CN101252569A - 用于接收信号的设备和用于接收信号的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于接收信号的方法和用于接收信号的设备。该信号接收方法计算根据多个相位分别将第一噪声信号的共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将所述第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括所述第一噪声信号的接收(Rx)信号相关，计算相关结果值的总和值，以及从该总和值的峰值进行接收(Rx)信号的同步获得。本发明可以更容易地或正确地处理利用正交噪声信号的接收(Rx)信号。

Description

用于接收信号的设备和用于接收信号的方法

技术领域

本发明涉及用于接收信号的方法和设备，更具体地涉及一种用于接收包括彼此正交的噪声信号的发送信号的信号接收方法，以及一种信号接收设备。

背景技术

随着数字通信技术的不断发展，已向市场引入了利用数字信号来发送/接收期望信号的广播或通信系统。在数字通信系统中，已使用彼此正交的噪声信号来编码/传播发送信号，或者已将其用作发送信号的导频信号，从而可以利用导频信号容易地获得接收(Rx)信号的同步。用于上述用途的代表性噪声信号是伪噪声(PN)信号。此外，可以以各种方式来生成具备正交性的噪声信号。考虑到正交特性，可以将该噪声信号用作训练信号。

在接收包括具备正交相位的噪声信号的信号的情况下，常规广播或通信系统考虑正交噪声信号的特性，将接收端所生成的噪声信号与接收(Rx)信号相关，从而可以搜索包含在Rx信号中的噪声信号。

然而，如果Rx信号包括从充当接收端的接收器接收到的另一个噪声信号，或者在信号发送期间在发送(Tx)信号中包含了未预料到的噪声信号，则破坏了插入到Tx信号中的噪声信号的正交性，从而常规系统无法容易地获得同步。例如，如果系统中包括的信号接收器将Rx信号转换为中间频率，并且出现了频率偏移，则包含在Rx信号中的噪声信号的正交性可能由于这种频率偏移而破坏。结果，在Rx信号的处理时间期间，常规系统可能错误地获得了Rx信号的同步。

发明内容

因此，本发明致力于一种用于接收信号的方法和设备，其基本上消除了因现有技术的限制和缺点而造成的一个或更多个问题。

本发明的一个目的是提供一种用于接收信号的方法和设备，其可以更容易或更正确地利用正交噪声信号来处理接收(Rx)信号。

本发明的另一个目的是提供一种用于接收信号的方法和设备，其可以容易地获得接收(Rx)信号的同步。

本发明的另一个目的是提供一种用于接收信号的方法和设备，其可以在接收(Rx)信号中出现了频率偏移的情况下正确地计算出该频率偏移，从而补偿所计算出的频率偏移。

为了获得这些目的和其他优点，并根据如这里体现并广泛描述的本发明的目的，一种信号接收方法包括以下步骤：接收包括正交噪声信号中的第一噪声序列的信号；根据正交噪声信号的生成规则来生成所述第一噪声序列；以及计算根据多个相位分别将所述第一噪声信号的共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将所述第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括第一噪声信号的接收(Rx)信号相关；计算相关结果值的总和值；以及从该总和值的峰值进行接收(Rx)信号的同步获得(synchronization acquisition)。

在本发明的另一个方面，提供了一种信号接收方法，该方法包括以下步骤：接收包括正交噪声信号中的第一噪声序列的信号；根据正交噪声信号的生成规则来生成所述第一噪声序列；计算根据多个相位分别将所述第一噪声信号的共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将所述第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括第一噪声信号的接收(Rx)信号相关，计算相关结果值的总和值，以及从该总和值的峰值进行接收(Rx)信号的同步获得；将包括第一噪声序列的接收(Rx)信号乘以通过所述载波频率偏移分别将所生成的第一噪声序列的共轭复数调制成的第三值，并累积相乘结果；以及在同步获得步骤中实现了同步获得时，基于累积结果来计算接收(Rx)信号的取决于特定载波频率偏移的相移，并利用计算出的相移值来补偿所述频率偏移。

在本发明的另一个方面，提供了一种信号接收方法，该方法包括以下步骤：接收包括正交噪声信号中的第一噪声序列的信号；根据正交噪声信号的生成规则来生成所述第一噪声序列；计算根据多个相位分别将所述第一噪声信号的共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将所述第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括第一噪声信号的接收(Rx)信号相关，计算相关结果值的总和值，以及从该总和值的峰值进行接收(Rx)信号的同步获得；将具有在所述同步获得步骤中获得的峰值的计算结果信号转换为频域信号；以及从所述频域结果信号中的已知信号的位置偏离计算出载波频率偏移，并利用计算出的载波频率偏移来补偿包括第一噪声序列的接收(Rx)信号。

在本发明的另一个方面，提供了一种信号接收设备，该信号接收设备包括：噪声生成器，用于生成正交噪声信号中的第一噪声序列的共轭复数；信号计算器，用于计算根据多个相位分别将所述共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将所述第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括第一噪声信号的接收(Rx)信号相关，计算相关结果值的总和值；峰检测器，用于检测所述信号计算器的计算结果的峰值；偏移计算器，用于将包括第一噪声序列的接收(Rx)信号乘以通过所述载波频率偏移分别将所述第一噪声序列的共轭复数调制成的第三值，并计算相乘结果的总和值；基准值存储单元，用于与频率偏移相关联地存储信号的相移值；以及乘法器，用于根据所述偏移计算器的输出结果，将从基准值存储单元中读取的相移值乘以接收(Rx)信号。

