CN101247374A - 一种用多模喇叭天线发射的微波空间调制方法 - Google Patents

Abstract

一种用多模喇叭天线发射的微波空间调制方法，属微波空间调制方法。这种调制方法在一帧内发射三个时隙信号，利用三个时隙的信号矢量和或矢量差来调制天线方向图参数(F₁，F₂，F₃)，实现方位角和仰角信息的空间调制，达到在不同方向发射不同调制信号的目的。利用该方法能实现QPSK通信信息传输，也能测定相对发射机的信号方向，是一种通信跟踪、导航制导和雷达探测的新型发射源。

Description

一种用多模喇叭天线发射的微波空间调制方法

一、技术领域

本发明涉及无线电通信雷达与跟踪系统的体制和发射源设计问题，尤其涉及如何把方向信息调制到微波信号中，使不同方向能发射不同调制信号的基本方法。

二、背景技术

发射信号设计一直是雷达探测、微波通信与跟踪、微波遥感、无线电导航的重要问题。但多数系统的设计侧重于时域发射波形或天线方向图特性的最佳化上。除特殊的导航系统外，其它系统的发射信号在天线波束内是一致的，不含有方向信息。欲在波束内的不同方向发射不同信号，涉及到空间信息或方向信息对信号的调制概念，即空间调制。

空间调制是利用空间信息或空间特性对信号进行控制。光信号的空间调制已经广泛应用，如用光栅、液晶、透镜等都可以容易实现空间调制。由于波长的关系，光波空间调制技术还不能简单移植到微波频段，微波空间调制还是研究极少。无线电导航中的甚高频全向信标、塔康系统是最原始的模拟空间调制技术，它把方位信息调制到信号参数中。虽然现代通信中的空时编码调制也有空间调制意思，但指的是多天线对数字信息的空间编码，没有直接把空间信息调制到信号中。虽然，在发明专利(公开号：CN1835490A)提出了把方位角和仰角信息调制到微波信号中的一种方法，但采用的是同相位中心的四馈源激励单脉冲天线，天线方向图参数调制的是发射信号载波相位，利用载波相位的变化量来实现方向调制。但没有解决异相位中心多天线发射的空间调制问题。

三、发明内容

本发明的目的是提供一种新型无线电通信与跟踪探测系统的发射源，它采用体积紧凑的矩形孔径多模喇叭天线，用异相位中心多天线发射的微波空间调制方法，在不同方向发射不同调制的微波信号，单天线接收就可以实现码信息的传输，还可同时测向跟踪或目标探测。

为了达到上述的发明目的，本发明包括下列步骤：

(1)选择多模喇叭天线三个通道的激励模，计算三个通道的方向图函数；

选用矩形孔径多模方式喇叭天线，三通道，是指和通道∑、H面差通道ΔH及E面差通道ΔE，三个通道发射模式为：

和通道∑，发射模TE₁₀，TE₃₀，TE₁₂/TM₁₂，方向图函数F₁为

$F_1=F_1(\mathrm{\α},\mathrm{\β})=\frac{1}{1-(k_{30}/3)}\left\{\right[\frac{\sin \left(\mathrm{\πu}\right)}{\mathrm{\πu}}+k_{12}\frac{\mathrm{\π}u\sin \left(\mathrm{\πu}\right)}{{\mathrm{\π}}^2-{\left(\mathrm{\πu}\right)}^2}]\frac{\cos \left(\mathrm{\πv}\right)}{1-4v^2}-3k_{30}\frac{\sin \left(\mathrm{\πu}\right)}{\mathrm{\πu}}\frac{\cos \left(\mathrm{\πv}\right)}{9-4v^2}\}---\left(1\right)$

其中α是方位角，β是仰角，参量 $u=\frac{b}{\mathrm{\λ}}\cos \mathrm{\β},$ $v=\frac{a}{\mathrm{\λ}}\sin \mathrm{\α}\sin \mathrm{\β},$ 矩形孔径长边a＝2.1λ，宽边b＝1.9λ，λ为波长，相对增益 $k_{30}=0.4\exp \left(j\frac{\mathrm{\π}}{6}\right),$ ，相对增益 $k_{12}=0.85\exp (-j\frac{5\mathrm{\π}}{36}),$ 计算结果表明F₁是复数，F₁＝|F₁|exp(jθ)，存在一个随方位角和仰角变化的相位滞后量θ；

