CN101252337A - 减少功率逆变器在高频操作下的分谐波振荡 - Google Patents

Abstract

本发明公开了减少功率逆变器在高频操作下的分谐波振荡。一种用于电逆变器的控制体系结构包括同步帧电流调节器和静止帧电流调节器。所述静止帧电流调节器接收输入电流，所述输入电流表示对应于所述逆变器输出电流的静止帧电流的经滤波的形式。所述控制体系结构采用自适应滤波器模块，其对所述静止帧电流进行滤波以便去除电动机基频分量(及其相关谐波)，从而提取任何低频谐波分量。所述静止帧电流调节器处理所述低频分量，而所述同步帧电流调节器处理所述基频分量，从而导致对逆变器输出中的低频振荡的抑制。

Description

减少功率逆变器在高频操作下的分谐波振荡

技术领域

本发明的各实施例总体上涉及用于电动机的控制器，更具体而言，涉及抑制由耦合到电动机的逆变器的高频操作所导致的分谐波电流误差的技术。

背景技术

例如可以用在电动或混合车辆中的电牵引驱动器需要有高电压利用，以便在受约束的体积和重量之内尽可能高效地产生扭矩。对于这种高电压利用，电驱动系统可以利用脉宽调制(PWM)逆变器，其被配置成驱动多相AC电动机。机动车辆应用通常采用三相电动机。

由于其在宽频率范围上的电流控制能力，所以同步帧电流调节器已经变成用于控制三相逆变器和转换器系统的电流的实际上的工业标准。随着同步帧电流调节器把所测量的逆变器电流变换成同步帧，低频电流误差被转移到同步基频中，其与逆变器输出频率相同。因此，当所述输出频率极高时，同步帧电流调节器易于受到低频干扰，例如由于功率设备的非理想开关而导致的电压干扰、开关频率与基频之间的拍现象以及电流传感器误差。例如，如果所述输出频率是1.0kHz，则电流中的DC偏移量被解释为同步参考帧中的1.0kHz的电流误差。由于该频率比电流控制带宽高得多，因此不容易通过同步帧电流调节器来去除该误差。结果，所述同步帧电流调节器无法抑制由于低频干扰而造成的分谐波电流。

在电动或混合机动车辆布置中，逆变器输出中的低频分谐波振荡可能会导致AC电动机中的低频扭矩分量，进而又导致电动机速率振荡和车辆的“抖动”。此外，这种低频振荡代表导致较低电动机效率的损耗。

因此，期望具有一种减少在高操作频率下的分谐波分量的改进的逆变器控制系统和技术。此外，通过结合附图以及前面的技术领域和背景技术做出的以下详细描述以及所附权利要求书，本发明其他的期望特征和特性将变得显而易见。

发明内容

可以结合用于驱动AC电动机的逆变器的电流控制算法来利用这里描述的技术。这里描述的实施例可以被采用来对于逆变器的高频操作抑制分谐波电流误差。控制体系结构的一个实施例除了同步帧电流调节器之外还包括静止帧电流调节器。所述同步帧电流调节器控制基频，而所述静止帧电流调节器控制低频分量。通过并行地组合这两个电流调节器，可以有效地控制高频基频电流和分谐波误差电流。

一个实施例采用一种控制电动机的逆变器的方法。该方法包括：获得对应于该逆变器的输出的静止帧电流；从所述静止帧电流中提取静止帧分谐波电流分量；对所述静止帧分谐波电流分量执行静止帧电流调节，从而得到静止帧分谐波调节电压命令；以及利用所述静止帧分谐波调节电压命令来调节静止帧基频电压命令。

另一个实施例包括一种用于电动机的逆变器的控制体系结构。该控制体系结构包括：自适应滤波器模块，其被配置成从对应于所述逆变器的输出的静止帧电流中提取静止帧分谐波电流分量；静止帧电流调节器，其被耦合到该自适应滤波器模块，该静止帧电流调节器被配置成响应于所述静止帧分谐波电流分量而生成静止帧分谐波调节电压命令；电流调节器体系结构，其被耦合到该静止帧电流调节器，该电流调节器体系结构被配置成响应于所述静止帧电流而生成静止帧基频电压命令；以及输出元件，其被耦合到该静止帧电流调节器和该电流调节器体系结构，该输出元件被配置成从所述静止帧基频电压命令和所述静止帧分谐波调节电压命令产生修改后的静止帧电压命令。

又一个实施例采用一种控制电动机的逆变器的方法。该方法包括：获得对应于所述逆变器的输出的静止帧电流，所述输出包括基频分量和分谐波振荡分量；响应于所述静止帧电流而执行静止帧电流调节，以便减小所述分谐波振荡分量；对从所述静止帧电流导出的同步帧电流执行同步帧电流调节；以及生成用于所述逆变器的电压命令，所述电压命令受到所述静止帧电流调节和所述同步帧电流调节的影响。

提供本概要是为了以简化的形式介绍所选概念，下面在详细描述中进一步描述所述概念。本概要不打算标识出所要求保护的主题的关键特征或本质特征，也不打算被用于帮助确定所要求保护的主题的范围。