在本发明的另一个方面，提供了一种信号接收设备，该信号接收设备包括：噪声生成器，用于生成正交噪声信号中的第一噪声序列的共轭复数；信号计算器，用于计算根据多个相位分别将所述共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将所述第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括第一噪声信号的接收(Rx)信号相关，计算相关结果值的总和值；峰检测器，用于检测所述信号计算器的计算结果的峰值；转换器，用于将所述信号计算器的计算结果转换为频域信号；位置计算器，用于计算经所述转换器转换的输出信号中的已知信号的频域位置变化；频率偏移估计器，用于从所述位置计算器接收所述已知信号的位置变化，基于所接收的位置变化来估计载波频率偏移，并输出所估计的频率偏移；以及乘法器，用于利用从所述频率偏移估计器接收到的估计频率偏移来补偿接收(Rx)信号。

附图说明

所包括的用于提供本发明的进一步理解且并入而构成本申请的一部分的附图例示了本发明的实施方式并与说明一起用来解释本发明的原理。在附图中：

图1是例示了根据一个实施方式的信号接收方法的流程图；

图2是例示了根据另一个实施方式的信号接收方法的流程图；

图3是例示了根据另一个实施方式的信号接收方法的流程图；

图4是例示了DMB-T发送器的框图；

图5示例性地示出了保护间隔为1/9的DMB-T Tx信号帧；

图6是例示了DMB-T接收器的框图；

图7是例示了一种DMB-T接收器利用PN序列来测量频率偏移的方法的概念图；

图8示例性地示出了根据频率偏移的PN序列之间的相关峰；

图9示例性地示出了根据载波频率偏移所生成的两个PN序列之间的间隔(ε)的两个PN序列之间的相关峰；

图10示出了图9的每个相关值与频率偏移的总和；

图11是例示了用于接收信号的方法和设备的概念图；

图12至15示出了根据载波频率偏移的图11的计算结果；

图16示出了用于根据另一个实施方式的信号接收方法的DMB-T的帧同步间隔；

图17示出了用于计算图16的频率偏移的信号计算器；

图18是例示了根据另一个实施方式的信号接收设备的框图；而

图19是例示了根据另一个实施方式的信号接收设备的框图。

具体实施方式

现在详细参照本发明的优选实施方式，附图中例示了其实例。只要有可能就在所有附图中使用相同的附图标记来指代相同或类似的部分。

为了说明方便和对本发明更好的理解，以下详细描述将披露本发明的多种实施方式和变型。在某些情况下，为了避免出现本发明的不明确概念，将省略本领域技术人员熟知的概念装置或设备，并根据本发明的重要功能以框图形式来表示这些装置或设备。

图1是例示了根据一个实施方式的信号接收方法的流程图。下面将参照图1来描述该信号接收方法。

参照图1，在步骤S10接收包括正交噪声信号中的第一噪声信号的信号。下文中将详细描述第一噪声信号。

在步骤S20，接收到该信号的系统根据正交噪声信号的生成规则来生成第一噪声信号。

在步骤S30，系统计算根据多个相位分别将第一噪声信号的共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括第一噪声信号的Rx信号相关，计算相关结果值的总和，并从总和值的峰值获得Rx信号的同步。稍后将参照图11来描述S30这一步骤。

根据另一个实施方式，系统可以利用图1的上述实施方式来去除包含在Rx信号中的载波频率偏移。下面将参照图2和3来描述另一个实施方式。

图2是表示根据另一个实施方式的信号接收方法的流程图。下面将参照图2来描述根据本发明的信号接收方法。

参照图2，在步骤S110，用于该信号接收方法的系统接收包括正交噪声信号中的第一噪声信号的信号。

在步骤S120，系统根据正交噪声信号的生成规则来生成第一噪声信号。

在步骤S130，系统计算根据多个相位分别将第一噪声信号的共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括第一噪声信号的Rx信号相关，计算相关结果值的总和，并从总和值的峰值获得Rx信号的同步。稍后将参照图11来描述S130这一步骤。

在步骤S140，系统将从以上步骤S130获得的结果信号转换为频域信号。

在S150，系统从所述频域结果信号中的已知信号的位置偏离计算出载波频率偏移，并利用计算出的偏移来补偿包括第一噪声信号的Rx信号。

图18是例示了根据另一个实施方式的信号接收设备的框图。稍后将描述图2的步骤S140和S150。

图3是例示了根据另一个实施方式的信号接收方法的流程图。下面将参照图3来描述该信号接收方法。

参照图3，在步骤S210，用于该信号接收方法的系统接收包括正交噪声信号中的第一噪声信号的信号。

在步骤S220，系统根据正交噪声信号的生成规则来生成第一噪声信号。

在步骤S230，系统计算根据多个相位分别将第一噪声信号的共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括第一噪声信号的接收(Rx)信号相关，计算相关结果值的总和值，并从计算结果的峰值获得Rx信号的同步。