H面差通道ΔH，发射模式TE₂₀，TE₂₂/TM₂₂，方向图函数F₂为

$F_2=F_2(\mathrm{\α},\mathrm{\β})=0.38[\frac{\sin \left(\mathrm{\πu}\right)}{1-4u^2}+k_{22}\frac{\mathrm{\π}u\sin \left(\mathrm{\πu}\right)}{{\mathrm{\π}}^2-{\left(\mathrm{\πu}\right)}^2}]\frac{\sin \left(\mathrm{\πv}\right)}{1-{4v}^2}---\left(2\right)$

其中相对增益k₂₂＝0.67，计算结果表明F₂是实数；

E面差通道ΔE，发射模式TE₁₁/TM₁₁和TE₁₃/TM₁₃，方向图函数F₃为

$F_3=F_3(\mathrm{\α},\mathrm{\β})=1.5[\frac{u\sin \left(\mathrm{\πu}\right)}{1-{4u}^2}+k_{13}\frac{u\cos \left(\mathrm{\πu}\right)}{9-4u}]\frac{\cos \left(\mathrm{\πv}\right)}{1-{4v}^2}---\left(3\right)$

其中相对增益k₁₃＝0.5，计算结果表明F₃也是实数；

式(2)和式(3)中的α、β、u、v的含义与式(1)中的α、β、u、v的含义相同；

(2)设计微波空间调制的信号星座与空间调制关系，

利用上述的和通道∑，H面差通道ΔH，E面差通道ΔE同时发射，在空间干涉后形成的微波信号为r(t)＝Xcosωt+Ysinωt，X和Y为等效基带信号的两个正交分量，写成基带复信号为Z＝X+jY。设发射信号一帧一帧地发射，一帧内分三个时隙，第n帧的三个时隙六个等效基带正交分量构成的信号矢量为S(n)＝[X(1，n) Y(1，n) X(2，n) Y(2，n) X(3，n) Y(3，n)]^T，天线方向图函数构成的矢量为H＝[|F₁|cosθ|F₁|sinθ F₂ F₃]^T，所设计的调制矩阵为A(n)，信号矢量的关系满足：

                            S(n)＝A(n)H                         (4)

通信信息调制的差分关系为： $A\left(n\right)=B^{a_n}A(n-1)---\left(5\right)$

$A\left(1\right)=\left[\begin{array}{cccc}0& 1& 1& 0\\ 1& 0& 0& 1\\ 0& 1& -1& 0\\ 1& 0& 0& -1\\ 0& 1& 1& 0\\ 1& 0& 0& -1\end{array}\right]$ $B=\left[\begin{array}{cccccc}0& 1& 0& 0& 0& 0\\ -1& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& -1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 1\\ 0& 0& 0& 0& -1& 0\end{array}\right]$

其中A(1)为初始矩阵，B为信号矢量旋转

的变换矩阵，a_n为待传送的通信信息，a_n＝0，1，2，3；r(t)的信号相位ψ(i，n)差分变化关系为

             ψ(i，n)＝ψ(i，n-1)+0.5πa_n，i＝1，2，3；                  (6)

若令第n帧的第i时隙发射的等效基带复信号为Z(i，n)＝X(i，n)+jY(i，n)，则由(4)和(5)式可导出天线方向图参数的空间调制关系为：

            Z(1，n)-Z(3，n)＝2F₃j                                        (7)

            Z(3，n)-Z(2，n)＝2F₂                                         (8)

            |Z(1，n)+Z(2，n)|＝|2F₁|                                     (9)

即：第n帧内第一时隙与第三时隙的信号矢量差与方向图函数F₃成正比；第n帧内第三时隙与第二时隙的信号矢量差与方向图函数F₂成正比；第n帧内第一时隙与第二时隙的信号矢量和与方向图函数绝对值|F₁|成正比；所以是一种利用发射信号矢量和或矢量差来调制空间信息的空间调制；另外，由公式(4)和(5)描述的信号矢量共有12种状态，第n帧内发射三个不等振幅不同初相的信号矢量Z(1，n)，Z(2，n)，Z(3，n)，第n+1帧根据a_n+1的大小将第n帧三个信号矢量旋转

