CN101253574B

CN101253574B - 使用零交叉检测的采样数据电路

Info

Publication number: CN101253574B
Application number: CN2006800315518A
Authority: CN
Inventors: H-S·李
Original assignee: Cambridge Analog Technologies Inc
Current assignee: Cambridge Analog Technologies Inc
Priority date: 2005-07-01
Filing date: 2006-06-30
Publication date: 2012-08-22
Anticipated expiration: 2026-06-30
Also published as: CN101253574A; CN101253575A; CN101253575B

Abstract

一种采样数据模拟电路包括电平交叉检测器(30)。该电平交叉检测器控制采样开关(S₂₂n、S₂₃n、S₂₃p)以在电平交叉检测器感测到输入信号的预定电平交叉时提供输出电压的精确采样。电平交叉检测可以是零交叉检测。可选的共模反馈电路(400)可将输出共模电压保持基本恒定。

Description

使用零交叉检测的采样数据电路

优先权信息

本申请根据35 U.S.C.§119(e)要求2006年6月16日提交的序号为11/454,435的美国实用新型申请和2005年7月1日提交的序号为60/595,414的美国临时专利申请的优先权。本申请还根据35 U.S.C.§119(e)要求2005年7月11日提交的序号为60/595,493的美国临时专利申请的优先权。2006年6月16日提交的序号为11/454,435的美国实用新型申请、2005年7月1日提交的序号为60/595,414的美国临时专利申请以及2005年7月11日提交的序号为60/595,493的美国临时专利申请的全部内容通过引用结合于此。

发明领域

本发明一般涉及开关电容电路，尤其涉及根据缩放半导体工艺制造的集成电路的开关电容电路。

发明背景

诸如开关电容滤波器、模拟-数字转换器和δ-σ调制器之类的大多数采样数据模拟电路需要运算放大器以处理信号。仔细考虑图2所示的开关电容积分器示例。首先，闭合开关S₁₁和S₁₃，从而在采样电容器C_S1上采样输入电压V_in。接着，断开开关S₁₁和S₁₃并闭合开关S₁₂和S₁₄。该操作将采样电容器C_S1上的电荷转移到积分电容器C₁₁上。第一积分器1100的输出电压V_out一般由另一个采样数据电路采样，例如，另一个开关电容积分器。在图2所示的电路中，由开关S₂₁、S₂₂、S₂₃、S₂₄及第二采样电容器C_S2组成的电路构成第二开关电容积分器的一部分。通过闭合开关S₂₁和S₂₃，在第二采样电容器C_S2上采样第一积分器10的输出电压V_out。

图3中示出时序图的一个例子。时钟信号具有两个非重叠相位Ф₁和Ф₂。将相位Ф₁施加到开关S₁₁、S₁₃、S₂₁和S₂₃，并将相位Ф₂施加到开关S₁₂、S₁₄、S₂₂和S₂₄。以此时序，电路以全时钟延迟执行非反相离散积分。积分器的输出 V_out和虚假接地节点100，V₁处的波形也在图3中示出。不同的时钟相位安排从积分器得到不同的响应。例如，如果将Ф₁施加到开关S₁₁、S₁₃、S₂₂和S₂₄，并将Ф₁施加到开关S₁₂、S₁₄、S₂₁和S₂₃，则电路以半时钟延迟执行非反相积分。

为了输入信号的精确积分，必须将V₁驱动为尽可能地接近接地。为了实现这一目的，运算放大器必须提供足够的开环增益和低噪声。此外，为了快速运算，图2的运算放大器10必须快速稳定。

在图3中，示出在通过闭合S₁₂和S₁₄将采样电容器C_S1切换到节点100时的干扰后，电压V₁稳定至接地。除高开环增益和快速的稳定时间外，运算放大器对于大的动态范围必须提供大的输出摆动(output swing)。随着工艺技术的升级，变得越来越难以由运算放大器来实现这些特性。使运算放大器的设计变难的主要因素是低电源电压和低器件增益。

如上所述，如果将图2中的节点100精确地维持在接地，则可获得精确的输出电压。然而，在采样数据电路中，需要精确输出电压的唯一时间点是输出电压由另一采样电路采样的瞬间。因此，不必将节点100处的电压一直维持为接地。

因此，期望提供一种在输出电压由另一采样电路采样的瞬间在虚假接地节点处维持适当电平的采样数据电路。此外，期望提供一种在输出电压由另一采样电路采样的瞬间在虚假接地节点处维持适当电平并为诸采样数据电路提供差分信号路径的采样数据电路。另外，期望提供一种通过对称差分信号处理减小电源、衬底和共模噪声影响的采样数据电路。还期望提供一种通过结合差分信号路径来增加信号范围的采样数据电路。