附图说明

下面将结合附图来描述本发明，其中相同的附图标记表示相同的元件，以及：

图1是用于电动机的逆变器的控制体系结构的示意图；

图2是适用于图1中示出的控制体系结构的同步帧电流调节器的示意图；

图3是适用于图1中示出的控制体系结构的静止帧电流调节器的示意图；

图4是适用于图1中示出的控制体系结构的自适应滤波器模块的示意图；

图5是说明移动平均滤波器的频率响应的曲线图；

图6是说明在低速条件下移动平均滤波器的窗口的图；

图7是说明在高速条件下移动平均滤波器的窗口的图；

图8包括描绘了具有分谐波振荡的多相电流的曲线图；

图9包括描绘了静止帧电流和相应的分谐波电流分量的曲线图；

图10包括描绘了多相电流和相应的无校正的分谐波电流分量的曲线图；

图11包括描绘了多相电流和相应的有校正的分谐波电流分量的曲线图；以及

图12是说明根据本发明一个实施例的逆变器电流控制过程的流程图。

具体实施方式

下面的详细描述实际上仅仅是示例性的，并且不打算限制本发明的任何实施例或者这种实施例的应用和用途。此外，不打算受到在前面的技术领域、背景技术、发明内容或者后面的具体实施方式中给出的任何明确的或暗示的理论的限制。

这里可以用功能和/或逻辑块部件以及各种处理步骤的来描述本发明的各实施例。应当认识到，可以通过被配置成执行所指定的功能的任何数量的硬件、软件和/或固件部件来实现这种块部件。例如，本发明的一个实施例可以采用各种集成电路部件，比如存储器元件、数字信号处理元件、逻辑元件、查找表等等，其可以在一个或多个微处理器或其他控制设备的控制下实施多种功能。另外，本领域技术人员将认识到，可以结合任何数量的电动机应用来实践本发明的各实施例，并且这里描述的系统仅仅是本发明的一个示例实施例。

为了简洁起见，在这里可能不会详细描述与AC电动机、AC电动机控制方案以及所述系统的其他功能方面(以及所述系统的各单独操作部件)相关的常规技术。此外，在这里包含的各个附图中所示出的连接线打算表示各个元件之间的示例功能关系和/或物理耦合。应当注意到，在本发明的一个实施例中可以存在许多替换的或附加的功能关系或物理连接。

下面的描述可能会提到把元件或节点或特征“连接”或“耦合”在一起。除非另有明确说明，否则这里使用的“连接”是指一个元件/节点/特征被直接接合到另一个元件/节点/特征(或者直接与其通信)，并且不必是以机械的方式。同样，除非另有明确说明，否则“耦合”是指一个元件/节点/特征被直接或间接地接合到另一个元件/节点/特征(或者直接或间接地与其通信)，并且不必是以机械的方式。因此，虽然图1中示出的示意图描绘了一种示例元件布置，但是在本发明的一个实施例中可以存在附加的居间元件、设备、特征或部件。

图1是适用于电动机的逆变器的控制体系结构100的示意图。在该例子中，所述逆变器是脉宽调制(PWM)逆变器102，其可以被适当地配置成驱动多相AC电动机104。控制体系结构100适于被配置成控制生成用于PWM逆变器102的命令(例如电压命令)。在实践中，控制体系结构100可以被利用在耦合到AC电动机104的电动机控制器中。控制体系结构100通常包括但不限于：自适应滤波器模块106；静止帧电流调节器108，其被耦合到自适应滤波器模块106；电流调节器体系结构109，其被耦合到静止帧电流调节器108；以及输出元件110，其被耦合到静止帧电流调节器108。在该实施例中，输出元件110还被耦合到电流调节器体系结构109。控制体系结构100还可以包括耦合到PWM逆变器102的变换处理器112以及耦合在输出元件110与PWM逆变器102之间的变换处理器114。

在该实施例中，电流调节器体系结构109包括但不限于：逆旋转变换处理器116，其被耦合到变换处理器112；同步帧电流调节器118，其被耦合到逆旋转变换处理器116；以及旋转变换处理器120，其被耦合在同步帧电流调节器118与输出元件110之间。对于该例子来说，输出元件110是利用加法元件122/124实现的。

这里使用的下标和上标的含义如下：

下标a、b和c：相a、b和c中的量。

下标d和q：d-q帧中的量。

下标s：定子绕组的量。

上标s：静止帧中的量。

上标r：旋转(同步)帧中的量。

上标^*：所命令的量。

在操作中，PWM逆变器102通过适当配置的连接布置126来驱动AC电动机104，所述连接布置可以包括任何数目的连接线。连接布置126所表示的连接的数目由用在AC电动机104中的相数来限定。例如，如图1中所示，三相AC电动机104将具有三条连接线。连接布置126可以包括或者被耦合到电流传感器(在图1中被描绘为实心点)。电流传感器的数目也由用在AC电动机104中的相数来限定。利用相应的连接线把所述电流传感器的输出耦合到变换处理器112；这些连接线的数目也由用在AC电动机104中的相数来限定，在该例中是三。

当在与AC电动机104的定子同步的参考帧(即所述静止帧)中观看时，通过所述电流传感器测量的三相电流(i_as、i_bs和i_cs)通常载送正弦电流波形。变换处理器112被配置成把所述多相电流变换成相应的静止帧电流(i_ds ^s和i_qs ^s)。在变换处理器112中，利用等式(1)如下把所述三相电流变换成同步d-q帧：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ds}}^s\\ i_{\mathrm{qs}}^s\end{array}\right]=T\left(0\right)\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{as}}\\ i_{\mathrm{bs}}\\ i_{\mathrm{cs}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{as}}\\ i_{\mathrm{bs}}\\ i_{\mathrm{cs}}\end{array}\right]---\left(1\right)$