角后得新的三个信号矢量，所以12种状态可看成由三个正方形的QPSK星座组成，一帧中三个时隙每个时隙发送其中一个QPSK信号矢量。

(3)形成每个通道的激励信号，通过多模喇叭天线发射，

利用上述的初始矩阵A(1)，对待传送的信息码a_n，形成调制矩阵为A(n)，再利用(11)式的关系决定c_jk(i，n)，则和通道∑，H面差通道ΔH，E面差通道ΔE三个通道中第j通道第n帧第i时隙的激励信号为：

          s_j(i，n，t)＝c_j1(i，n)cosωt+c_j2(i，n)sinωt                    (10)

$A\left(n\right)=\left[\begin{array}{cccc}{c}_{11}(1,n)& c_{12}(1,n)& c_{21}(1,n)& c_{31}(1,n)\\ c_{12}(1,n)& {-c}_{11}(1,n)& c_{22}(1,n)& c_{32}(1,n)\\ c_{11}(2,n)& c_{12}(2,n)& c_{21}(2,n)& c_{31}(2,n)\\ c_{12}(2,n)& -c_{11}(2,n)& c_{22}(2,n)& c_{32}(2,n)\\ c_{11}(3,n)& c_{12}(3,n)& c_{21}(3,n)& c_{31}(3,n)\\ c_{12}(3,n)& -c_{11}(3,n)& c_{22}(3,n)& c_{32}(3,n)\end{array}\right].---\left(11\right)$

其中i，j，k，n均是正整数。

利用(10)式不同的时域调制信号，对矩形孔径多模喇叭天线的和通道∑，H面差通道ΔH，E面差通道ΔE三通道同时激励发射，就可以将方位角和仰角信息调制到微波信号中，实现在波束内不同方向能发射不同调制信号功能。

常规的调制是将待传送信息去控制发射载波的振幅、相位或频率，控制的都是一个发射信号矢量的参数。本发明用待传送的三个通道方向图函数(∑通道F₁，ΔH差通道F₂，ΔE差通道F₃)，去控制一帧中三个时隙发射信号差矢量或和矢量的大小，使两组差矢量的模值分别正比于H的差通道方向图函数F₂和E的差通道方向图函数F₃。另一组发射信号的和矢量大小正比于和通道∑的方向图函数绝对值|F₁|。这是有别于常规调制方法的一个重要特征。同时，这种调制方法也解决了天线方向图函数中和通道∑与两个差通道ΔH、ΔE存在相位差异情况下的空间调制问题。

其次，本发明的信号采用三个不等幅不同初相的QPSK 12点星座，通过时隙分集传送一路四进制码信息，实现码信息传输。一帧中三个时隙选用图示的12点星座，可分解成三个不等幅不同初相的QPSK信号星座，通过时隙分集传送一路四进制码信息。任一帧中都有两组差矢量直接含有载波相位信息，便于接收机进行载波相位估计。

有益效果：本发明提供的空间调制方法，只需采用常用的矩阵孔径多模喇叭天线，就可以在不同方向发射不同的调制信号，实现码信息传输，并同时测定接收机相对于发射机的方向。这种发射源如用于微波和毫米波频段的通信与跟踪、雷达探测、导航制导、微波成像系统，将会带来系统体制上的变革。

四、附图说明

图1矩形孔径喇叭天线与坐标轴的几何关系图。

图中α是方位角，β是仰角，a是矩形孔径的长边长度，b是宽边长度。

图2比值F₂/|F₁|与仰角的关系图。

图3比值F₃/|F₁|与方位角的关系。

图4微波空间调制发射单元组成框图。

图由编码器、时域调制器、振荡器和多模喇叭天线四部分组成，图中输入a_n是待传输的四进制码序列。

图5天线方向图函数(F₁，F₂，F₃)被调制到信号空间的示意图。

图中第n帧三个时隙发射信号矢量为Z(1，n)，Z(2，n)，Z(3，n)，星座点0、1、2、3构成第一路QPSK信号，星座点4、5、6、7构成第二路QPSK信号，星座点8、9、10、11构成第三路QPSK信号。

图6码信息的误比特率曲线。

曲线A表示当接收机处于α＝10°，β＝100°方向时的误比特率曲线。

曲线B表示当接收机处于α＝0°，β＝90°的轴线方向时的误比特率曲线。

曲线C表示当接收机处于α＝15°，β＝115°方向时的误比特率曲线。

图7仰角向的测角均方误差曲线。

图8方位向的测角均方误差曲线

五、具体实施方式

(1)选择发射天线激励模

由天线收发的互易性，发射模式选择可以与接收模式一样，矩形孔径喇叭天线三个通道模式为：

和通道∑，选取发射模为TE₁₀，TE₃₀，TE₁₂/TM₁₂，口面场E_z∑(y，z)为：

$E_{\mathrm{z\Σ}}(y,z)=\cos \frac{\mathrm{\πy}}{a}+k_{30}\cos \frac{3\mathrm{\πy}}{a}+k_{12}\cos \frac{\mathrm{\πy}}{a}\cos \frac{2\mathrm{\πz}}{b}---\left(12\right)$