发明内容

本发明的一个方面是开关电容电路。该开关电容电路包括：用于在输入信号与预定电平交叉时生成电平交叉检测信号的电平交叉检测器；多个电容器；以及操作上耦合到电平交叉检测器的采样开关。当电平交叉检测信号指示电平交叉时，采样开关转为截止。

本发明的另一个方面是开关电容电路。该开关电容电路包括：用于在输入信号与第一预定电平交叉时生成电平交叉检测信号的电平交叉检测器；用于在输入信号与第二预定电平交叉时生成第二电平交叉检测信号的第二电平交叉检测器；多个电容器；以及操作上耦合到第二电平交叉检测器的采样开关。当第二电平交叉检测信号指示输入信号与第二预定电平交叉时，所述采样开关转为截止。

本发明的另一个方面是开关电容电路。该开关电容电路包括：具有输入端以接收电路输入电压的第一开关电容网络；具有输出端和输入端以在输入端处的信号与预定电平交叉时生成电平交叉检测信号的电平交叉检测器；以及操作上耦合到电平交叉检测器的第二开关电容网络。当第一和第二输入信号之差与预定电平交叉时，第二开关电容网络转为截止。

本发明的另一个方面是采样模拟信号的方法。该方法使用开关电容网络采样输入电压；确定何时开关电容网络的节点电压与预定电平交叉；以及当确定开关电容网络的节点电压与预定电平交叉时，提供开关电容网络的输出电压采样。

本发明的另一个方面是采样模拟信号的方法。该方法使用开关电容网络采样输入电压；确定何时开关电容网络的节点电压与第一预定电平交叉；确定何时开关电容网络的节点电压与第二预定电平交叉；以及当确定开关电容网络的节点电压与第二预定电平交叉时，提供开关电容网络的输出电压采样。

本发明的另一个方面是差分开关电容电路。该差分开关电容电路包括：用于在第一和第二输入信号之差与预定电平交叉时生成电平交叉检测信号的电平交叉检测器；多个电容器，操作上耦合到所述电平交叉检测器；以及操作上耦合到电平交叉检测器的输出的采样开关。当电平交叉检测信号指示电平交叉时，采样开关转为截止。

本发明的另一个方面是差分开关电容电路。该差分开关电容电路包括：用于在第一和第二输入信号之差与第一预定电平交叉时生成电平交叉检测信号的第一电平交叉检测器；用于在第一和第二输入信号之差与第二预定电平交叉时生成第二电平交叉检测信号的第二电平交叉检测器；多个电容器，操作上耦合到所述第一和第二电平交叉检测器；以及操作上耦合到第二电平交叉检测器的输出的采样开关。当第二电平交叉检测信号指示第一和第二输入信号之差与第二预定电平交叉时，所述采样开关转为截止。

本发明的另一个方面是差分开关电容电路。该差分开关电容电路包括：具有输入端以接收第一输入信号的第一开关电容网络；具有输入端以接收第二输入信号的第二开关电容网络；具有输出端和输入端以在所述第一和第二输入信号之差与预定电平交叉时生成电平交叉检测信号的电平交叉检测器；以及操作上耦合到电平交叉检测器的第三开关电容网络。当第一和第二输入信号之差与预定电平交叉时，第三开关电容网络转为截止。

本发明的另一个方面是采样模拟信号的方法。该方法采样输入电压以生成输出电压；确定何时第一和第二信号之差与预定电平交叉；以及当确定第一和第二信号之差与预定电平交叉时采样输出电压。

本发明的另一个方面是采样模拟信号的方法。该方法采样输入电压以生成输出电压；确定何时第一和第二信号之差与第一预定电平交叉；确定何时第一和第二信号之差与第二预定电平交叉；以及当确定第一和第二信号之差与第二预定电平交叉时采样输出电压。

附图简述

本发明可具体化为各种组件和组件的安排以及各种步骤和步骤的安排。附图仅仅是为了说明优选实施例的目的而不应被解释为对本发明的限制，附图中：

图1示出零交叉检测器；

图2示出开关电容积分器；

图3示出图2的开关电容积分器的时序图；

图4示出根据本发明的概念的非反相积分器；

图5示出图4的非反相积分器的时序图；

图6示出根据本发明的概念的作为电流源的波形发生器的非反相积分器；

图7示出根据本发明的概念的另一个非反相积分器；

图8示出图7的非反相积分器的时序图；

图9示出根据本发明的概念的另一个非反相积分器；

图10示出根据本发明的概念的另一个非反相积分器；

图11示出图10的非反相积分器的时序图；

图12示出根据本发明的概念的另一个非反相积分器；

图13示出根据本发明的概念的另一个非反相积分器；

图14示出图13的非反相积分器的时序图；

图15示出根据本发明的概念的具有差分信号路径的非反相积分器；

图16示出图15的非反相积分器的时序图；

图17示出根据本发明的概念的另一个具有差分信号路径的非反相积分器；

图18示出根据本发明的概念的另一个具有差分信号路径的非反相积分器；

图19示出图18的非反相积分器的时序图；

图20示出根据本发明的概念的另一个具有差分信号路径的非反相积分器；

图21示出根据本发明的概念的另一个具有差分信号路径的非反相积分器；

图22示出图21的非反相积分器的时序图。

本发明的详细描述

将结合优选实施例描述本发明，然而，将理解不打算将本发明限于本文所述的实施例。相反，旨在覆盖可包括在由所附权利要求书限定的本发明的精神和范围内的所有选择、修改和等价技术方案。

