拾取的声音的信号提供用于噪声消除的传输函数-β的过程。

注意，以上参考第一实施例描述的第一和第二功能模式的概念和根据第一和第二功能模式的结构也可应用于第二实施例中的噪声消除信号处理部分6和6B。还要注意，在第一实施例中作为噪声消除信号处理部分6和6A的数字滤波器的形式和结构也可应用作为第二实施例中的噪声消除信号处理部分6和6B的数字滤波器的形式和结构。

关于反馈系统，作为第一噪声消除信号处理系统的一部分的DSP 60中的均衡器61的使用对于获得极好的噪声消除效果是有效的。

在此情况下，均衡器61向数字音频源的信号提供基于传输函数1+β的特性。在反馈系统的情况下，从噪声消除信号处理部分6输出的噪声消除用音频信号不仅包括对应于外部声音的分量，还包括对应于从驱动器1a输出并由麦克风2B拾取的数字音频源的声音的分量。就是说，对应于被表示为1/1+β的传输函数的特性被提供到对应于数字音频源的声音的分量。因此，均衡器61被配置为向数字音频源的信号预先提供基于传输函数1+β(其是1/1+β的倒数)的特性。因此，当从内插滤波器14输出的数字音频源的信号通过组合器12与噪声消除用音频信号组合时，以上传输特性1/1+β被消除。因此，从组合器12输出的信号由具有用于消除外部声音的特性的信号分量和对应于数字音频源的原始信号的信号分量的组合构成。

在本实施例中，跟在组合器12后面的组件等同于图6中的对应部件。就是说，从组合器12输出的信号穿过噪声整形器8、PWM电路9和功率驱动电路10以转换成放大的音频信号。然后，该放大的音频信号经由滤波器11和电容器C1被提供到驱动器1a，以驱动驱动器1a输出声音。

如上所述，在反馈系统中，已经侵入到头戴式耳机设备外壳中的外部声音分量和从驱动器输出的声音在佩戴该头戴式耳机的用户的耳朵附近被拾取，从而生成用于噪声消除的信号。然后，该用于噪声消除的信号从驱动器输出，以便包括负反馈。结果，有助于消除外部声音以相对强化数字音频源的声音的声音将到达佩戴该头戴式耳机设备的用户耳朵(对应于驱动器1a)。

如同根据第一实施例的噪声消除系统，上述根据反馈系统的噪声消除系统除了包括DSP 60中的噪声消除信号处理部分6的第一噪声消除信号处理系统之外，还包括具有第二噪声消除信号处理系统，其包括噪声消除信号处理部分6B。因此，该噪声消除系统能够实现与第一实施例类似的效果。

图18示出根据本发明第三实施例的噪声消除系统的示例性结构。注意，在图18中，在图6或17(对应于第一和第二实施例)中具有对应部件的组件被分配与它们在图6或17中的对应部件相同的标号，并省略其描述。

根据第三实施例的噪声消除系统既象根据第一实施例的噪声消除系统那样具有根据前馈系统的系统，还象根据第二实施例的噪声消除系统那样具有根据反馈系统的系统。

如前所述，反馈系统和前馈系统具有彼此折衷的不同特征。

例如，在前馈系统中，可以有效地消除(减弱)的噪声的频率范围很宽并且系统稳定性很好，但是难以实现足够的噪声消除。因此，已经指出，该系统中的传输函数可能取决于诸如麦克风的相对位置和噪声源之类的条件而变得不合适，从而在特定频率范围内的噪声没有被消除或被增大。当发生这种情况时，虽然噪声消除实际上在整个宽频率范围内有效地工作，但是会发生特定频率范围内的噪声被加强的现象，从而噪声消除效果可能难以被耳朵感觉到。

相反，在反馈系统中，可以消除的噪声的频率范围很窄，但是可以实现足够的噪声消除。

这表明如果利用前馈系统和反馈系统的组合来构造噪声消除系统，则两种系统的缺陷彼此补偿，并因此可能更容易有效地消除整个宽频率范围内的噪声。就是说，与噪声消除系统只基于两个系统之一时相比，可以实现更好的噪声消除效果。