差通道ΔH，即H平面差模，发射模式为TE₂₀，TE₂₂/TM₂₂，口面场E_zH(y，z)为：

$E_{\mathrm{zH}}(y,z)=\sin \frac{2\mathrm{\πy}}{a}(1+k_{22}\cos \frac{2\mathrm{\πz}}{b})---\left(13\right)$

差通道ΔE，即E平面差通道，发射模式为TE₁₁/TM₁₁，TE₁₃/TM₁₃，口面场E_zE(y，z)为：

$E_{\mathrm{zE}}(y,z)=(\sin \frac{\mathrm{\πz}}{b}+k_{13}\cos \frac{3\mathrm{\πz}}{b})\cos \frac{\mathrm{\πy}}{a}---\left(14\right)$

其中激励场强的方向以图1所示的坐标轴为参考。参量为a＝2.1λ，b＝1.9λ，

$k_{30}=0.4\exp \left(j\frac{\mathrm{\π}}{6}\right),$ $k_{12}=0.85\exp (-j\frac{5\mathrm{\π}}{36}),$ k₂₂＝0.67，k₁₃＝0.5。

(2)方位角和仰角调制关系的设计

在图1的坐标下，可导出三个通道的归一化方向图函数F₁、F₂和F₃，这三个方向图函数有如下特性：

*F₂和F₃是实数，而F₁是复数，令F₁＝|F₁|exp(jθ)，存在一个变化的相位滞后量θ。

*数值计算可得方位角与比值F₃/|F₁|成比较好的调制关系，而仰角与比值F₂/|F₁|也成比较好的调制关系，三维曲面如图2和图3所示。

因此，在下面的调制信号空间设计时，将力求用比值F₃/|F₁|和F₂/|F₁|去控制信号参数。

(3)微波空间调制的信号星座图与空间调制关系设计

由于F₁存在相位滞后，给信号设计带来了困难，同时也显现下面的信号调制设计更新颖。

设每个通道的激励信号为s_i(t)

s_i(t)＝c_i1 cosωt+c_i2 sinωt    (15)

这里的ω为发射载波角频率，第m时隙码信息为c_ij∈[-1，0，1]。则接收信号r(t)可写成

$r\left(t\right)=\left[\begin{array}{ccc}{F}_1& F_2& F_3\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{c}_{11}& c_{12}\\ c_{21}& c_{22}\\ c_{31}& c_{32}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\cos \mathrm{\ωt}\\ \sin \mathrm{\ωt}\end{array}\right]---\left(16\right)$

r(t)＝Xcosωt+Ysinωt                                                   (17)

$\left[\begin{array}{c}X\\ Y\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{c}_{11}& c_{12}& c_{21}& c_{31}\\ c_{12}& -c_{11}& c_{22}& c_{32}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\left|F_1\right|\cos \mathrm{\θ}\\ \left|F_1\right|\sin \mathrm{\θ}\\ F_2\\ F_3\end{array}\right]---\left(18\right)$

为了将天线方向图F₁，F₂和F₃调制到信号空间中，像空时编码一样，把通信信息分三个时隙分集编码发射，每个时隙的接收信号空间为一个QPSK信号，三个时隙矢量的和或者差矢量大小直接与函数F₁，F₂和F₃成正比。如图4所示。现设第n帧的三个时隙六个等效基带正交分量构成的信号矢量为S(n)＝[X(1，n) Y(1，n)X(2，n)Y(2，n)X(3，n)Y(3，n)]^T，天线方向图函数矢量为H＝[|F₁|cosθ|F₁|sinθ F₂ F₃]^T，待设计的调制矩阵为A(n)，信号矢量的关系满足：

S(n)＝A(n)H                                                             (19)