所述静止帧电流i_ds ^s和i_qs ^s充当到逆旋转变换处理器116和自适应滤波器模块106的并行输入。逆旋转变换处理器116适于被配置成把i_ds ^s和i_qs ^s变换成相应的同步帧电流(i_ds ^r和i_qs ^r)。通过逆旋转变换处理器116如下利用等式(2)把所述静止d-q电流变换成同步d-q帧：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ds}}^r\\ i_{\mathrm{qs}}^r\end{array}\right]=R{\left({\mathrm{\θ}}_r\right)}^{-1}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ds}}^s\\ i_{\mathrm{qs}}^s\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left({\mathrm{\θ}}_r\right)& \sin \left({\mathrm{\θ}}_r\right)\\ -\sin \left({\mathrm{\θ}}_r\right)& \cos \left({\mathrm{\θ}}_r\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ds}}^s\\ i_{\mathrm{qs}}^s\end{array}\right]---\left(2\right)$

在等式(2)中，转子角度θ_r是从AC电动机104的机械转子位置和电动机极数计算的电动机位置。通过适当配置的传感器(未示出)来测量所述转子角度θ_r。因此，由逆旋转变换处理器116生成的d-q帧与所述电动机位置θ_r的旋转同步。

如图1所示，逆旋转变换处理器116的输出是所测量的d-q电流i_ds ^r和i_qs ^r。这些所测量的d-q电流被耦合到同步帧电流调节器118。在通过同步帧电流调节器118处理所述信号时，把所述信号参照所述d-q参考帧，并且在旋转变换处理器120中把所述经过处理的信号重新转换成定子参考帧。

图2是适用于控制体系结构100的同步帧电流调节器200的示意图(例如作为同步帧电流调节器118)。所测量的d轴电流(i_ds ^r)被耦合到d轴比例积分(PI)调节器202，并且所测量的q轴电流(i_qs ^r)被耦合到q轴PI调节器204。另外，通过来自更高级别控制器(例如扭矩或速度控制器)的相应连接线把所命令的d-q电流(i_ds ^r*和i_qs ^r*)耦合到相应的d轴和q轴PI调节器202/204。在图1中示出所述连接线128/130。

通过相应的连接线(图1中的附图标记132和134)把前馈电压(V_{ds_FF} ^r和V_{qs_FF} ^r)提供给相应的d轴和q轴PI调节器202/204。通常由电流控制器、速度控制器或扭矩控制器基于电动机速度、电动机参数以及由AC电动机104吸取的电流来提供这些前馈电压。同步帧电流调节器200被适当地配置成响应于所述同步帧电流i_ds ^r和i_qs ^r、所命令的d-q电流i_ds ^r*和i_qs ^r*以及所述前馈电压V_{ds_FF} ^r和V_{qs_FF} ^r来生成同步帧基频电压命令(V_ds ^r*和V_qs ^r*)。在实践中，同步帧电流调节器200生成V_ds ^r*和V_qs ^r*以便最小化所述系统的电流误差。

所述d轴PI调节器202和q轴PI调节器204按照类似的方式操作，并且下面对于d轴PI调节器202的描述也适用于q轴PI调节器204。在该实施例中，d轴PI调节器202包括两个加法元件206/208、具有相应的乘法常数的两个增益元件210/212、以及积分器214。加法元件206把d轴电流误差(i_{ds_err} ^r)形成为所命令的d轴电流(i_ds ^r*)与所测量的d轴电流(i_ds ^r)之间的差。在增益元件210处把来自加法元件206的差输出端的该d轴电流误差(i_{ds_err} ^r)乘以比例增益常数(K_pd)，并且相乘后的值充当在加法元件208处相加的三个值的其中之一。

还在增益元件212处把来自加法元件206的差输出端的该d轴电流误差(i_{ds_err} ^r)乘以积分增益常数(K_id)，通过积分器214对相乘后的值进行积分，并且来自积分器214的积分值输出充当在加法元件208处相加的三个值当中的另一个。所述电流调节器部分的输出(即来自积分器214的积分值输出和增益元件210的输出)在加法元件208处被加到所述前馈电压(V_{ds_FF} ^r)上，以便生成电压命令(V_ds ^r*)。来自加法元件208的电压命令(V_ds ^r*)输出用来最小化所述电流误差(i_{ds_err} ^r)；如图1所示，该电压命令可以被路由到旋转变换处理器120。如上所述，同步帧电流调节器200以类似的方式生成q轴电压命令V_qs ^r*。

应当认识到，可以在包括不同类型的同步帧电流调节器的控制体系结构中等效地实施这里描述的技术。例如，可以在采用复矢量电流调节器以替代图2中示出的布置的控制体系结构的情境中利用上面描述的分谐波振荡抑制技术，其采用交叉耦合解耦控制。

再次参考图1，基于同步参考帧的基频电压命令V_ds ^r*和V_qs ^r*被馈送到旋转变换处理器120，该处理器被适当地配置成把V_ds ^r*和V_qs ^r*变换成静止帧基频电压命令(V_ds ^s*和V_qs ^s*)。在该实施例中，旋转变换处理器120如下采用在等式(3)中阐述的变换：