在如图18所示根据第三实施例的噪声消除系统中，首先，对应于根据前馈系统的系统的麦克风2F、放大器3、Δ∑调制器4、开关SW1、抽取滤波器5(即抽取滤波器5A和5B)以及噪声消除信号处理部分6A被提供，如同图6所示的噪声消除系统。另外，对应于根据反馈系统的系统的麦克风2B、放大器3A、Δ∑调制器4A、开关SW11、抽取滤波器5-1(即抽取滤波器5C和5D)以及噪声消除信号处理部分6B被提供，如同图17所示的噪声消除系统。

在该实施例中，DSP 60中的噪声消除信号处理部分6接受从抽取滤波器5B(其构成根据前馈系统的系统的一部分)输出的信号以及从抽取滤波器5D(其构成根据反馈系统的系统的一部分)输出的信号，并基于它们生成和输出噪声消除用音频信号。

实践中，在该实施例中的噪声消除信号处理部分6具有用于接受从抽取滤波器5B输出的信号并生成对应于前馈系统的噪声消除用音频信号的滤波器以及用于接受从抽取滤波器5D输出的信号并生成对应于反馈系统的噪声消除用音频信号的滤波器。然后，由这些滤波器生成的两种噪声消除用音频信号在噪声消除信号处理部分6内被组合，并且组合信号被输出到内插滤波器7。

然后，该实施例中的组合器12将从噪声消除信号处理部分6A和6B以及内插滤波器7输出的噪声消除用音频信号与从内插滤波器14输出的数字音频源的信号组合在一起，并将所产生的信号输出到后续电路(即噪声整形器8)。

如上所述，根据第三实施例的噪声消除系统是利用根据图6所示前馈系统的第一和第二噪声消除信号处理系统和根据图17所示反馈系统的第一和第二噪声消除信号处理系统两者来构造的。结果，如前所述，与噪声消除系统只基于两个系统之一时相比，实现了更好的噪声消除效果。

图19示出根据本发明第四实施例的噪声消除系统的示例性结构。注意，图19所示噪声消除系统基于前馈系统，并且该噪声消除系统的组件与图6所示噪声消除系统的组件相同。

在图6所示第一实施例中，数字块800被制造为单个芯片。但是，输入到数字块800中的功能电路部件和从数字块800中的功能电路部件输出的信号的所有采样频率是不相同的，存在一些类型的采样频率。在如上所述功能电路部件之间所支持的采样频率有所不同的情况下，考虑到实际制造LSI时的条件等，通过根据所支持的采样频率分组数字块800中的功能电路部件，并且将属于同一群组的功能电路部件布置在同一芯片中而将属于不同群组的功能电路部件布置在不同芯片中可以更有效地实现LSI的制造。

如所指的，在本实施例中，构成数字块800的芯片按如下方式构造。

在图19所示数字块800中处理的信号的采样频率之中的两个主要采样频率是对应于第一噪声消除信号处理系统的1fs(其主要由DSP 60处理)和由第二噪声消除信号处理系统所支持的8fs。

因此，在本实施例中，如图19所示，第一信号处理芯片810被制造为其上至少形成DSP 60(其支持1fs)的电路组件的芯片，而第二信号处理芯片820被制造为其上至少形成作为抽取滤波器5(5A和5B)、噪声消除信号处理部分6A、内插滤波器7、内插滤波器14和组合器12(它们是支持8fs的功能电路部件)的电路组件的芯片。

注意，包括在数字块800中但未包括在第一信号处理芯片810和第二信号处理芯片820中的任意一个中的每个功能电路部件可以被包括在第一信号处理芯片810和第二信号处理芯片820中的适当一个中。可替换地，除了第一信号处理芯片810和第二信号处理芯片820之外还可以制造其他芯片并且这些功能电路部件可被包括在这些其他芯片中。

注意，图19所示第四实施例的结构还可以类似方式应用于图17所示根据第二实施例的噪声消除系统(其根据反馈系统)中的数字块800中。

就是说，可以制造其上至少形成有支持1fs的DSP 60的电路组件的第一信号处理芯片810和其上至少形成有作为抽取滤波器5-1(5C和5D)、噪声消除信号处理部分6B、内插滤波器7、内插滤波器14和组合器12(它们是支持8fs的功能电路部件)的电路组件的第二信号处理芯片820。

此外，第四实施例的结构还可应用于根据图18所示使用前馈系统和反馈系统的组合的第三实施例的噪声消除系统中的数字块800。这种结构在图20中被示为本发明的第五实施例。