对于本发明的一般理解，可参考附图。附图中，相同的附图标记在整个附图中用于指示相同或等价的元件。还应注意，示出本发明的各附图可能不是按比例绘制的，并且故意不按比例绘制某些区域，从而适当地示出本发明的特征和概念。

应注意，在各附图中，接地符号表示系统的共模电压。例如，在具有2.5V和-2.5V电源的系统中，系统的共模电压可以是接地。在具有单个2.5V电源的系统中，系统的共模电压可以是1.25V。

如上所述，如果将图2中的节点100精确地维持为接地，则可获得精确的输出电压。然而，在采样数据电路中，需要精确输出电压的唯一时间点是输出电压由另一采样电路采样的瞬间。因此，不必将节点100处的电压一直维持为接地。

图4示出根据本发明的概念的非反相积分器。更具体地，作为一个例子，在图4中示出了具有半时钟延迟的非反相积分器。

如图4所示，将时钟相位Ф₁施加到开关S₁₁、S₁₃、S₂₂和S₂₄，并将另一相位Ф₂施加到开关S₁₂、S₁₄和S₂₁。零交叉检测器30用于检测节点100与接地交叉的时间点。开关S₂₃由零交叉检测器30的输出控制。零交叉检测器30的输出用于确定采集输出电压V_out采样的时间点。波形发生器20以如果电容器C_S1 和C_I1中的电荷在正常的工作范围内则节点100处的电压与零交叉的方式生成作为输出电压V_out的电压波形。

在图5所示的时序图中，由波形发生器20生成的波形被示为斜坡。当节点100处的电压V₁在时间t₁与零交叉时，零交叉检测器30的输出V_ZC变为低，将开关S₂₃转为OFF。此时，输出电压V_out在C_S2上采样。

因为当采样V₂时V₁非常接近零，所以精确的输出电压在C_S2上采样。在下一时钟周期期间重复类似的操作，并在时间t₂采样输出电压。

注意，零交叉检测器30可选择地具有溢流检测特征，该特征确定电容器C_S1和C_I1中的电荷何时在正常的工作范围以外。可通过逻辑电路实现在Ф₂变为低时使零交叉检测器30的输出V_ZC变为低。在V₁未能与零交叉的事件中，在Ф₂的下降沿处采样。同时，逻辑电路产生指示溢流的标志。

在上述的实施例以及以下描述的各实施例中，使用零交叉检测器来代替比较器。一般，将比较器设计成比较两个任意输入电压。可将比较器实现为级联放大器、再生锁存器(regenerative latch)或两者的结合。比较器可用于检测零电压电平或预定的电压电平交叉。

应注意，所述各实施例的输入波形不是任意的，而是确定性且重复性的。因此，所述的各实施例确定零电压电平或预定电压电平交叉的时刻，而不是输入信号的相对振幅。对于这一确定性的输入，零交叉检测器更加有效。

用于检测正向输入信号的零交叉检测器的例子在图1中示出。首先，将节点1和节点2分别预先充电至V_DD和接地。根据零交叉电路施加斜坡输入电压V_IN。在输入节点与阈值交叉的时间处，节点1迅速地放电，而节点2被拉升到V_DD。因为图1中的零交叉检测器是动态电路，所以没有DC功耗，从而允许极低的功率和快速的操作。对于负向信号的零交叉检测，可使用具有PMOS输入晶体管的互补电路。

如图6所示，非反相积分器包括作为电流源200的波形发生器。如图6所示，将时钟相位Ф₁施加到开关S₁₁、S₁₃、S₂₂和S₂₄，并将另一相位Ф₂施加到开关S₁₂、S₁₄和S₂₁。零交叉检测器30用于检测节点100与接地交叉的时间点。开关S₂₃由零交叉检测器30的输出控制。零交叉检测器30的输出用于确定采集输出电压V_out采样的时间点。

电流源200对电容器C_S2和串联连接的C_S1和C_I1进行充电，生成斜坡。在Ф₂的起始处，将输出简单地短路至已知的电压V_NEG，其值被选成保证节点100的电压V₁与零交叉且信号处于正常的工作范围中。