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ds}}^{s*}\\ V_{\mathrm{qs}}^{s*}\end{array}\right]=R\left({\mathrm{\θ}}_r\right)\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ds}}^{r*}\\ V_{\mathrm{qs}}^{r*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left({\mathrm{\θ}}_r\right)& -\sin \left({\mathrm{\θ}}_r\right)\\ \sin \left({\mathrm{\θ}}_r\right)& \cos \left({\mathrm{\θ}}_r\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ds}}^{r*}\\ V_{\mathrm{qs}}^{r*}\end{array}\right]---\left(3\right)$

因此，在该实例的情境中，电流调节器体系结构109被配置成响应于所述静止帧电流i_ds ^s和i_qs ^s来生成所述静止帧基频电压命令V_ds ^s*和V_qs ^s*。这里，V_ds ^s*充当到加法元件122的一个输入，并且V_qs ^s*充当到加法元件124的一个输入。静止帧电流调节器108向加法元件122提供第二输入，并且向加法元件124提供第二输入(下面将更详细地描述)。简而言之，静止帧电流调节器108生成静止帧分谐波调节电压命令V_{ds_sub} ^s*和V_{qs_sub} ^s*以作为输出。在实践中，加法元件122把V_ds ^s*和V_{ds_sub} ^s*组合成d轴输出，并且加法元件124把V_qs ^s*和V_{qs_sub} ^s*组合成q轴输出。

来自加法元件122/124的d轴和q轴输出充当到变换处理器114的输入。这些输出表示修改后的静止帧电压命令，它们是从所述静止帧基频电压命令V_ds ^s*和V_qs ^s*以及从所述静止帧分谐波调节电压命令V_{ds_sub} ^s*和V_{qs_sub} ^s*产生的。变换处理器114把所述修改后的电压命令的静止帧表示转换成用于PWM逆变器102的多相正弦记法(例如三相记法)。在该实施例中，变换处理器114利用如下的等式(4)生成所述多相正弦记法：

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{as}}^{*}\\ V_{\mathrm{bs}}^{*}\\ V_{\mathrm{cs}}^{*}\end{array}\right]=T{\left(0\right)}^{-1}\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ds}\_\mathrm{md}}^{s*}\\ V_{\mathrm{qs}\_\mathrm{md}}^{s*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& +\frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ds}\_\mathrm{md}}^{s*}\\ V_{\mathrm{qs}\_\mathrm{md}}^{s*}\end{array}\right]---\left(4\right)$

在等式(4)中，V_{ds_md} ^s*和V_{qs_md} ^s*表示修改后的静止帧电压命令，其充当到变换处理器114的输入。变换处理器114的输出由PWM逆变器102合成，该逆变器又驱动AC电动机104。

常规的同步帧电流调节器能够在不经历相延迟的情况下在宽频率范围上调节三相电流。然而，当所述同步频率极高时，常规的同步帧电流调节器无法有效地调节低频电流误差。例如，当所述同步频率是1.0kHz时，DC电流偏移量通过等式(2)中的变换被变换成1.0kHz的电流。由于在实际的车辆应用中电流控制带宽通常比1.0kHz低得多，因此该误差保留在采用常规的同步帧电流调节器的控制系统中。控制体系结构100利用自适应滤波器模块106和静止帧电流调节器108来克服这一缺陷。

如上所述，自适应滤波器模块106与逆旋转变换处理器116并行地接收静止帧电流i_ds ^s和i_qs ^s。如图1中所示，自适应滤波器模块106还可以接收AC电动机104的转子角度θ_r以作为输入(等效地，可以利用指示AC电动机104的旋转速度的任何所测量的量)。自适应滤波器模块106被适当地配置成从所述静止帧电流i_ds ^s和i_qs ^s中提取静止帧分谐波电流分量(i_{ds_sub} ^s和i_{qs_sub} ^s)。如下面将结合图4更加详细地描述的那样，自适应滤波器模块106可以包括具有可调节窗口尺寸的移动平均滤波器，其中响应于所述转子角度θ_r动态地调节所述窗口尺寸。此外，所述移动平均滤波器被适当地配置成对i_ds ^s和i_qs ^s进行滤波以获得i_{ds_sub} ^s和i_{qs_sub} ^s，其中所述滤波操作受到所计算的窗口尺寸的影响。

自适应滤波器模块106从i_ds ^s和i_qs ^s中提取分谐波分量。虽然电流调节器体系结构109把i_ds ^s和i_qs ^s变换成同步参考帧，但是静止帧电流调节器108基于所述静止参考帧进行操作。静止帧电流调节器108用来响应于i_{ds_sub} ^s和i_{qs_sub} ^s而生成V_{ds_b} ^s*和V_{qs_sub} ^s*。

图3是适用于控制体系结构100的静止帧电流调节器300(例如作为静止帧电流调节器108)的示意图。所提取的静止帧分谐波电流分量i_{ds_sub} ^s被耦合到d轴PI调节器302，并且i_{qs_sub} ^s被耦合到q轴PI调节器304。另外，d-q分谐波电流命令(i_{ds_sub} ^s*和i_{qs_sub} ^s*)被耦合到相应的d轴和q轴PI调节器302/304。由于分谐波电流内容对于三相电动机控制来说是所不希望的，因此在该实施例中，所述分谐波电流命令被设置为0。