在步骤S240，系统将包括第一噪声序列的接收(Rx)信号乘以通过载波频率偏移分别将所生成的第一噪声序列的共轭复数调制成的第三值，并累积相乘的结果值。

如果从同步获得步骤S230获得了同步，则在步骤S250系统基于累积结果，计算取决于特定载波频率偏移的Rx信号的相移，并利用计算出的相移值来补偿载波频率偏移。

图19是例示了根据本发明另一个实施方式的信号接收设备的框图。下面将描述图3的步骤S240和S250。

为了描述方便和对本发明更好的理解，本发明示例性地将包括几个正交相位的PN信号用作噪声信号。示例性地将第一噪声信号用作该PN序列的特定相位信号。

下面将描述一种根据本发明的用于发送/接收在时域同步OFDM(TDS-OFDM)系统中使用的PN序列训练信号的方法。

上述系统已被用于中国地面数字电视广播(下文中称为地面DTV)，并且已被用作称为数字多媒体/电视广播-地面(DMB-T)的广播标准。

按照与循环前缀OFDM(CP-OFDM)方案中相同的方式，对在TDS-OFDM系统的发送端调制并发送的数据应用逆离散傅里叶变换(IDFT)方案。然而，向保护间隔中插入了伪噪声(PN)而非循环前缀(CP)，从而将插入后的结果信号用作训练信号。在发送广播信号期间，上述方案减少了开销量，增大了信道的使用效率，并提高了广播信号接收器的同步单元和信道估计器的性能。

为了描述方便，下面将描述DMB-T发送/接收系统。

图4是例示了根据本发明的DMB-T发送器的框图。下面将参照图4来描述根据本发明的DMB-T发送器。

参照图4，信道编码器10输出信道编码比特流，从而接收端可以利用该信道编码比特流来检测差错。

调制器20接收该编码比特流和从传输参数信令(TPS)生成器15生成的传输参数信号，并利用4-、16-或64-正交幅度调制(QAM)方案对接收到的信号进行调制。

逆DFT(IDFT)单元30接收频域的OFDM调制信号，并将其转换为时域OFDM信号。一般来讲，DMB-T方案将3780个Tx数据单元的频域信号转换为时域信号。

PN生成器40生成要用作待发送的广播信号的训练信号的一连串PN序列。

复用器50将生成的PN序列和经IFFT单元30转换的OFDM信号分配到时域，对分配结果进行复用，并输出复用结果。

滤波器60限制了复用DMB-T信号的带宽，并输出限制后的结果信号。可以将平方根升余弦(SRRC)滤波器用作滤波器60。在此情况下，可以将“0.05”用作带宽限制所用的滚降(roll-off)系数α。

RF发送器70从滤波器60接收带宽受到限制的输出信号，经由频率fc的RF传输频带对接收信号进行上转换(up-conversion)。

图5示例性地示出了保护间隔为1/9的DMB-T Tx信号帧。更详细来讲，图4的DMB-T发送器所发送的Tx信号的整个帧包括保护间隔长度等于1/9数据间隔长度的特定帧，并在图5中示出。下面将参照图5来描述Tx信号的帧结构。

参照图5，帧包括帧同步部分和帧主体。帧主体包括待发送数据，并用作应用傅里叶变换(DFT)的块。一般来讲，DFT块包括3780个流数据单元。

帧同步部分包括一个或更多个PN序列。要用作帧同步部分的PN序列可以使用m＝8的序列(其中m＝阶数)。如果m的值为8(m＝8)，则可以生成255个不同序列。将每个序列都扩展为前同步信号(preamble)和后同步信号(postamble)，从而可用作保护间隔。

前同步信号和后同步信号是实施PN序列的循环扩展的PN序列的重复间隔。

将帧同步部分的PN序列的255个PN的前115个PN用作后同步信号，然后将其添加到255个PN的后端。将PN序列中的后50个PN用作前同步信号，然后将其添加到255个PN的前端。

PN序列的多项式用P(x)＝x⁸+x⁶+x⁵+x+1来表示，其相位根据PN序列的初始状态而在0到254的范围内变化。

如果保护间隔为1/9，则向255长度的PN序列的前端和后端添加前同步信号和后同步信号，从而构成由420个数据单元组成的帧同步部分。换句话说，这420个数据单元与帧主体块的3780个数据单元的1/9相对应，从而它们用作帧同步部分。单个数据帧包括由420个数据单元组成的帧同步部分，以及由3780个数据单元组成的帧主体。帧主体可以包括由3744个符号组成的数据单元、由32个符号组成的系统信息，以及由4个符号组成的载波模式。系统信息和载波模式根据BPSK方案进行了调制。

上述数据帧的结构可能根据保护间隔而改变，而且每个帧中包含的数据单元的数量也可以根据需要而改变。

另外，可以为保护间隔赋值1/4或1/9。此外，也可为保护间隔赋另一个值1/6。换句话说，保护间隔可以包括420个数据单元、595个数据单元或者945个数据单元，从而构成系统的Tx信号帧结构可以根据保护间隔的长度而改变。

图6是例示了DMB-T接收器的框图。换句话说，图6示出了DMB-T接收器的例子，从而以下将参照图6来描述DMB-T接收器。

参照图6，DMB-T接收器的调谐器110将RF传输频带的信号转换为基带信号，并输出该基带信号。

自动增益控制器(AGC)120对调谐器110的输出信号的功率进行归一化(normalize)，并输出归一化结果。

模数(A/D)转换器130从AGC 120接收模拟型输出信号，并将该模拟输出信号转换为数字信号。

分相器140从A/D转换器130的输出信号中分离出同相(I)信号和正交(Q)信号，并输出I信号和Q信号。

自动频率控制(AFC)单元177对I信号和Q信号的估计频率误差进行补偿。滤波器160对接收信号的带宽进行限制。

帧同步单元可以包括信号获得单元172、信号跟踪单元174和AFC单元177。

AFC单元177计算Rx信号的频率误差，使乘法器145将Rx信号乘以计算出的频率误差信号，从而补偿Rx信号的频率误差。

信号获得单元172对从发送器接收到的PN序列进行同步。信号跟踪单元174利用所获得的PN序列来补偿符号误差。

上述帧同步单元使用PN相关器171的相关结果。

DFT单元180和182的快速傅里叶变换(FFT)将帧同步单元估计出的结果数据转换为频域信号。DFT单元180和182的输出信号经均衡器190进行信道估计，从而经信道估计的结果信号被发送到信道解码器(未示出)。