如图7所示，非反相积分器包括波形发生器20，它较佳地在波形中产生多个段，并改变输出电压的变化速率。可控制第一段以便具有最高的变化速率，且随后的段具有逐渐减小的变化速率。由零交叉检测器30检测的零交叉使波形前进到下一段。零交叉检测器30的输出信号V_ZC2保持为高，直到在波形的最后段中检测到零交叉。

图8中示出一个时钟周期的时序图。在Ф₂的起始处，波形发生器20产生向上斜坡。示出电压V₁在时间t₁处与零交叉。零交叉检测器30的一个输出V_ZC1 在有限延迟t_d1之后改变其状态。

延迟t_d1表示典型的零交叉检测器30的有限延迟。该状态的改变使波形前进到下一段。

由于零交叉检测器30的t_d1，电压V₁少量过冲到接地以上。波形发生器的第二段是向下斜坡，允许在时间t₂处的另一个零交叉。在第二延迟t_d2之后，零交叉检测器30的输出V_ZC2变为低，使得开关S₂₃转为OFF，锁定输出电压V_out 的采样。

第二零交叉的延迟t_d2不一定和与第一零交叉相关联的延迟t_d1相同。延迟t_d2向采样的输出电压提供小的过冲。过冲的影响被示为采样电荷中的恒定偏移。在大多数采样数据电路中，这种恒定偏移是没问题的。

随着波形段前进，零交叉检测器30在检测零交叉中较佳地变得更精确。第一检测作为粗检测不必非常精确。因此，检测可以较低的精确度更快地进行。给定周期中的最后零交叉检测确定输出电压的精确度。为此，最后的零交叉检测必须最精确。

精确度、速度和功耗可在逐次的零交叉检测之间折衷，以实现最优的总体性能。例如，第一检测以较小的精确度且更有噪声地进行，但进行得较快(较短的延迟)且功率较低。而最后的检测更精确且更安静地进行，同时消耗较多的功率并且较慢(较长的延迟)。

图9中示出由两个电流源(210和220)构成的两段波形发生器的例子。如图9所示，将时钟相位Ф₁施加到开关S₁₁、S₁₃、S₂₂和S₂₄，并将另一个相位Ф₂ 施加到开关S₁₂、S₁₄和S₂₁。零交叉检测器30用于检测节点100与接地交叉的时间点。开关S₂₃由零交叉检测器30的输出控制。零交叉检测器30的输出用于确定采集输出电压V_out采样的时间点。

电流源210和220对电容器C_S2和串联连接的C_S1和C_I1进行充电，生成两段斜坡波形。在Ф₂的起始处，将输出简单地短路至已知的电压V_NEG，其值被选成保证电压V₁与零交叉且信号处于正常的工作范围中。在第一段期间，电流源210指向输出，而在第二段期间，电流源220指向生成两个不同的斜坡倾斜度的输出。

如图10所示，非反相积分器包括具有多个阈值的电平交叉检测器300。如图10所示，将时钟相位Ф₁施加到开关S₁₁、S₁₃、S₂₂和S₂₄，并将另一相位Ф₂ 施加到开关S₁₂、S₁₄和S₂₁。电平交叉检测器300用于检测节点100与如下所述的多个预定电平中的一个交叉的时间点。开关S₂₃由电平交叉检测器300的输出控制。电平交叉检测器300的输出用于确定采集输出电压V_out采样的时间点。

阈值是预定电压电平。电平交叉检测器300的阈值可被调节成使过冲最小。

例如，可使得用于第一检测的阈值为负的略小于第一段中期望的过冲量。这使得第二段中向下倾斜的时间最小化。同样，可使得用于第二段的阈值为正的第二段中的过冲量，以便抵消过冲的影响。或者，用于第一段的阈值在第一段期间可比期望的过冲更负。这允许第二段为正斜坡而不是如图11所示的负斜坡。

有利的是使最后段期间的检测成为最精确的检测。使最后段期间的检测的精确度比其它段期间的高。这可通过使最后段期间的延迟更长或功耗更高来实现。

如图12所示，非反相积分器包括电平交叉检测器，它具有两个零交叉检测器--零交叉检测器1(310)和零交叉检测器2(320)。如图1 2所示，将时钟相位Ф₁施加到开关S₁₁、S₁₃、S₂₂和S₂₄，并将另一个相位Ф₂施加到开关S₁₂、S₁₄ 和S₂₁。零交叉检测器1(310)和零交叉检测器2(320)用于检测节点100与如下所述的多个预定电平中的一个交叉的时间点。开关S₂₃由零交叉检测器2(320)的输出控制。零交叉检测器2(320)的输出用于确定采集输出电压V_out采样的时间点。

选择零交叉检测器1(310)和零交叉检测器2(320)的阈值，使过冲最小化。例如，可使用于零交叉检测器1(310)的阈值为负的略小于第一段中期望的过冲的量。这使得第二段中向下倾斜的时间最小化。同样，可使用于零交叉检测器2(320)的阈值为正的第二段中的过冲量，以便抵消过冲的影响。或者，用于零交叉检测器1(310)的阈值在第一段期间可比期望的过冲更负。这允许零交叉检测器2(320)为正斜坡而不是负斜坡。