差分变换关系为： $A\left(n\right)=B^{a_n}A(n-1)---\left(20\right)$

$A\left(1\right)=\left[\begin{array}{cccc}0& 1& 1& 0\\ 1& 0& 0& 1\\ 0& 1& -1& 0\\ 1& 0& 0& -1\\ 0& 1& 1& 0\\ 1& 0& 0& -1\end{array}\right]$ $B=\left[\begin{array}{cccccc}0& 1& 0& 0& 0& 0\\ -1& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& -1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 1\\ 0& 0& 0& 0& -1& 0\end{array}\right]$

式中a_n为待传送的通信信息，a_n＝0，1，2，3；接收到的QPSK信号相位ψ(i，n)变化关系为

             ψ(i，n)＝ψ(i，n-1)+0.5πa_n，i＝1，2，3；                 (21)

若令第n帧的第i时隙接收等效基带复信号为Z(i，n)＝X(i，n)+jY(i，n)，则天线参数的空间调制关系为：

        Z(1，n)-Z(3，n)＝2F₃j                                               (22)

        Z(3，n)-Z(2，n)＝2F₂                                                (23)

        |Z(1，n)+Z(2，n)|＝|2F₁|                                            (24)

因此，图5所示的信号是一种可以将天线方向图函数(F₁，F₂，F₃)，或方位角和仰角方向信息调制到信号中的微波空间调制，并且还可以传送数字信息。从图5中也可以直观测出2F₂、2F₃和|2F₁|的大小。当然，对于接收机来说，由于信号传播有功率衰减，2F₂、2F₃和|2F₁|还要除以一个公共的衰减因子。但若方向不变，比值F₃/|F₁|和F₂/|F₁|是恒定的。所以能实现空间调制。

(4)形成每个通道的激励信号，通过矩形孔径多模喇叭发射

如图4所示，调制发射装置由编码器、时域调制器、振荡器及多模喇叭发射天线组成。其中编码器的第一方框是利用上面设计的矩阵B，对待传送的信息码a_n，形成信息矩阵B^an。编码器的第二个方框由A(1)和B^an形成调制矩阵A(n)，并用(26)式的关系分多路输出c_jk(i，n)。时域调制器用码c_jk(i，n)序列对多路同初相的正余弦载波进行调制，最后送多模激励器产生与方向图函数F₁、F₂和F₃对应的各次模，并发射形成空间调制信号。三个通道中第j通道第n帧第i时隙的激励信号为：

          s_j(i，n，t)＝c_j1(i，n)cosωt+c_j2(i，n)sinωt                      (25)

由A(n)生成c_jk(i，n)的关系如(15)式。

$A\left(n\right)=\left[\begin{array}{cccc}{c}_{11}(1,n)& c_{12}(1,n)& c_{21}(1,n)& c_{31}(1,n)\\ c_{12}(1,n)& {-c}_{11}(1,n)& c_{22}(1,n)& c_{32}(1,n)\\ c_{11}(2,n)& c_{12}(2,n)& c_{21}(2,n)& c_{31}(2,n)\\ c_{12}(2,n)& -c_{11}(2,n)& c_{22}(2,n)& c_{32}(2,n)\\ c_{11}(3,n)& c_{12}(3,n)& c_{21}(3,n)& c_{31}(3,n)\\ c_{12}(3,n)& -c_{11}(3,n)& c_{22}(3,n)& c_{32}(3,n)\end{array}\right].---\left(26\right)$

下面列举两个具体实例：

实施例一：利用本发明的调制信号来传送码信息

现设第n帧的三个时隙六个等效基带正交分量构成的信号矢量为

S(n)＝[X(1，n) Y(1，n) X(2，n) Y(2，n) X(3，n)Y(3，n)]^T，天线方向图函数矢量为H＝[|F₁|cosθ|F₁|sinθ F₂ F₃]^T，待设计的调制矩阵为A(n)，信号矢量的关系满足：

S(n)＝A(n)H                                                                    (27)

差分变换关系为： $A\left(n\right)=B^{a_n}A(n-1)---\left(28\right)$

$A\left(1\right)=\left[\begin{array}{cccc}0& 1& 1& 0\\ 1& 0& 0& 1\\ 1& 0& 0& -1\\ 0& -1& 1& 0\\ 0& 1& 1& 0\\ 1& 0& 0& -1\end{array}\right]$ $B=\left[\begin{array}{cccccc}0& 1& 0& 0& 0& 0\\ -1& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& -1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 1\\ 0& 0& 0& 0& -1& 0\end{array}\right]$