图7是例示了一种DMB-T接收器利用PN序列来测量频率偏移的方法的概念图。下面将参照图7来描述用于测量频率偏移的示例性方法。

参照图7，信号接收器中包括的PN生成器260可以从用作Tx信号的训练信号的PN序列中，任意生成第一PN序列样本。在图7的示例中，由多项式生成的PN序列的长度可以为255。

相关器27中包括的相关单元270a将生成的PN序列与Rx信号中的255长度的样本数据单元相关。相关单元270a在根据输入数据而移动到另一位置的同时进行相关。在此情况下，用图7中的移动窗口来表示相关单元270a的移动/相关间隔。

频率偏移检测器290将相关单元270a的相关值分为几个子块，对这些子块的相关值进行相关，并利用这些子块相关结果值中的峰值来测量载波频率偏移。假定频率偏移在单个帧内恒定，如果将这种子块用作DMB-T系统的单帧间隔，则频率偏移检测器290可以仅在单帧内测量一个频率偏移。

一般来讲，如果载波频率偏移的峰值很低，则可以使用上述频率偏移估计方法。在DMB-T系统的情况下，上述频率偏移估计方法可以测量并补偿由调谐器生成的±8kHz的频率偏移。

然而，如果频率偏移的峰值很高，则破坏包含在Tx信号中的PN序列与由接收器生成的其他PN序列之间的正交性，从而降低相关值的峰。上述通过BPSK调制PN序列的平方来去除频率偏移的方法在所估计的频率偏移上有很大偏差，需要与相关器数量一样多的附加乘法器。并且，如果未正确地获得同步，则上述方法无法正确地去除频率偏移。

为了解决上述问题，下面详细描述一种通过正确地获得Rx信号的同步来去除频率偏移的方法。

图8示例性地示出了根据频率偏移的PN序列之间的相关峰。

在图8中，水平轴表示频率偏移的峰值，垂直轴表示相关值的峰值。如图8所示，随着频率偏移的峰值逐渐增大，Rx信号的PN序列以及接收器生成的PN序列的相关值的峰值逐渐减小。相关值可以根据需要而落在空(null)位置。

图8中所示的箭头是空位置，经载波频率偏移相关的两个PN序列之间的间隔可以用下式1来表示：

[式1]

$\mathrm{\ϵ}=\frac{N}{M}\×n$

式1表示根据符号间隔对载波频率偏移进行了归一化。

在式1中，“N”是帧长度(即，帧中包含的数据单元的数量)。在DMB-T系统中，“N”被设定为3780，“M”是PN序列长度。如果“fc”是载波频率偏移(以Hz为单位)，“fs”是子符号间隔，则式1的“ε”可以用“fc/fs”来表示。从图8中可以看到，相关值具有与根据载波频率偏移的同步功能类似的空位置。

为了认识频率偏移对于PN序列相关的影响，下式2可以表示当包含在Rx信号中的PN序列“C(n)”存在频率偏移时Rx信号中包含的序列“r(n)”：

[式2]

$r\left(n\right)=C\left(n\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π\ϵn}}{N}}$

如果接收端接收到了式2的PN序列，并对接收到的PN序列进行了相关，则可以由下式3来表示相关值的积分值“P(m)”：

[式3]

$P\left(m\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}r(n-m)C^{*}\left(n\right)$

其中“*”是PN序列C(n)的共轭复数。

如果Rx信号的PN序列中包含了载波频率偏移，并且该PN序列和接收器生成的另一PN序列具有相同的同步(即，式3的m＝0)，则获得了以下式4的结果。

[式4]

$P\left(0\right)=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|C{\left(n\right)}^2\right|e^{j\frac{2\mathrm{\π\ϵn}}{N}}=\mathrm{\α}\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π\ϵn}}{N}}$

在式4中，“α”是取决于C(n)的平方的给定常数，从而也可以用下式5来表示上述式4。

[式5]

$P\left(0\right)=\mathrm{\α}\frac{1-e^{j\frac{2\mathrm{\π\ϵM}}{N}}}{1-e^{j\frac{2\mathrm{\π\ϵ}}{N}}}=\mathrm{\α}\frac{\sin \left(\frac{\mathrm{\π\ϵM}}{N}\right)}{\sin \left(\frac{\mathrm{\π\ϵ}}{N}\right)}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π\ϵ}(M-1)}{2N}}$

在式5中，如果Rx信号中包含了频率偏移，则即使Rx信号的PN序列和接收器生成的另一PN序列具有相同的同步(即，m＝0)，在没有频率偏移时，也将两个PN序列之间的相关值P(0)设定为另一个值。

例如，如下式6所示，P(0)的峰值根据频率偏移(ε)而变。

[式6]

$\left|P\left(0\right)\right|=\mathrm{\α}\left|\frac{\sin \left(\frac{\mathrm{\π\ϵM}}{N}\right)}{\sin \left(\frac{\mathrm{\π\ϵ}}{N}\right)}\right|$