换言之，零交叉检测器1(310)进行粗检测，而零交叉检测器2(320)进行精检测。因此，有利的是使零交叉检测器2(320)具有较高的精确度。

如图13所示，非反相积分器包括电平交叉检测器，它具有两个零交叉检测器--零交叉检测器1(310)和零交叉检测器2(320)。如图13所示，将时钟相位Ф₁施加到开关S₁₁、S₁₃、S₂₂和S₂₄，并将另一个相位Ф₂施加到开关S₁₂、S₁₄ 和S₂₁。零交叉检测器1(310)和零交叉检测器2(320)用于检测节点100与如下所述的多个预定电平中的一个交叉的时间点。开关S₂₃由零交叉检测器2(320)的输出控制。零交叉检测器2(320)的输出用于确定采集输出电压V_out采样的时间点。

零交叉检测器1(310)和零交叉检测器2(320)两个检测器具有标称的零阈值。这两个检测阈值由分别施加到零交叉检测器1(310)和零交叉检测器2(320)的输入的电压V_tr1和V_tr2确定。零交叉检测器1(310)进行粗检测，而零交叉检测器2(320)进行精检测。因此，有利的是使零交叉检测器2(320)具有较高的精确度。

注意上述的实施例可用作自定时系统。在此构造中，不施加恒定频率的时钟相位Ф₁和Ф₂，而时钟相位是从零交叉检测器1(310)和零交叉检测器2(320)的输出导出的。图14示出了自定时操作。

如图14所示，在最后段期间相位Ф₂的末端由检测输出限定。在Ф₂的末端之后，时钟相位Ф₁的开始由诸如逻辑延迟之类的短延迟限定。短延迟一般是以保证非重叠时钟相位所必需的。时钟相位Ф₁的末端以类似的方式由前一级或下一级的零交叉检测确定。

注意，上述的各实施例可用于流水线模拟-数字转换器、算法模拟-数字转换器、开关电容放大器、δ-σ调制器或自定时算法模拟-数字转换器。

还应注意，上述的各实施例具有单端的信号路径，因此，期望提供差分信号路径。下述的各实施例提供了差分信号路径。

图15示出具有所示的半时钟延迟的非反相积分器的另一个例子。在图1 5中，有两个信号路径，真路径和互补路径。真信号路径包括电容器(C_S1p、C_I1p 和C_S2p)和开关(S_11p、S_12p、S_13p、S_14p、S_21p、S_22p、S_23p和S_24p)。互补信号路径包括电容器(C_S1n、C_I1n和C_S2n)和开关(S_11n、S_12n、S_13n、S_14n、S_21n、S_22n、S_23n 和S_24n)。将时钟相位Ф₁施加到开关S_11p、S_13p、S_22p、S_24p、S_11n、S_13n、S_22n和S_24n，并将另一时钟相位Ф₂施加到开关S_12p、S_14p、S_21p、S_12n、S_14n和S_21n。零交叉检测器300用于检测节点110和节点1 20电压互相交叉的时间点。采样开关S_23p和S_23n由零交叉检测器300的输出控制。零交叉检测器300的输出用于确定采集输出电压V_outp和V_outn采样的时间点。

波形发生器20以如果电容器C_S1p、C_11p、C_S1n和C_I1n中的电荷在正常工作范围中则节点110和120的电压差(V_1p-V_1n)与零交叉的方式在输出节点(130 和140)处生成差分电压波形。在图16所示的时序图中，由波形发生器20生成的用于V_outp和V_outn的波形分别示为正向斜坡和负向斜坡。

波形发生器20可选地包括共模反馈电路以将共模输出电压(V_1p+V_1n)/2保持为基本恒定。当V_1p-V_1n在时间t₁与零交叉时，零交叉检测器300的输出V_ZC变为低，使开关S_23p和S_23n转为OFF。此时，输出电压V_outp和V_outn分别在C_S2p和C_S2n上采样。因为V_1p-V_1n在采样V_outp和V_outn时非常接近零，所以在C_S2p和C_S2p上采样得到精确的输出电压。下一时钟周期重复这些操作，并在时间t₂处采集输出电压的采样。

零交叉检测器300选择地具有溢流检测特征，该特征确定电容器C_S1p、C_I1p、C_S1n和C_I1n中的电荷在正常的工作范围以外。可通过逻辑电路实现在Ф₂变为低时使零交叉检测器300的输出V_ZC变为低。