图20示出其上至少形成有支持1fs的DSP 60的电路组件的第一信号处理芯片810和其上至少形成有作为抽取滤波器5和5-1(5A、5B、5C和5D)、噪声消除信号处理部分6A和6B、内插滤波器7、内插滤波器14和组合器12(它们是支持8fs的功能电路部件)的电路组件的第二信号处理芯片820。

注意，输入到上述实施例中的LSI 600中的功能电路部件或从这些功能电路部件输出的信号的采样频率和量化比特率仅仅是典型示例，并且由每个功能电路部件处理的采样频率和量化比特率可以根据需要改变，只要噪声消除系统不会无法工作即可。

根据上述实施例的噪声消除系统具有双路径结构，其具有两个系统，即第一噪声消除信号处理系统和第二噪声消除信号处理系统。但是，通过扩展，可以例如在本发明的范围内设想提供多个第二噪声消除信号处理系统的结构。在这种结构中，具有单独采样频率的信号被输入到例如多个第二噪声消除信号处理系统中的每一个，以生成噪声消除用音频信号。以这种方式，可以向多个第二噪声消除信号处理系统中的每一个分配不同的角色。提供两个或更多个第二噪声消除信号处理系统的结构将被称为“多路径”结构。

这里，形成这种多路径结构(其中如上所述提供两个或更多个第二噪声消除信号处理系统)的基础的信号处理系统的模型示例将参考图22来描述。

图22示出一种模型示例，其中采样频率为64fs的信号被路由到多个路径，并且这些信号最终被组合以作为采样频率为64fs的组合信号输出。

在图22中，首先，下采样电路91-1到91-6、信号处理块92-0到92-6、上采样电路94-1到94-6和组合器93-0到93-5被提供。

下采样电路91-1到91-6中的每一个对输入信号下采样，以便使采样频率减半，并输出所产生的信号。这些下采样电路91-1到91-6被串联连接，并且采样频率为64fs的输入信号被输入到在第一级的下采样电路91-1。因此，下采样电路91-1到91-6分别输出通过将输入信号的采样频率转换到32fs、16fs、8fs、4fs、2fs和1fs所获得的信号。注意，采样频率为32fs或更低的信号具有多比特的预定量化比特率。

信号处理块92-0到92-6是根据给定目的对输入信号执行信号处理的部件，并且由已经对其分配了预定信号特性的数字滤波器构成。这些信号处理块对应于多个路径中的每个路径中的噪声消除信号处理部分6A。

采样频率为64fs的输入信号和从下采样电路91-1到91-6输出的采样频率为32fs、16fs、8fs、4fs、2fs和1fs的信号被分别输入到这些信号处理块92-0到92-6。信号处理块92-0到92-6分别接受这些信号，并产生具有与它们各自的输入信号相同的采样频率(和相同的量化比特率)的输出信号。

上采样电路94-1到94-6中的每一个对输入信号上采样，以便使采样频率加倍，并输出所产生的信号。从下述组合器93-1到93-5输出的采样频率为32fs、16fs、8fs、4fs和2fs的信号被分别输入到上采样电路94-1到94-6。从信号处理块92-6输出的采样频率为1fs的信号被输入到上采样电路94-6。

组合器93-0到93-5分别接受从信号处理块92-0到92-6输出的采样频率64fs、32fs、16fs、8fs、4fs和2fs的信号，并且还分别接受从上采样电路94-1到94-6输出的采样频率64fs、32fs、16fs、8fs、4fs和2fs的信号，并组合它们。从组合器93-1到93-5输出的信号被分别输入到上采样电路94-1到94-5。从组合器93-0输出的信号是采样频率为64fs的最终输出信号。

当实际提供多个第二噪声消除信号处理系统时，必要的下采样电路、上采样电路和组合器基于图22所示结构被提供，从而使得多个第二噪声消除信号处理系统处理必要的采样频率，并且多个第二噪声消除信号处理系统中的每一个中的信号处理块(即噪声消除信号处理部分)被配置为执行必要的信号处理。