因此，如果存在频率偏移，则各个PN序列的相关值的峰值可能随频率偏移而改变，从而系统可能很难根据PN序列的相关峰值来确定各个PN序列是否具有相同的同步。可以从式6中看到，系统可以检测由频率偏移造成的空位置。换句话说，相关值在出现空位置的特定频率偏移处接近“0”，从而系统很难只使用PN序列的相关值来确定PN序列是否具有相同的同步。虽然发送/接收(Tx/Rx)系统的Tx信号中包含的第一PN序列和由用于接收Tx信号的接收器生成的第二PN序列是根据相同生成规则生成的，但是如上所述并未出现相关峰。

图9示例性地示出了根据由载波频率偏移生成的两个PN序列的间隔(ε)的两个PN序列之间的相关峰。在此情况下，这两个序列是包含在Rx信号中的PN序列和接收器生成的另一PN序列。在图9中，两个PN序列的相关峰在特定地点存在空位置。

图10示出了图9的每个相关值对于多个频率偏移的总和。在图10中，如果频率偏移并未影响两个相关PN序列，则假定将两个PN序列之间的滞后设为“0”。可以从图10的结果中看到，虽然出现了载波频率偏移，但是两个PN序列的相关值的总和与载波频率偏移具有类似于同步功能的特定形状。也就是说，虽然出现了各种载波频率偏移，但是取决于频率偏移的各个PN序列的相关值的总和值几乎是彼此类似的。因此，所有可能频率偏移的两个PN序列的相关值的总和都具有几乎类似的峰值。并且，上述总和值的峰具有与相关峰值类似的很高的值，从而即使出现了特定的载波频率偏移，系统也可以利用总和值的峰来获得Rx信号的同步。

图11是例示了用于接收信号的方法和设备的概念图。

参照图11，Rx信号包括由噪声信号组成的第一噪声序列。如果第一噪声序列与和第一噪声序列自身相同的另一个序列相关，则这两个序列之间的相关值就会是峰值。否则，如果第一噪声序列与不同于第一噪声序列本身的另一个序列相关，则这两个序列之间的相关值很低。图11的例子示出了基于DMB-T系统的信号。图11的该信号具有包括充当第一噪声序列的PN序列的Rx信号。基于DMB-T系统的该信号在帧同步部分中包括由255个数据单元组成的PN序列，并且该PN序列被向后和向前进行了扩展。

如果设备接收到并处理了上述信号，则其生成与包含在Rx信号中的PN序列相同的PN序列P’(n)，从而即使Rx信号中出现了载波频率偏移，其也可以与载波频率偏移无关地成功获得同步。

PN序列的相位可以根据图11的项(b)而改变，或者可以根据图11的项(c)而存在各种载波频率偏移。

PN序列的共轭复数可以根据图11的项(b)而分别发生相位改变，或者可以根据图11的项(c)分别进行调制。在此情况下，图11的项(b)表示PN序列的可用相位改变值，由e^{±jπp(M-1)/M}来表示。图11的项(c)表示可以生成的载波频率偏移的符号间隔归一化值，用e^(±j2πpn/M}来表示。

因此，通过所生成的PN序列P’(n)、所生成的PN序列P’(n)的共轭复数P^*(n)(即，图11的“a”)、PN序列的可用相位改变值e^{±jπp(M-1)/M}(即，图11的“b”)、可以生成的载波频率偏移的符号间隔归一化值e^{±j2πpn/M}(即，图11的“c”)对共轭复数进行调制，将调制后的共轭复数彼此相关，然后计算相关共轭复数的总和。

为了便于进行上述计算，将PN序列P’(n)与其共轭复数P^*(n)的乘积用作公共因子。将前述PN序列共轭复数的相位改变值(即“b”)与公共因子组合，同时将用于使前述共轭复数(即，“c”)能够具有频率偏移的调制值与公共因子组合，计算组合结果值的总和，并计算求得总和值的乘积。

换句话说，上述计算示例的原理与由(a+ab+abc+…)→a(1+b+bc+…)表示的表达式相同的原理。在此情况下，将“a”用作公共因子，在已将能够使要由载波频率偏移来调制共轭复数的调制值和共轭复数的相位改变值彼此组合，然后对组合结果值求和后，便获得了括号项的总和(1+b+bc+…)。

图12到15示出了根据载波频率偏移的图11的计算结果。

可以从图12中看到，如果频率偏移是0kHz，则将包含在Rx信号中的PN序列与生成的PN序列相关，从而将相关结果表示在用作图12的水平轴的时间轴上。图12的方法广泛用于现有技术，从而在没有频率偏移的情况下可以认为它是理想的。否则，如果出现了频率偏移，就无法获得图12的结果，从而系统很难获得同步或补偿频率偏移。

可以从图13中看到，频率偏移是0kHz，利用图11的上述方法将包含在Rx信号中的PN序列和接收器生成的PN序列彼此相关，从而获得图13的相关结果。

可以从图14中看到，频率偏移是80kHz，利用图11的上述方法将包含在Rx信号中的PN序列与接收器生成的PN序列彼此相关，从而获得图14的相关结果。

可以从图15中看到，频率偏移是160kHz，通过图11的上述方法来计算PN序列，并获得图15的它们的相关结果。可以从图13到15的相关结果之间的比较看到，虽然生成了频率偏移，但是与生成的频率偏移无关，图13到15的相关峰值彼此类似，从而系统可以在已出现相关峰值的位置获得同步。