式中a_n为待传送的通信信息，a_n＝0，1，2，3；接收到的QPSK信号相位ψ(i，n)变化关系为

ψ(i，n)＝ψ(i，n-1)+0.5πa_n，i＝1，2，3；                                     (29)

若令第n帧接收到的等效基带信号是发射信号Z(i，n)旋转一个相位φ后并引入振幅衰减因子ρ的信号

V(i，n)＝ρexp(-jφ)Z(i，n)                                                    (30)

振幅衰减和相位旋转变换不影响差分关系，那么：V(i，n)＝exp{j0.5πa_n}V(i，n-1)    (31)

由(31)式可导出通信信息的似然估计

$u\left(t\right)=\exp \left\{j0.5\mathrm{\π}{\hat{a}}_n\right\}=\frac{V(1,n)V^{*}(1,n-1)+V(2,n)V^{*}(2,n-1)+V(3,n)V^{*}(3,n-1)}{V(1,n-1)V^{*}(1,n-1)+V(2,n-1)V^{*}(2,n-1)+V(3,n-1)V^{*}(3,n-1)}---\left(32\right)$

式中V^*表示矢量V的复共轭。将u(t)送普通的QPSK判决器，得码信息当然，在接收机的时隙同步还没有建立起来时，差分解调只能用延迟器和相关累加器实现，并借助于群同步码获得。

图6是码信息接收的误比特率曲线。仿真中假设误差仅仅由高斯白噪声引入，估计量的累积长度为64个帧周期。由于激励源的方向图特性，接收机在上述仿真区域的接收功率是不一致的，中心方向最大。首先在波束中心方向，设接收机的噪声功率一定，通过改变发射功率，使接收信噪比达KdB时，仿真中心方向误比特率，保证发射功率和噪声功率不变时，仅改变方向，得另两个方向的误比特率。然后再调节第二个信噪比点重复上述过程，得三条曲线。对比三条曲线，发现在波束中心误码率是最低的，与一般的差分编码误码性能类似。但方向略偏一点，误码性能就有所恶化。

实施例二：利用本发明的调制信号来测向跟踪

若以本发明的发射源来传送码信息，合作目标用单天线接收，将测得方向信息通过逆向链路下传回来，就可以实现对动目标的跟踪。如果目标为无源反射器，则反射电波信号中包含有目标相对于发射机的方向信息，接收机通过分辨目标信号与干扰信号，从反射信号中就可直接估计出目标方向，实现目标探测。因此，下面只列举说明如何从接收信号中估计方位角和仰角。

由于采用了本发明中的特殊信号空间，接收信号载波相位滞后量φ满足：

           φ＝ang{V(1，n)-V(3，n)}-0.5π                            (33)

或者       φ＝ang{V(3，n)-V(2，n)}                                  (34)

其中ang{}表示求复数的幅角运算，但(33)(34)式求出的φ与信号真实相位滞后量存在0，0.5π，π，1.5π的相位模糊，解模糊和方向估计算法如下：

1.由式(22)-(24)直接估计接收信号中的F₁，F₂和F₃绝对值，这三个值与发射机附近信号中的F₁，F₂和F₃存在一个公共的衰减因子。

2.设与V(i，n)对应的六个正交分量构成的信号矢量为S_V(n)，对S_V(n)做φ及上述四种可能相位模糊的旋转运算，令旋转矩阵为T(φ)。

3.用已经解调出的信息码序列生成矩阵A(n)，由下式估计H。

H＝[A^T(n)A(n)]^-1A^T(n)T(φ)S_V(n)                                      (35)

4.由H求出F₁，F₂和F₃的估计，并选择使其绝对值与由第1步中求出的F₁，F₂和F₃有最小均方误差的旋转变换T(φ)，同时也获得了载波相位的估计，确定了F₂和F₃的正负号。

5.求解两个比值F₂/|F₁|和F₃/|F₁|，参考三个方向图函数构建两个非线性方程，用数值计算方法求出方位角和仰角的解。

图7和图8是方位角和仰角的估计误差仿真结果。仿真中假设误差仅仅由高斯白噪声引入，估计量的累积长度为64个帧周期。由于激励源的方向图特性，接收机在上述仿真区域的接收功率是不一致的，中心方向最大。若中心方向接收信号功率与噪声功率之比为20dB。然后，以此为基准，在维持发射功率不变、接收噪声功率不变的条件下，仿真其它方向的测向精度，得图7和图8的结果。从曲线可以看出：这种发射方向信息的调制和接收算法是成功的，在较宽的波束范围内都能测向，一致性也挺好。另外，由于测向精度与波束宽度密切相关，仅用喇叭天线测向的精度肯定不高，如果用抛物面反射后，测向精度将大大提高。