在V₁未能与零交叉的事件中，在Ф₂的下降沿处采样。同时，逻辑电路产生指示溢流的标志。

图17示出具有所示的半时钟延迟的非反相积分器的另一个例子。在图17中，有两个信号路径，真路径和互补路径。真信号路径包括电容器(C_S1p、C_I1p 和C_S2p)和开关(S_11p、S_12p、S_13p、S_14p、S_21p、S_22p、S_23p和S_24p)。互补信号路径包括电容器(C_S1n、C_I1n和C_S2n)和开关(S_11n、S1_2n、S_13n、S_14n、S_21n、S_22n、S_23n 和S_24n)。将时钟相位Ф₁施加到开关S_11p、S_13p、S_22p、S_24p、S_11n、S_13n、S_22n和S_24n，并将另一时钟相位Ф₂施加到开关S_12p、S_14p、S_21p、S_12n、S_14n和S_21n。零交叉检测器300用于检测节点110和节点120电压互相交叉的时间点。采样开关S_23p和S_23n由零交叉检测器300的输出控制。零交叉检测器300的输出用于确定采集输出电压V_outp和V_outn的采样的时间点。

波形发生器20以如果电容器C_S1p、C_I1p、C_S1n和C_I1n中的电荷在正常的工作范围中则节点110和120的电压差(V_1p-V_1n)与零交叉的方式在输出节点(130和140)处生成差分电压波形。

波形发生器可包括一对电流源(210和220)，如图17所示。电流源220对电容器C_S2p和串联连接的电容器C_S1p和C_I1p充电，生成正向斜坡。电流源210对电容器C_S2n和串联连接的电容器C_S1n和C_I1n充电，生成负向斜坡。电流源210和220标称大小相等符号相反。在Ф₂的起始处，将输出V_outp和V_outn分别简单地短路至已知的电压V_NEG和V_POS，其值被选成保证电压V_1p-V_1n与零交叉且信号处于正常的工作范围中。

图18示出具有所示的半时钟延迟的非反相积分器的另一个例子。在图18中，有两个信号路径，真路径和互补路径。真信号路径包括电容器(C_S1p、C_I1p 和C_S2p)和开关(S_11p、S_12p、S_13p、S_14p、S_21p、S_22p、S_23p和S_24p)。互补信号路径包括电容器(C_S1n、C_I1n和C_S2n)和开关(S_11n、S_12n、S_13n、S_14n、S_21n、S_22n、S_23n 和S_24n)。将时钟相位Ф₁施加到开关S_11p、S_13p、S_22p、S_24p、S_11n、S_13n、S_22n和S_24n，并将另一时钟相位Ф₂施加到开关S_12p、S_14p、S_21p、S_12n、S_14n和S_21n。零交叉检测器300用于检测节点110和节点120电压互相交叉的时间点。采样开关S_23p和S_23n由零交叉检测器300的输出控制。零交叉检测器300的输出用于确定采集输出电压V_outp和V_outn采样的时间点。

在图18中，波形发生器20可在波形中产生多个段，并改变输出电压的变化速率。对于最优操作，可控制第一段以便具有最高的变化速率，且随后的段具有逐渐减小的变化速率。波形发生器20可选地包括共模反馈电路，以将共模输出电压(V_1p+V_1n)/2保持为基本恒定。通过零交叉检测器300检测的零交叉使得波形前进到下一段。零交叉检测器300的输出信号V_ZC2保持为高，直到在波形的最后段中检测到零交叉。

在图19中示出了图18的多段电路的时序图的一个时钟周期。在Ф₂的起始处，波形发生器20产生对V_outp的向上斜坡和对V_outn的向下斜坡。示出了电压V_1p-V_1n在时间t₁处与零交叉。零交叉检测器300的输出V_ZC1在有限延迟t_d1 后改变其状态。延迟t_d1表示与零交叉检测器300相关联的有限延迟。这种状态变化使波形前进到下一段。

由于零交叉检测器300的t_d1，电压V_1p-V_1n过冲大于零的一较小的量。波形发生器20的第二段是用于V_outp的向下斜坡和用于V_outn的向上斜坡，以允许时间t₂处的另一零交叉。在第二延迟t_d2之后，零交叉检测器300的输出V_ZC2 变为低，使开关S₂₃转为OFF，锁定输出电压V_outp和V_outn的采样。

第二零交叉的延迟t_d2可和与第一零交叉相关联的延迟t_d1不同。延迟t_d2向采样的输出电压提供少量的过冲。过冲的影响可示为采样电荷中的恒定偏移。在大多数采样数据电路中，这种恒定偏移是没问题的。

随着波形段前进，零交叉检测器300在检测零交叉中较佳地变得更精确。第一检测作为粗检测不必非常精确。因此，检测可以较低的精确度更快地进行。给定周期中的最后零交叉检测确定输出电压的精确度。为此，最后的零交叉检测必须最精确。

精确度、速度和功耗可在逐次的零交叉检测之间折衷，以实现最优的总体性能。例如，第一检测以较小精确度且更有噪声地进行，但进行得较快(较短的延迟)且功率较低。最后的检测更精确且更安静地进行，同时消耗较大的功率并且较慢(较长的延迟)。