图16示出了根据本发明另一个实施方式的信号接收方法所用的DMB-T的帧同步间隔。根据该信号接收方法的实施方式，即使出现了频率偏移，系统也可以获得同步，估计频率偏移，并补偿所估计的频率偏移。下面将参照下式和图16来描述一种用于补偿频率偏移的方法。

将包含在Rx信号中的噪声信号r(k)与l延迟噪声信号r^*(k-l)相关，从而获得这两个噪声信号之间的相关结果。l延迟噪声信号r^*(k-l)是由接收器生成的，是在Rx信号和频率偏移将噪声信号r(k)延迟了预定距离“l”后创建的。下式7可以表示相关结果值的总和R(l)。

[式7]

$R\left(l\right)=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)r^{*}(k-l)=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}[{\left|p\left(k\right)\right|}^2{e}^{j\frac{2\mathrm{\π\ϵk}}{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π\ϵ}(k-l)}{N}}+\mathrm{\η}\left(k\right)]$

其中“l”是Rx信号的PN序列和由生成的PN序列同步导致的载波频率偏移所延迟的信号的距离。

在式7中，“η(k)”是平均值为0的噪声分量，从而可以用下式8来表示式7的总和：

[式8]

$R\left(l\right)=\mathrm{\αM}[e^{j\frac{2\mathrm{\π\ϵl}}{N}}+E\{\mathrm{\η}\left(k\right)\left\}\right]$

其中包括“η(k)”的项的值为“0”。

因此，可以用下式9来表示式8中所示的值R(l)的相位：

[式9]

$\stackrel{\‾}{w}\≈\arg \left\{e^{j\frac{2\mathrm{\π\ϵl}}{N}}\right\}$

在式9中，如果相位差2επl/N小于180°，则可以用下式10来表示ε的范围：

[式10]

$\frac{2\mathrm{\π\ϵl}}{N}\≤\mathrm{\π},\mathrm{\ϵ}\≤\frac{N}{2l}$

例如，如果延迟长度“l”是32，则“ε”的峰值为118.125。在此情况下，频率偏移由235.25(KHz)(＝2kHz(子符号间隔)×ε)来表示。因此，如果系统能够识别由频率偏移导致的延迟长度“l”，则其可以计算出频率偏移的大小，并对计算出的频率偏移进行补偿。

图17示出了用于计算图16的频率偏移的信号计算器。如果需要，可以将17的信号计算器包括在图18或19的信号接收设备中。图17(a)示出了信号计算器的详细实施方式。

图16中描述的式7到10的上述计算可能需要很多乘法器。因此，为了有效地进行上述计算，以下实施方式可以具有以图17的形式构造的设备。

生成根据多个相位将PN序列调制成的第一值，并且生成通过多个载波频率偏移分别将第一值调制成的第二值。可以根据符号间隔对这多个载波频率偏移进行归一化。或者，可以生成通过多个载波频率偏移分别将PN序列调制成的第二值(以下称为PN序列的第三值)。

如果将如上所述的PN序列的各个调制值与Rx信号彼此相关，然后对所计算的值进行求和，则所得总和值等于当利用通过有限冲击响应(FIR)滤波器的PN序列来计算图17(b)的系数时所获得的结果值。

在对Rx信号进行相关的情况下，如果系数计算器330的第一计算器331使用固定滤波器系数进行移位和加法，则图17的信号计算器可以在不使用很多乘法器的情况下进行相关。与用作滤波器系数的系数相关的图具有如图17(b)所示的对称形状。相关计算器中包含的移位计算器的数量等于计算数据单元数量的1/2，相关计算器的加法器的数量也等于计算数据单元数量的1/2，从而计算次数减半。图17(c)示出了在频域中标记的时域FIR系数。

下面将参照图17来说明上述概念计算。

图17的信号计算器包括临时存储单元310、相关器320和系数计算器330。

临时存储单元310存储Rx信号并输出所存储的Rx信号。临时存储单元310可以按先进先出(FIFO)的形式来配置Rx信号，并存储FIFO型Rx信号。临时存储单元310存储具有给定长度的Rx数据，并输出所存储的Rx数据。图17的例子示出了以10比特为基础来存储/输出Rx信号的情况。

相关器320将具有1比特长度的噪声信号的共轭复数存储在其自身内部存储单元中。相关器320将存储在临时存储单元310中的给定长度噪声信号与存储在内部存储单元中的1比特长度噪声信号相关，并输出这两个噪声信号之间的相关结果。根据P’(n)与P^*(n)的乘积以外的剩余值的总和来创建图17(b)的系数。如之前在图11中所述，已将P’(n)与P^*(n)的乘积用作公共因子。如果生成改变了第一噪声序列的共轭复数的相位的第一项和经所接收的信号的频率偏移调制过的第二项，并对结果值进行求和，则所得总和值具有图17(b)所示的形状。

因此，系数计算器330将相关器320的输出相关值乘以图17(b)的系数型函数。在此情况下，图17(b)的系数随时间规则地变化，从而可以将系数的乘积转换为移位和加法计算。

系数计算器330中包含的存储单元333存储移位和加法计算的结果值。第二计算器335对存储在存储单元333中的值进行求和，并输出所得总和值。结果，系数计算器330可以容易地进行图11的计算。图17的存储单元333存储临时存储单元310的输出值的计算值，使其可以表示为能够临时存储10比特数据的FIFO型。