Claims (4)

1、一种用多模喇叭天线发射的微波空间调制方法，其特征在于它包括下列步骤：

(1)选择多模喇叭天线三个通道的激励模，计算三个通道的方向图函数；

选用矩形孔径多模方式喇叭天线，三通道，是指和通道∑、H面差通道ΔH及E面差通道ΔE，三个通道发射模式为：

和通道∑，发射模TE₁₀，TE₃₀，TE₁₂/TM₁₂，方向图函数F₁为

$F_1=F_1(\mathrm{\α},\mathrm{\β})=\frac{1}{1-(k_{30}/3)}\left\{\right[\frac{\sin \left(\mathrm{\πu}\right)}{\mathrm{\πu}}+k_{12}\frac{\mathrm{\π}u\sin \left(\mathrm{\πu}\right)}{{\mathrm{\π}}^2-{\left(\mathrm{\πu}\right)}^2}]\frac{\cos \left(\mathrm{\πv}\right)}{1-4v^2}-3k_{30}\frac{\sin \left(\mathrm{\πu}\right)}{\mathrm{\πu}}\frac{\cos \left(\mathrm{\πv}\right)}{9-4v^2}\}---\left(1\right)$

其中α是方位角，β是仰角，参量 $u=\frac{b}{\mathrm{\λ}}\cos \mathrm{\β},$ $v=\frac{a}{\mathrm{\λ}}\sin \mathrm{\α}\sin \mathrm{\β},$ 矩形孔径长边a＝2.1λ，宽边b＝1.9λ，λ为波长，相对增益 $k_{30}=0.4\exp \left(j\frac{\mathrm{\π}}{6}\right),$ 相对增益 $k_{12}=0.85\exp (-j\frac{5\mathrm{\π}}{36}),$ 计算结果表明F₁是复数，F₁＝|F₁|exp(jθ)，存在一个随方位角和仰角变化的相位滞后量θ；

H面差通道ΔH，发射模式TE₂₀，TE₂₂/TM₂₂，方向图函数F₂为

$F_2=F_2(\mathrm{\α},\mathrm{\β})=0.38[\frac{\sin \left(\mathrm{\πu}\right)}{1-4u^2}+k_{22}\frac{\mathrm{\π}u\sin \left(\mathrm{\πu}\right)}{{\mathrm{\π}}^2-{\left(\mathrm{\πu}\right)}^2}]\frac{\sin \left(\mathrm{\πv}\right)}{1-{4v}^2}---\left(2\right)$

其中相对增益k₂₂＝0.67，计算结果表明F₂是实数；

E面差通道ΔE，发射模式TE₁₁/TM₁₁和TE₁₃/TM₁₃，方向图函数F₃为

$F_3=F_3(\mathrm{\α},\mathrm{\β})=1.5[\frac{u\sin \left(\mathrm{\πu}\right)}{1-{4u}^2}+k_{13}\frac{u\cos \left(\mathrm{\πu}\right)}{9-4u}]\frac{\cos \left(\mathrm{\πv}\right)}{1-{4v}^2}---\left(3\right)$

其中相对增益k₁₃＝0.5，计算结果表明F₃也是实数；

式(2)和式(3)中的α、β、u、v的含义与式(1)中的α、β、u、v的含义相同；

(2)设计微波空间调制的信号星座与空间调制关系，

利用上述步骤(1)所述的和通道∑，H面差通道ΔH，E面差通道ΔE同时发射，在空间干涉后形成的微波信号为r(t)＝Xcosωt+Ysinωt，X和Y为等效基带信号的两个正交分量，写成基带复信号为Z＝X+jY。设发射信号一帧一帧地发射，一帧内分三个时隙，第n帧的三个时隙六个等效基带正交分量构成的信号矢量为S(n)＝[X(1，n) Y(1，n) X(2，n)Y(2，n) X(3，n) Y(3，n)]^T，天线方向图函数构成的矢量为H＝[|F₁|cosθ|F₁|sinθ F₂ F₃]^T，所设计的调制矩阵为A(n)，信号矢量的关系满足：

                          S(n)＝A(n)H                              (4)