静止帧电流调节器300被适当地配置成响应于所提取的静止帧分谐波电流分量i_{ds_sub} ^s和i_{qs_sub} ^s并且响应于对于所命令的d-q电流i_{ds_sub} ^s*和i_{qs_sub} ^s*的零输入来生成静止帧分谐波调节电压命令V_{ds_sub} ^s*和V_{qs_sub} ^s*。在实践中，静止帧电流调节器300被配置成按照尝试最小化静止帧分谐波电流分量i_{ds_sub} ^s和i_{qs_sub} ^s的方式生成静止帧分谐波调节电压命令V_{ds_sub} ^s*和V_{qs_sub} ^s*。

所述d轴PI调节器302和q轴PI调节器304按照类似的方式操作，并且下面对于d轴PI调节器302的描述也适用于q轴PI调节器304。在该实施例中，d轴PI调节器302包括两个加法元件306/308、具有相应的乘法常数的两个增益元件310/312、以及积分器314。加法元件306把d轴分谐波电流误差形成为i_{ds_sub} ^s*与i_{ds_sub} ^s之间的差。对于本例，其中i_{ds_sub} ^s*＝0，则d轴分谐波电流误差是-i_{ds_sub} ^s。在增益元件310处把加法元件306的差输出乘以比例增益常数(K_pds)，并且相乘后的值充当在加法元件308处相加的两个值的其中之一。

还在增益元件312处把加法元件306的差输出乘以积分增益常数(K_ids)，通过积分器314对相乘后的值进行积分，并且来自积分器314的积分值输出充当在加法元件308处相加的第二值。加法元件308的输出表示分谐波调节电压命令V_{ds_sub} ^s*。该电压命令V_{ds_sub} ^s*用来最小化所述d轴分谐波电流误差；如图1所示，该电压命令可以被路由到输出元件110。静止帧电流调节器300按照类似的方式生成q轴分谐波调节电压命令V_{qs_sub} ^s*，并且把所述电压命令路由到输出元件110。如上所述，输出元件110把V_{ds_sub} ^s*与V_ds ^s*相加以便形成组合d轴输出电压，并且把V_{qs_sub} ^s*与V_qs ^s*相加以便形成组合q轴输出电压。

图4是适用于控制体系结构100的自适应滤波器模块400的示意图(例如作为自适应滤波器模块106)的示意图。应当认识到，在自适应滤波器模块106的一个实施例中可以利用其他配置。自适应滤波器模块400通常包括但不限于：速度观测器402；绝对值发生器404；除法器406/408；限制器410；以及自适应移动平均滤波器412。这些部件可以被耦合在一起，并且/或者被配置成按照图4中描绘的方式一起协作。

移动平均滤波器通常被用在数字信号处理应用中，这是因为其具有减小随机噪声的能力。在该实施例中，自适应移动平均滤波器412被适当地配置成对静止帧电流i_ds ^s和i_qs ^s进行滤波，以便获得静止帧分谐波电流分量i_{ds_sub} ^s和i_{qs_sub} ^s。正如名称所暗示的那样，自适应移动平均滤波器412通过对来自输入信号的多个点进行平均来操作，从而产生输出信号中的各点。在这方面，自适应移动平均滤波器412根据如下的等式(5)起作用：

$y\left[i\right]=\frac{1}{M}\underset{j=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}x[i+j]---\left(5\right)$

在等式(5)中，x[]是输入信号，y[]是输出信号，以及M是所述平均中的点数。例如，在7点移动平均滤波器中，输出信号中的点10由下式给出：

$y\left[10\right]=\frac{x\left[10\right]+x\left[9\right]+x\left[8\right]+x\left[7\right]+x\left[6\right]+x\left[5\right]+x\left[4\right]}{7}---\left(6\right)$

可以由下式给出等式(5)所表示的移动平均滤波器的频率响应：

$G\left[f\right]=\frac{\sin \left(\mathrm{\πf}{T}_{s}M\right)}{M\sin \left(\mathrm{\πf}{T}_s\right)}---\left(7\right)$

在等式(7)中，f是以赫兹为单位的输入信号的频率，T_s是以秒为单位的采样周期，以及M是所述平均中的点数。

图5是说明在等式(7)中表示的频率响应的曲线图。由于其缓慢的滚降以及差的阻带衰减，该移动平均滤波器的总体频率响应作为低通滤波器来说是差的。虽然移动平均滤波器的频率响应在其总体频率范围内可能是差的，但是其在某些频率下具有非常高(理论上是无穷大)的衰减，正如由图5的曲线图中的凹陷所示。这些陷波频率具有与所述滤波器的窗口尺寸相同的周期(T_s×M)，并且其n阶谐波如下：

$f=\frac{n}{T_{s}M}---\left(8\right)$

在等式(8)中，n是正整数(n＝1，2，3，...)。利用该频率，等式(7)的频率响应变为0，正如下面的表达式中所示：

$G\left(f\right)=\frac{\sin \left(\mathrm{\πnf}{T}_{s}M\right)}{M\sin \left(\mathrm{\πf}{T}_s\right)}=\frac{\sin \left(\mathrm{\πn}\right)}{M\sin (\mathrm{\π}/M)}=0---\left(9\right)$