图18是例示了根据另一个实施方式的信号接收设备的框图。下面将参照图18来描述该信号接收设备。

图18的信号接收设备包括乘法器410、噪声生成器420、信号计算器430、峰检测器440、转换器450、位置计算器460和频率偏移估计器470。

噪声生成器420根据与Rx信号中包含的另一个噪声信号相同的生成规则来生成噪声信号。

信号计算器430可以将Rx信号与噪声生成器420生成的噪声信号相关。信号计算器430可以包括临时存储单元431、相关器433和系数计算器435。信号计算器430的详细描述已经参照图17给出。

临时存储单元431存储Rx信号，相关器433可以将存储在临时存储器431中的信号与噪声生成器420生成的信号相关。

系数计算器435根据相关器433的相关结果来计算图17(b)中的公共因子系数，并将共同因子系数乘以来自相关器433的相关结果值。

信号计算器430的信号计算已经参照图17给出。

峰检测器440接收系数计算器435的计算结果，并根据接收到的计算结果利用适当的阈值来检测峰值的位置。

转换器450接收信号计算器430的计算结果，并将接收到的信号转换为频域信号。位置计算器460从转换器450接收频域信号，并利用接收到的频域信号，来识别Rx信号中包含的已知信号(例如，导频信号)与帧上频域的原始位置间隔开多长。例如，在DMB-T系统的情况下，位置计算器460可以在没有频率偏移的情况下，识别传输参数信号或系统信息与帧上原始位置间隔开多长。

频率偏移估计器470可以根据位置计算器460的输出信号的位置来估计频率偏移。频率偏移估计器470将频域的频率偏移转换为时域的相位变化，并将转换的结果输出到乘法器410。

乘法器410将Rx信号乘以由频率偏移估计器470估计出频率偏移所导致的时间轴相位改变值，从而其可以去除包括噪声信号的Rx信号的频率偏移。

图19是例示了根据本发明另一实施方式的信号接收设备的框图。下面将参照图19来描述根据另一实施方式的该信号接收设备。

参照图19，该信号接收设备包括乘法器410、噪声生成器420、信号计算器430、偏移计算器435、峰检测器440和基准值存储单元445。

噪声生成器420根据与Rx信号中包含的另一个噪声信号相同的生成规则来生成噪声信号。

信号计算器430计算根据多个相位分别将共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将第一值调制成的第二值，将每个第二值(或第一值)与包括第一噪声信号的接收(Rx)信号相关，计算相关结果值的总和值。可以通过符号间隔对多个载波频率偏移进行归一化。或者，可以生成第三值，即，通过多个载波频率偏移分别将PN序列调制成的第三值(以下称为PN序列的第三值)。信号计算器430可以将每个第三值与包括第一噪声信号的接收(Rx)信号相关。

信号计算器430从第一值、第二值和第三值中选择一个，并将所选值与接收到的信号相关，并输出相关结果。

信号计算器430可以包括临时存储单元431、相关器433和系数计算器435。上述组件的详细描述已经参照图17给出。

峰检测器440可以利用阈值来检测信号计算器430的输出结果的峰值。如果检测到了信号计算器440的输出结果的峰值，则峰检测器440输出用于查阅基准值存储单元445的特定信号(例如，图19的使能信号)。

偏移计算器435将Rx信号乘以通过载波频率偏移分别将第一噪声序列的共轭复数调制成的第三值，并根据第一噪声信号来对相乘结果进行求和。

偏移计算器435输出相乘结果的总和。在DMB-T系统的情况下，可以将相乘结果添加到除包含在帧同步部分中的整个PN序列中的后同步信号和前同步信号以外的PN序列中。偏移计算器435可以进行式8的计算。

基准值存储单元445存储与偏移计算器435的计算结果相关联的相位值。从峰检测器440接收到查阅(reference)信号时，基准值存储单元445输出与偏移计算器435的计算结果相关的相位值。基准值存储单元445可以根据偏移计算结果以表的形式来配置相位值，并将所得相位值存储于其中。

基准值存储单元445输出由偏移计算器435的计算结果导致的相位值。根据包含在Rx信号中的频率偏移，可以将该相位值用作时域相位。

乘法器410将基准值存储单元445的输出相位值乘以包括噪声的Rx信号，从而其可以从Rx信号中去除载波频率偏移。

应当注意，本发明中所披露的大多数术语都是考虑本发明的功能而定义的，可以根据本领域技术人员的意图或者通常的实践对其进行不同确定。因此，优选的是根据本发明中披露的所有内容来理解上述术语。

如果设备利用正交噪声信号来接收目标信号，它就可以更容易地处理噪声信号。即使出现了频率偏移，该设备也可以正确地计算频率偏移并对计算出的频率偏移进行补偿。并且，即使出现了频率偏移，该设备也可以正确地获得接收(Rx)信号的同步。

对于本领域技术人员显而易见的是，可以在不脱离本发明精神和范围的情况下在本发明中进行各种修改和变化。因此，如果本发明的这些修改和变化落在所附权利要求及其等价形式的范围内，则本发明就旨在涵盖它们。

本申请要求2007年2月21日提交的韩国申请No.10-2007-0017552的优先权，此处通过引用将其并入，如同在此进行了充分阐述。

Claims (17)

1、一种信号接收方法，该信号接收方法包括以下步骤：

接收包括正交噪声信号中的第一噪声序列的信号；

根据所述正交噪声信号的生成规则来生成所述第一噪声序列；以及

计算根据多个相位分别将所述第一噪声信号的共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将所述第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括所述第一噪声信号的接收(Rx)信号相关，计算相关结果值的总和值，以及从该总和值的峰值进行所述接收(Rx)信号的同步获得。