注意，在上述实施例中，抽取滤波器5B(5D)和内插滤波器7中的反镜像滤波器7b由最小相位FIR滤波器或IIR滤波器构成，以便有效地减小相位旋转。但是，除了最小相位FIR滤波器和IIR滤波器之外的其他类型数字滤波器也可以被用于这些功能电路部件，只要它们所导致的延迟足够短以允许实现所需噪声消除效果并允许诸如声音质量和稳定性之类的其他条件被维持在足够水平之上即可。

还要注意，在本发明的一个实施例中，最小相位FIR滤波器或IIR滤波器可能仅被用于抽取滤波器5B(5D)和反镜像滤波器7b中的至少一个。即使利用这种结构，与线性相位FIR滤波器被用于抽取滤波器5B(5D)和反镜像滤波器7b两者时相比，由用于噪声消除的信号处理系统所导致的延迟也能够减小，因此可能相应地实现更多效果。

构成根据本发明一个实施例的噪声消除系统的部件被实现在实际装置或系统上的方式可以取决于该噪声消除系统被应用到的装置或系统的结构、应用等被任意地确定。

例如，在本身实现噪声消除功能的头戴式耳机设备被构造的情况下，构成该噪声消除系统的大多数部件(即LSI 600)可以被包含在该头戴式耳机设备的外壳内。在通过头戴式耳机设备和外部设备(例如适配器)的组合形成噪声消除系统的情况下，LSI 600可以被设置在诸如适配器的外部设备中。此外，LSI 600中的功能电路部件可以被组合成多个部件，并且这些部件中的至少一个可以被设置在诸如适配器之类的外部设备中。

在根据本发明一个实施例的噪声消除系统没有被实现在头戴式耳机设备等上而是被实现在移动电话设备、网络音频通信设备、音频播放器或被配置用于再现音频内容和输出再现的内容到头戴式耳机终端的类似设备上的情况下，例如，除了麦克风和驱动器之外的至少一个部件可以被设置在该设备中。

可以这样说，根据本发明，用于一种功能目的所需的数字信号处理被划分在支持不同采样频率的多个信号处理系统之中，以便实现某些有益效果。这些功能目的不局限于噪声消除。本发明还可应用于除了噪声消除之外的其他功能目的。

本领域技术人员应该理解，取决于设计需求和其他因素，可以发生各种修改、组合、子组合和变更，只要它们落在所附权利要求书或其等同物的范围内即可。

本发明包含2007年4月13日递交到日本特许厅的日本专利申请JP2007-105711和2007年3月2日递交到日本特许厅的日本专利申请JP2007-053246所涉及的主题，这些申请的整体内容通过引用被结合于此。

Claims (11)

1.一种信号处理装置，包括：

第一抽取处理部分，其被配置用于基于第一形式的音频数字信号生成第二形式的音频数字信号，其中所述第一形式的音频数字信号经历了具有一个或多个比特的预定量化比特率的Δ∑调制，所述第二形式的音频数字信号经历了脉冲编码调制以具有采样频率n×fs，其中n是自然数，fs是预定参考采样频率；

第二抽取处理部分，其被配置用于基于所述第二形式的音频数字信号生成第三形式的音频数字信号，所述第三形式的音频数字信号经历了脉冲编码调制以具有采样频率m×fs，其中m是小于n的自然数；

第一信号处理部分，其被配置用于基于所述第三形式的音频数字信号执行预定信号处理；

内插处理部分，其被配置用于将从所述第一信号处理部分输出的所述第三形式的音频数字信号转换成所述第二形式的音频数字信号；

第二信号处理部分，其被配置用于基于从所述第一抽取处理部分输出的所述第二形式的音频数字信号执行预定信号处理；以及

组合部分，其被配置用于将从所述内插处理部分输出的所述第二形式的音频数字信号和从所述第二信号处理部分输出的所述第二形式的音频数字信号相组合，并输出组合的音频数字信号，

其中由所述第一信号处理部分和所述第二信号处理部分执行的预定信号处理是用于提供用于消除预定消除目标声音的预定消除信号特性的信号处理。

2.如权利要求1所述的信号处理装置，其中

在所述第一信号处理部分中设置了用于提供用于消除预定消除目标声音中的分量的信号特性的滤波器特性，所述分量处于低于预定级别的频率范围内，并且

在所述第二抽取处理部分和所述内插处理部分中的至少一个中设置了用于提供用于消除所述预定消除目标声音中的分量的信号特性的滤波器特性，所述分量处于高于所述预定级别的频率范围内。