图5还示出所述频率响应|G(f)|在某些频率下是0，即

。因此，如果根据同步频率的周期来调节自适应移动平均滤波器412的窗口尺寸，则可以去除相电流的基频和谐波分量。所述滤波操作导致提取出所述相电流中的分谐波分量。所述相电流的基频周期是所述同步频率的倒数。因此，通过所述同步频率来调节自适应移动平均滤波器412的窗口尺寸(T_sM)，其对应于输出频率。

图6是说明在低速条件下的移动平均滤波器的窗口的图，以及图7是说明在高速条件下的移动平均滤波器的窗口的图。每个图示出一个周期性信号和所述移动平均滤波器的窗口。所述窗口的宽度被调节到所述基频分量的周期(T)，其在该例中对应于所述转子的旋转周期。随着速度增大，所述窗口尺寸减小。这种趋势在图6与图7之间的比较中很明显。

下面将参考图4描述自适应滤波器模块400的操作。该实施例采用适当配置的传感器来获得指示所述电动机的旋转速度的所测量的量。例如，自适应滤波器模块400的一个实施例可以利用位置传感器(比如分解器和编码器)接收该电动机的转子角度θ_r。速度观测器402被配置成从所述转子角度计算所述速度。可选择地，自适应滤波器模块400可以被配置成直接获得速度。当所述电动机控制系统使用编码器时，还可以从来自该编码器的脉冲串的周期和/或在所述速度测量周期期间的脉冲数来计算所述速度。考虑所述极数，可以从所述电动机速度计算同步频率(ω_r)。此外，可以利用绝对值发生器404和除法器406如下计算所述周期(T)：

$T=\frac{2\mathrm{\π}}{\left|{\mathrm{\ω}}_r\right|}---\left(10\right)$

在自适应滤波器模块400的一个实施例中，数字控制器根据所指定的数字采样周期(T_s)来执行所述控制。通过首先利用除法器408把所述周期(T)除以所述数字采样周期(T_s)来计算对应于所述周期(T)的窗口尺寸(M)。可以采用限制器410来把M保持在最大值与最小值之间。按照这种方式，自适应滤波器模块响应于所述转子角度(或者指示所述转子速度的任何适当的所测量的量)动态地调节所述窗口尺寸。最终，自适应移动平均滤波器412从其输入电流分量获得分谐波电流，这是通过按照受所计算的窗口尺寸的影响的方式对所述输入电流分量进行滤波而实现的。值得注意的是，所述周期T对应于所述电动机的基频，并且根据所计算的周期来调节所述窗口尺寸。对于该例，移动平均滤波器412如下从静止d轴电流i_ds ^s获得静止d轴分谐波电流分量i_{ds_sub} ^s：

$i_{\mathrm{ds}\_\mathrm{sub}}^s\left[i\right]=\frac{1}{M}\underset{j=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{i}_{\mathrm{ds}}^s[i+j]---\left(11\right)$

按照等效的方式从静止q轴电流i_qs ^s获得静止q轴分谐波电流分量i_{qs_sub} ^s。

图8包括描绘了具有分谐波振荡的多相电流的曲线图。曲线图502表示i_as逆变器电流，曲线图504表示i_bs逆变器电流，以及曲线图506表示i_cs逆变器电流。这些曲线图中通常是正弦的特性对应于基频。值得注意的是，这些曲线图当中的每一个还包含低频振荡分量。该低频振荡对应于不合期望的分谐波电流。

图9包括描绘了静止帧电流和相应的分谐波电流分量的曲线图。曲线图508包含d轴信号，以及曲线图510包含相应的q轴信号。图9中的实线信号表示到自适应滤波器模块106(参见图1)的输入，以及图9中的虚线信号表示自适应滤波器模块106的输出。所述虚线信号对应于在滤除基频电流(以及相关的谐波频率电流分量)时所得到的所提取的分谐波电流。

图10包括描绘了多相电流和相应的分谐波电流分量(无校正)的曲线图，以及图11包括描绘了多相电流和相应的分谐波电流分量(有校正)的曲线图。图11中的曲线图表示这里描述的控制体系结构的一个实施例的实验结果。

图10中的曲线图512示出在6,445RPM下测量的三相电流波形(i_as、i_bs、i_cs)。这些波形包括由PWM开关与基频之间的拍频导致的分谐波电流。图10中的曲线图514示出由所述自适应滤波器提取的分谐波d-q电流(i_{ds_sub} ^s和i_{qs_sub} ^s)，这也是在6,455RPM下测量的。曲线图514示出通过所述自适应滤波器有效地提取所述分谐波电流。这些曲线图是由仅具有标准同步帧电流调节器的常规的控制体系结构生成的。

图11中的曲线图516示出所述三相电流(i_as、i_bs、i_cs)，以及图11中的曲线图518示出在相同条件下的相应的分谐波d-q电流(i_{ds_sub} ^s和i_{qs_sub} ^s)。然而，这些曲线图是由控制体系结构100的一个实施例生成的，即同时具有同步帧电流调节器和静止帧电流调节器的控制体系结构。图11中的曲线图清楚地示出，所述分谐波电流已被有效地去除。

图12是说明逆变器电流控制过程600的流程图，该过程可以由这里描述的控制体系结构的一个实施例执行。关于过程600所执行的各种任务可以通过软件、硬件、固件或其任何组合来执行。出于说明性的目的，下面对于过程600的描述可能提到上面结合图1-4所提到的元件。在本发明的实施例中，过程600的各部分可以由所述系统的不同元件执行，例如控制体系结构100的各个部件、模块和特征。应当认识到，所述过程600可以包括任何数目的附加或替换任务，图12中示出的任务不需要按照所示出的顺序来执行，并且过程600可以被结合到具有这里并未详细描述的附加功能的更加全面的程序或过程中。