2、根据权利要求1所述的信号接收方法，其中所述第一噪声序列是伪噪声(PN)序列。

3、根据权利要求1所述的信号接收方法，其中所述信号接收步骤的接收(Rx)信号是经过时域同步OFDM(TDS-OFDM)方案调制的。

4、一种信号接收方法，该信号接收方法包括以下步骤：

接收包括正交噪声信号中的第一噪声序列的信号；

根据所述正交噪声信号的生成规则来生成所述第一噪声序列；

计算根据多个相位分别将所述第一噪声信号的共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将所述第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括所述第一噪声信号的接收(Rx)信号相关，计算相关结果值的总和值，以及从该总和值的峰值进行所述接收(Rx)信号的同步获得；

将包括所述第一噪声序列的所述接收(Rx)信号乘以通过所述载波频率偏移分别将所生成的第一噪声序列的共轭复数调制成的第三值，并累积相乘结果；以及

当在所述同步获得步骤中实现了同步获得时，基于累积结果来计算所述接收(Rx)信号的取决于特定载波频率偏移的相移，并利用计算出的相移值来补偿所述频率偏移。

5、根据权利要求4所述的信号接收方法，其中所述第一噪声序列是伪噪声(PN)序列。

6、根据权利要求4所述的信号接收方法，其中计算出的相移是通过所述累积结果的反正切函数计算出的。

7、一种信号接收方法，该信号接收方法包括以下步骤：

接收包括正交噪声信号中的第一噪声序列的信号；

根据所述正交噪声信号的生成规则来生成所述第一噪声序列；

计算根据多个相位分别将所述第一噪声信号的共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将所述第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括所述第一噪声信号的接收(Rx)信号相关，计算相关结果值的总和值，以及从该总和值的峰值进行接收(Rx)信号的同步获得；

将具有在所述同步获得步骤中获得的峰值的计算结果信号转换为频域信号；以及

从所述频域结果信号中的已知信号的位置偏离计算出载波频率偏移，并利用计算出的载波频率偏移来补偿包括所述第一噪声序列的所述接收(Rx)信号。

8、根据权利要求7所述的信号接收方法，其中所述已知信号是传输参数信号(TPS)。

9、一种信号接收设备，该信号接收设备包括：

噪声生成器，用于生成正交噪声信号中的第一噪声序列的共轭复数；

信号计算器，用于计算根据多个相位分别将所述共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将所述第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括所述第一噪声信号的接收(Rx)信号相关，计算相关结果值的总和值；

峰检测器，用于检测所述信号计算器的计算结果的峰值；

偏移计算器，用于将包括所述第一噪声序列的所述接收(Rx)信号乘以通过所述载波频率偏移分别将所述第一噪声序列的共轭复数调制成的第三值，并计算相乘结果的总和值；

基准值存储单元，用于与频率偏移相关联地存储信号的相移值；以及

乘法器，用于根据所述偏移计算器的输出结果，将从所述基准值存储单元中读取的相移值乘以所述接收(Rx)信号。

10、根据权利要求9所述的信号接收设备，其中所述信号计算器包括：

临时存储单元，用于存储包括所述第一噪声序列的所述接收(Rx)信号；

相关器，用于将由所述噪声生成器生成的所述第一噪声序列的共轭复数与所述接收(Rx)信号相关；以及

系数计算器，用于通过将所述相位与所述载波频率偏移相组合来计算所述共轭复数的公共因子系数，并将该系数乘以来自所述相关器的相关结果值。

11、根据权利要求10所述的信号接收设备，其中所述系数计算器的乘法计算是通过所述系数值的移位计算和加法计算来进行的。

12、根据权利要求9所述的信号接收设备，其中所述偏移计算器从所述基准值存储单元中读取的相移值由所述偏移计算器的输出结果的反正切函数来表示。

13、根据权利要求9所述的信号接收设备，其中所述第一噪声序列是伪噪声(PN)序列。

14、一种信号接收设备，该信号接收设备包括：

噪声生成器，用于生成正交噪声信号中的第一噪声序列的共轭复数；

信号计算器，用于计算根据多个相位分别将所述共轭复数改变成的第一值，以及通过多个载波频率偏移分别将所述第一值调制成的第二值，将每个第二值与包括第一噪声信号的接收(Rx)信号相关，计算相关结果值的总和值；

峰检测器，用于检测所述信号计算器的计算结果的峰值；

转换器，用于将所述信号计算器的计算结果转换为频域信号；

位置计算器，用于计算经所述转换器转换的输出信号中的已知信号的频域位置变化；

频率偏移估计器，用于从所述位置计算器接收所述已知信号的位置变化，基于所接收的位置变化来估计载波频率偏移，并输出所估计的频率偏移；以及

乘法器，用于利用从所述频率偏移估计器接收到的估计频率偏移来补偿所述接收(Rx)信号。

15、根据权利要求14所述的信号接收设备，其中所述已知信号是传输参数信号(TPS)。

16、根据权利要求14所述的信号接收设备，其中信号计算器包括：

临时存储单元，用于存储包括所述第一噪声序列的所述接收(Rx)信号；

相关器，用于将由所述噪声生成器生成的所述第一噪声序列的共轭复数与所述接收(Rx)信号相关；以及

系数计算器，用于通过将所述相位与所述载波频率偏移相组合来计算所述共轭复数的公共因子系数，并将该系数乘以来自所述相关器的相关结果值。

17、根据权利要求14所述的信号接收设备，其中所述第一噪声序列是伪噪声(PN)序列。

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