图20示出具有所示的半时钟延迟的非反相积分器的另一个例子。在图20中，有两个信号路径，真路径和互补路径。真信号路径包括电容器(C_S1p、C_I1p 和C_S2p)和开关(S_11p、S_12p、S_13p、S_14p、S_21p、S_22p、S_23p和S_24p)。互补信号路径包括电容器(C_S1n、C_I1n和C_S2n)和开关(S_11n、S_12n、S_13n、S_14n、S_21n、S_22n、S_23n 和S_24n)。将时钟相位Ф₁施加到开关S_11p、S_13p、S_22p、S_24p、S_11n、S_13n、S_22n和S_24n，并将另一时钟相位Ф₂施加到开关S_12p、S_14p、S_21p、S_12n、S_14n和S_21n。零交叉检测器300用于检测节点110和节点120电压互相交叉的时间点。采样开关S_23p和S_23n由零交叉检测器300的输出控制。零交叉检测器300的输出用于确定采样输出电压V_outp和V_outn采样的时间点。

在图20中，波形发生器可包括多个电流源。电流源210和220对在真输出V_outp处生成两段斜坡波形的电容器充电。电流源230和240对在互补输出V_outn处生成两段斜坡波形的电容器充电。

在Ф₂的起始处，将输出V_outp和V_outn分别简单地短路至已知的电压V_NEG 和V_POS，其值被选成保证电压V_1p-V_1n与零交叉且信号处于正常的工作范围中。

在第一段期间，电流源210和230分别指向输出V_outp和V_outn，而在第二段期间，电流源220和240指向生成两个不同的斜坡倾斜度的输出。这是通过设置由零交叉检测器300适当控制的开关S_16p、S_17p、S_16n和S_17n来实现。

图21示出具有所示的半时钟延迟的非反相积分器的另一个例子。在图21中，有两个信号路径，真路径和互补路径。真信号路径包括电容器(C_S1p、C_I1p 和C_S2p)和开关(S_11p、S_12p、S_13p、S_14p、S_21p、S_22p、S_23p和S_24p)。互补信号路径包括电容器(C_S1n、C_I1n和C_S2n)和开关(S_11n、S_12n、S_13n、S_14n、S_21n、S_22n、S_23n 和S_24n)。将时钟相位Ф₁施加到开关S_11p、S_13p、S_22p、S_24p、S_11n、S_13n、S_22n和S_24n，并将另一时钟相位Ф₂施加到开关S_12p、S_14p、S_21p、S_12n、S_14n和S_21n。零交叉检测器300用于检测节点110和节点120电压互相交叉的时间点。采样开关S_23p和S_23n由零交叉检测器300的输出控制。零交叉检测器300的输出用于确定采集输出电压V_outp和V_outn采样的时间点。

图21还示出共模反馈电路400。共模反馈电路类似于常规的全差分运算放大器中的共模反馈电路。共模放大器400将输出共模电压(V_outp+V_outn)/2和期望的输出共模电压之间的差放大。共模放大器400的输出提供负反馈以控制电流源210和220以将输出共模电压保持恒定。

或者，共模放大器400的输出可控制电流源230和240。可在所有或任一段期间使用共模反馈。较佳的是仅在第一段期间使用共模反馈，同时将电流源220保持恒定并与电流源240匹配。

图22示出具有所示的半时钟延迟的非反相积分器的另一个例子。在图22中，有两个信号路径，真路径和互补路径。真信号路径包括电容器(C_S1p、C_I1p 和C_S2p)和开关(S_11p、S_12p、S_13p、S_14p、S_21p、S_22p、S_23p和S_24p)。互补信号路径包括电容器(C_S1n、C_I1n和C_S2n)和开关(S_11n、S_12n、S_13n、S_14n、S_21n、S_22n、S_23n 和S_24n)。将时钟相位Ф₁施加到开关S_11p、S_13p、S_22p、S_24p、S_11n、S_13n、S_22n和S_24n，并将另一时钟相位Ф₂施加到开关S_12p、S_14p、S_21p、S_12n、S_14n和S_21n。零交叉检测器300用于检测节点110和节点120电压互相交叉的时间点。采样开关S_23p和S_23n由零交叉检测器300的输出控制。零交叉检测器300的输出用于确定采集输出电压V_outp和V_outn采样的时间点。

在图22中，电容器C_CMp和C_CMn在共模放大器10的输入处产生V_outp和V_outn的共模电压V_OC。MOS晶体管M₁和M₂用作电流源以分别产生电流I_1p和I_2p。共模放大器10的输出控制晶体管M₁和M₂的栅极。所得的负反馈促使共模输出电压V_OC成为期望的共模电压。