3.如权利要求1所述的信号处理装置，其中所述第一信号处理部分通过由数字信号处理器执行预定程序来执行所述处理。

4.如权利要求1所述的信号处理装置，其中所述第二信号处理部分被实现为硬件。

5.如权利要求1所述的信号处理装置，其中所述第二信号处理部分由线性相位有限冲激响应数字滤波器构成。

6.如权利要求1所述的信号处理装置，其中所述第二信号处理部分由无限冲激响应数字滤波器构成。

7.如权利要求1所述的信号处理装置，其中所述第一形式的音频数字信号是通过对根据前馈系统的噪声消除头戴式耳机设备中的麦克风拾取声音而获得的信号执行Δ∑调制而获得的信号。

8.如权利要求1所述的信号处理装置，其中所述第一形式的音频数字信号是通过对根据反馈系统的噪声消除头戴式耳机设备中的麦克风拾取声音而获得的信号执行Δ∑调制而获得的信号。

9.如权利要求1所述的信号处理装置，其中

所述第一抽取处理部分包括：

第一前馈抽取处理部分，其被配置用于接受通过对根据前馈系统的噪声消除头戴式耳机设备中的麦克风拾取声音而获得的信号执行Δ∑调制而获得的信号，作为所述第一形式的音频数字信号，以及

第一反馈抽取处理部分，其被配置用于接受通过对根据反馈系统的噪声消除头戴式耳机设备中的麦克风拾取声音而获得的信号执行Δ∑调制而获得的信号，作为所述第一形式的音频数字信号；

所述第二抽取处理部分包括：

第二前馈抽取处理部分，其被配置用于接受从所述第一前馈抽取处理部分输出的信号，以及

第二反馈抽取处理部分，其被配置用于接受从所述第一反馈抽取处理部分输出的信号；

所述第二信号处理部分包括：

前馈信号处理部分，其被配置用于接受从所述第一前馈抽取处理部分输出的信号，以及

反馈信号处理部分，其被配置用于接受从所述第一反馈抽取处理部分输出的信号；

所述第一信号处理部分接受来自所述第二前馈抽取处理部分的信号，对接受的信号赋予根据所述前馈系统的用于消除预定消除目标声音的预定消除信号特性，并且输出所产生的信号到所述内插处理部分，并且所述第一信号处理部分还接受从所述第二反馈抽取处理部分输出的信号，对接受的信号赋予根据所述反馈系统的用于消除预定消除目标声音的预定消除信号特性，并且输出所产生的信号到所述内插处理部分；并且

所述组合部分至少组合从所述前馈信号处理部分输出的信号和从所述反馈信号处理部分输出的信号以及从所述内插处理部分输出的信号。

10.如权利要求1所述的信号处理装置，其中所述信号处理装置被设置在单个芯片内。

11.一种信号处理方法，包括：

第一抽取处理步骤，该步骤基于第一形式的音频数字信号生成第二形式的音频数字信号，其中所述第一形式的音频数字信号经历了具有一个或多个比特的预定量化比特率的Δ∑调制，所述第二形式的音频数字信号经历了脉冲编码调制以具有采样频率n×fs，其中n是自然数，fs是预定参考采样频率；

第二抽取处理步骤，该步骤基于所述第二形式的音频数字信号生成第三形式的音频数字信号，所述第三形式的音频数字信号经历了脉冲编码调制以具有采样频率m×fs，其中m是小于n的自然数；

第一信号处理步骤，该步骤基于所述第三形式的音频数字信号执行预定信号处理；

内插处理步骤，该步骤将在所述第一信号处理步骤中输出的所述第三形式的音频数字信号转换成所述第二形式的音频数字信号；

第二信号处理步骤，该步骤基于在所述第一抽取处理步骤中输出的所述第二形式的音频数字信号执行预定信号处理；以及

组合步骤，该步骤将在所述内插处理步骤中输出的所述第二形式的音频数字信号和在所述第二信号处理步骤中输出的所述第二形式的音频数字信号相组合，并输出组合的音频数字信号，

其中由所述第一信号处理步骤和所述第二信号处理步骤执行的预定信号处理是用于提供用于消除预定消除目标声音的预定消除信号特性的信号处理。

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