可以按照持续(ongoing)方式来执行控制过程600。在这方面，过程600可以测量由逆变器生成的多相电流(任务602)，其中所述多相电流驱动AC电动机。过程600随后把所述多相电流变换成静止帧电流(任务604)。在这方面，过程600获得对应于该逆变器的输出的静止帧电流。再次，所述逆变器输出可以包括基频分量和分谐波振荡分量。如上所述，按照并行方式处理所述静止帧电流i_ds ^s和i_qs ^s。一般来说，一个处理分支对应于同步帧电流调节，而另一个处理分支对应于静止帧电流调节。

关于同步帧电流调节，控制过程600可以执行逆旋转变换(任务606)，以便把所述静止帧电流变换成相应的同步帧电流。所述同步帧电流i_ds ^r和i_qs ^r被用作到所述同步帧电流调节器的输入。相应地，过程600对i_ds ^r和i_qs ^r执行同步帧电流调节(任务608)，以便生成相应的同步帧基频电压命令。另外，过程600对所述同步帧基频电压命令V_ds ^r*和V_qs ^r*执行旋转变换(任务610)，以便把V_ds ^r*和V_qs ^r*变换成相应的静止帧基频电压命令(V_ds ^s*和V_qs ^s*)。

关于静止帧电流调节，控制过程600可以按照上面描述的方式对自适应滤波器模块执行动态调节。例如，过程600可以响应于指示AC电动机的旋转速度的所测量的量来动态地计算用于移动平均滤波器的窗口尺寸(任务612)。过程600随后可以对所述静止帧电流i_ds ^s和i_qs ^s进行滤波(任务614)，以便获得静止帧分谐波电流分量，其中所述滤波受到所计算的窗口尺寸的影响。如上所述，优选地通过确定对应于AC电动机的基频的周期并且根据该周期设置所述窗口尺寸来计算所述窗口尺寸。更具体而言，所述窗口尺寸被选择成匹配该周期。所述滤波操作从所述静止帧电流中去除该电动机的基频。在该实施例中，所述滤波操作还去除所述基频的一个或多个谐波。

所提取的静止帧分谐波电流分量i_{ds_sub} ^s和i_{qs_sub} ^s被用作到所述静止帧电流调节器的输入。过程600对i_{ds_sub} ^s和i_{qs_sub} ^s执行静止帧电流调节(任务616)，以便生成静止帧分谐波调节电压命令(V_{ds_sub} ^s*和V_{qs_sub} ^s*)。所述静止帧电流调节减少在所述多相电流中包含的分谐波振荡分量，并且致力于最小化所述静止帧分谐波电流分量i_{ds_sub} ^s和i_{qs_sub} ^s。

任务610产生静止帧基频电压命令V_ds ^s*和V_qs ^s*，而任务616产生静止帧分谐波调节电压命令V_{ds_sub} ^s*和V_{qs_sub} ^s*。控制过程600处理这些命令，并且生成用于所述逆变器的修改后的静止帧电压命令(任务618)。对于该例来说，任务618利用所述静止帧分谐波调节电压命令来调节所述静止帧基频电压命令。参考图1，输出元件110可以通过对相应的电压命令进行组合/相加来执行任务618。随后把所述修改后的静止帧电压命令转换(任务620)成用于所述逆变器的多相正弦记法。利用所述多相电压命令(V_as ^*、V_bs ^*、V_cs ^*)来控制所述逆变器的操作(任务622)，该逆变器又驱动所述AC电动机(任务624)。过程600被描绘为连续环路，这是因为所述控制体系结构充当一个反馈系统，其适于逆变器电流中的改变。

虽然在上面的详细描述中给出了至少一个示例性实施例，但是应当认识到，存在多种变型。还应当认识到，所述一个或多个示例性实施例仅仅是例子，而不打算以任何方式限制本发明的范围、适用性或配置。更确切地说，前面的详细描述将为本领域技术人员提供用于实施所述一个或多个示例性实施例的方便的路线图。应当理解，在不背离所附权利要求书及其等效法律表述中所阐述的本发明的范围的情况下，可以在元件的功能和布置方面做出各种改变。

Claims (20)