或者，共模放大器10的输出可控制分别产生电流I_1n和I_2n的电流源。可在所有段或任一段期间使用共模反馈。较佳的是仅在第一段期间使用共模反馈，同时将电流I_2p保持恒定并与电流I_2n匹配。

尽管已示出并描述了本发明的各示例和实施例，但本领域的技术人员将意识到本发明的精神和范围不限于本文的特定描述和附图，而是延伸到各种修改和变化。

Claims

1.一种差分开关电容电路，包括：

电平交叉检测器，其具有第一输入节点和第二输入节点，用于在第一输入节点处的第一输入信号和第二输入节点处的第二输入信号之差与预定电平交叉时生成电平交叉检测信号；

多个电容器，操作上耦合到所述电平交叉检测器；以及

采样开关，它操作上耦合到所述电平交叉检测器的输出；

当所述电平交叉检测信号指示电平交叉时，所述采样开关转为截止。

2.如权利要求1所述的差分开关电容电路，其特征在于，还包括波形发生器，它操作上耦合到所述电容器，以产生斜坡波形。

3.如权利要求1所述的差分开关电容电路，其特征在于，所述电平交叉检测器是零交叉检测器。

4.如权利要求1所述的差分开关电容电路，其特征在于，还包括波形发生器，它操作上耦合到所述电容器，以产生多个斜坡波形。

5.如权利要求4所述的差分开关电容电路，其特征在于，所述波形发生器提供斜坡波形以补偿由与所述电平交叉检测器相关联的有限延迟生成的电压差错。

6.一种差分开关电容电路，包括：

第一电平交叉检测器，其具有第一输入节点和第二输入节点，用于在第一输入节点处的第一输入信号和第二输入节点处的第二输入信号之差与第一预定电平交叉时生成电平交叉检测信号；

第二电平交叉检测器，用于在所述第一和第二输入信号之差与第二预定电平交叉时生成第二电平交叉检测信号；

多个电容器，操作上耦合到所述第一和第二电平交叉检测器；以及

采样开关，它操作上耦合到所述第二电平交叉检测器的输出；

当所述第二电平交叉检测信号指示所述第一和第二输入信号之差与所述第二预定电平交叉时，所述采样开关转为截止。

7.如权利要求6所述的差分开关电容电路，其特征在于，还包括波形发生器，它操作上耦合到所述电容器，以产生斜坡波形。

8.如权利要求6所述的差分开关电容电路，其特征在于，所述第一和第二电平交叉检测器是零交叉检测器。

9.如权利要求6所述的差分开关电容电路，其特征在于，还包括波形发生器，它操作上耦合到所述电容器，以产生多个斜坡波形。

10.如权利要求9所述的差分开关电容电路，其特征在于，所述波形发生器提供斜坡波形以补偿由与所述第二电平交叉检测器相关联的有限延迟生成的电压差错。

11.一种差分开关电容电路，包括：

第一开关电容网络；

第二开关电容网络；

电平交叉检测器，具有输出端以及耦合到第一开关电容网络以接收第一输入信号的第一输入端和耦合到第二开关电容网络以接收第二输入信号的第二输入端，以在所述第一和第二输入信号之差与预定电平交叉时生成电平交叉检测信号；以及

第三开关电容网络，它操作上耦合到所述电平交叉检测器，

当所述第一和第二输入信号之差与所述预定电平交叉时，所述第三开关电容网络转为截止。

12.如权利要求11所述的差分开关电容电路，其特征在于，还包括波形发生器，它操作上耦合到所述第一、第二和第三开关电容网络，以产生斜坡波形。

13.如权利要求11所述的差分开关电容电路，其特征在于，所述电平交叉检测器是零交叉检测器。

14.如权利要求11所述的差分开关电容电路，其特征在于，还包括波形发生器，它操作上耦合到所述第一、第二和第三开关电容网络，以产生多个斜坡波形。

15.如权利要求14所述的差分开关电容电路，其特征在于，所述波形发生器提供斜坡波形以补偿由与所述电平交叉检测器相关联的有限延迟生成的电压差错。

16.一种用于采样模拟信号的方法，所述方法包括：

(a)采样输入电压以生成输出电压；

(b)确定何时电平交叉检测器的第一输入节点处的第一输入信号和第二输入节点处的第二输入信号之差与预定电平交叉；以及

(c)当确定所述第一和第二输入信号之差与所述预定电平交叉时采样所述输出电压。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述预定电平是零电压电平。

18.一种用于采样模拟信号的方法，所述方法包括：

(a)采样输入电压以生成输出电压；

(b)确定何时电平交叉检测器的第一输入节点处的第一输入信号和第二输入节点处的第二输入信号之差与第一预定电平交叉；

(c)确定何时所述第一和第二输入信号之差与第二预定电平交叉；以及

(d)当确定所述第一和第二输入信号之差与所述第二预定电平交叉时采样所述输出电压。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述第一和第二预定电平是零电压电平。