1、一种控制电动机的逆变器的方法，该方法包括：

获得对应于该逆变器的输出的静止帧电流；

从所述静止帧电流中提取静止帧分谐波电流分量；

对所述静止帧分谐波电流分量执行静止帧电流调节，从而产生静止帧分谐波调节电压命令；以及

利用所述静止帧分谐波调节电压命令来调节静止帧基频电压命令。

2、根据权利要求1所述的方法，其中：

所述静止帧电流包括静止d轴电流i_ds ^s和静止q轴电流i_qs ^s；

所述静止帧分谐波电流分量包括静止d轴分谐波电流i_{ds_sub} ^s和静止q轴分谐波电流i_{qs_sub} ^s；

所述静止帧分谐波调节电压命令包括静止d轴分谐波调节电压命令V_{ds_sub} ^s*和静止q轴分谐波调节电压命令V_{qs_sub} ^s*；以及

所述静止帧基频电压命令包括静止d轴基频电压命令V_ds ^s*和静止q轴基频电压命令V_qs ^s*。

3、根据权利要求1所述的方法，其中，所述调节步骤包括：组合所述静止帧基频电压命令与所述静止帧分谐波调节电压命令。

4、根据权利要求1所述的方法，还包括：

把所述静止帧电流变换成相应的同步帧电流；

对所述同步帧电流执行同步帧电流调节，从而产生同步帧基频电压命令；以及

把所述同步帧基频电压命令变换成所述静止帧基频电压命令。

5、根据权利要求4所述的方法，其中：

所述同步帧电流包括同步d轴电流i_ds ^r和同步q轴电流i_qs ^r；以及

所述同步帧基频电压命令包括同步d轴基频电压命令V_ds ^r*和同步q轴基频电压命令V_qs ^r*。

6、根据权利要求1所述的方法，其中：

所述调节步骤产生修改后的静止帧电压命令；以及

该方法还包括：把所述修改后的静止帧电压命令转换成用于所述逆变器的多相正弦记法。

7、根据权利要求1所述的方法，还包括：

测量由所述逆变器生成的多相电流；以及

把所述多相电流变换成所述静止帧电流。

8、根据权利要求1所述的方法，其中，所述提取步骤包括：

响应于指示所述电动机的旋转速度的所测量的量，动态地计算用于移动平均滤波器的窗口尺寸；以及

利用所述移动平均滤波器对所述静止帧电流进行滤波，以便获得所述静止帧分谐波电流分量，所述滤波受到所述窗口尺寸的影响。

9、根据权利要求8所述的方法，其中，动态地计算所述窗口尺寸包括：

确定对应于所述电动机的基频的周期；以及

根据所述周期来设置所述窗口尺寸。

10、根据权利要求9所述的方法，其中，所述滤波步骤从所述静止帧电流中去除所述电动机的基频。

11、根据权利要求10所述的方法，其中，所述滤波步骤从所述静止帧电流中去除所述电动机的基频的至少一个谐波。

12、根据权利要求1所述的方法，其中，执行静止帧电流调节以尝试最小化所述静止帧分谐波电流分量的方式来生成所述静止帧分谐波调节电压命令。

13、一种用于电动机的逆变器的控制体系结构，该控制体系结构包括：

自适应滤波器模块，其被配置成从对应于所述逆变器的输出的静止帧电流中提取静止帧分谐波电流分量；

静止帧电流调节器，其被耦合到该自适应滤波器模块，该静止帧电流调节器被配置成响应于所述静止帧分谐波电流分量而生成静止帧分谐波调节电压命令；

电流调节器体系结构，其被耦合到该静止帧电流调节器，该电流调节器体系结构被配置成响应于所述静止帧电流而生成静止帧基频电压命令；以及

输出元件，其被耦合到该静止帧电流调节器和该电流调节器体系结构，该输出元件被配置成从所述静止帧基频电压命令和所述静止帧分谐波调节电压命令来产生修改后的静止帧电压命令。

14、根据权利要求13所述的控制体系结构，其中，所述输出元件被配置成把所述静止帧基频电压命令和所述静止帧分谐波调节电压命令组合成所述修改后的静止帧电压命令。

15、根据权利要求13所述的控制体系结构，其中：

所述自适应滤波器模块包括移动平均滤波器，其具有可调节的窗口尺寸；

该自适应滤波器模块被配置成响应于指示所述电动机的旋转速度的所测量的量来动态地调节所述窗口尺寸；以及

所述移动平均滤波器被配置成对所述静止帧电流进行滤波以获得所述静止帧分谐波电流分量，所述滤波受到所述窗口尺寸的影响。

16、根据权利要求15所述的控制体系结构，其中，所述自适应滤波器模块被配置成：

确定对应于所述电动机的基频的周期；以及

根据所述周期来调节所述窗口尺寸。

17、根据权利要求13所述的控制体系结构，其中，所述静止帧电流调节器被配置成以尝试最小化所述静止帧分谐波电流分量的方式来生成所述静止帧分谐波调节电压命令。

18、根据权利要求13所述的控制体系结构，其中，所述电流调节器体系结构包括：

逆旋转变换处理器，其被配置成把所述静止帧电流变换成同步帧电流；

耦合到该逆旋转变换处理器的同步帧电流调节器，该同步帧电流调节器被配置成响应于所述同步帧电流而生成同步帧基频电压命令；以及

耦合到该同步帧电流调节器的旋转变换处理器，该旋转变换处理器被配置成把所述同步帧基频电压命令变换成所述静止帧基频电压命令。

19、一种控制电动机的逆变器的方法，该方法包括：

获得对应于所述逆变器的输出的静止帧电流，所述输出包括基频分量和分谐波振荡分量；

响应于所述静止帧电流而执行静止帧电流调节，以便减小所述分谐波振荡分量；

对从所述静止帧电流导出的同步帧电流执行同步帧电流调节；以及

生成用于所述逆变器的电压命令，所述电压命令受到所述静止帧电流调节和所述同步帧电流调节的影响。

20、根据权利要求19所述的方法，还包括：利用自适应滤波器模块对所述静止帧电流进行滤波以获得对应于所述分谐波振荡分量的静止帧分谐波电流分量，其中对所述静止帧分谐波电流分量执行所述静止帧电流调节。

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