通信信息调制的差分关系为： $A\left(n\right)=B^{a_n}A(n-1)---\left(5\right)$

$A\left(1\right)=\left[\begin{array}{cccc}0& 1& 1& 0\\ 1& 0& 0& 1\\ 0& 1& -1& 0\\ 1& 0& 0& -1\\ 0& 1& 1& 0\\ 1& 0& 0& -1\end{array}\right]$ $B=\left[\begin{array}{cccccc}0& 1& 0& 0& 0& 0\\ -1& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& -1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 1\\ 0& 0& 0& 0& -1& 0\end{array}\right]$

其中A(1)为初始矩阵，B为信号矢量旋转

的变换矩阵，a_n为待传送的通信信息，a_n＝0，1，2，3；r(t)的信号相位ψ(i，n)差分变化关系为

          ψ(i，n)＝ψ(i，n-1)+0.5πa_n，i＝1，2，3；                      (6)

令第n帧的第i时隙发射的等效基带复信号为Z(i，n)＝X(i，n)+jY(i，n)，则由(1)和(2)式可导出天线方向图参数的空间调制关系为：

            Z(1，n)-Z(3，n)＝2F₃j                                         (7)

            Z(3，n)-Z(2，n)＝2F₂                                          (8)

            |Z(1，n)+Z(2，n)|＝|2F₁|                                      (9)

即：第n帧内第一时隙与第三时隙的信号矢量差与方向图函数F₃成正比；第n帧内第三时隙与第二时隙的信号矢量差与方向图函数F₂成正比；第n帧内第一时隙与第二时隙的信号矢量和与方向图函数绝对值|F₁|成正比；所以是一种利用发射信号矢量和或矢量差来调制空间信息的空间调制；另外，由公式(4)和(5)描述的信号矢量共有12种状态，第n帧内发射三个不等振幅不同初相的信号矢量Z(1，n)，Z(2，n)，Z(3，n)，第n+1帧根据a_n+1的大小将第n帧三个信号矢量旋转

角后得新的三个信号矢量，所以12种状态可以看成由三个正方形的QPSK星座组成，一帧中三个时隙每个时隙发送其中一个QPSK信号矢量；

(3)形成每个通道的激励信号，通过多模喇叭天线发射，

利用上述步骤(2)所述的初始矩阵A(1)，对待传送的信息码a_n，形成调制矩阵为A(n)，再利用(11)式的关系决定c_jk(i，n)，则和通道∑，H面差通道ΔH，E面差通道ΔE三个通道中第j通道第n帧第i时隙的激励信号为：

              s_j(i，n，t)＝c_j1(i，n)cosωt+c_j2(i，n)sinωt               (10)

$A\left(n\right)=\left[\begin{array}{cccc}{c}_{11}(1,n)& c_{12}(1,n)& c_{21}(1,n)& c_{31}(1,n)\\ c_{12}(1,n)& {-c}_{11}(1,n)& c_{22}(1,n)& c_{32}(1,n)\\ c_{11}(2,n)& c_{12}(2,n)& c_{21}(2,n)& c_{31}(2,n)\\ c_{12}(2,n)& -c_{11}(2,n)& c_{22}(2,n)& c_{32}(2,n)\\ c_{11}(3,n)& c_{12}(3,n)& c_{21}(3,n)& c_{31}(3,n)\\ c_{12}(3,n)& -c_{11}(3,n)& c_{22}(3,n)& c_{32}(3,n)\end{array}\right].---\left(11\right)$

其中i，j，k，n均是正整数。

2、如权利要求1所述的用多模喇叭天线发射的微波空间调制方法，其特征在于，采用矩形孔径多模喇叭天线的和通道∑，H面差通道ΔH，E面差通道ΔE三个通道，利用不同的时域调制信号，同时激励发射，将方位角和仰角信息调制到微波信号中，实现在波束内不同方向能发射不同调制信号的空间调制功能。

3、如权利要求1所述的用多模喇叭天线发射的微波空间调制方法，其特征在于，用所述和通道∑，H面差通道ΔH，E面差通道ΔE三个通道方向图函数F₁、F₂和F₃去控制一帧中三个时隙发射信号矢量差或矢量和的大小，使一组差矢量的模正比于H面差通道ΔH的方向图函数F₂，一组差矢量的模正比于E面差通道ΔE的方向图函数F₃，一组和矢量的模正比于和通道∑的方向图函数绝对值|F₁|，并且这种空间调制特性不受和通道∑的方向图函数F₁是否存在相位滞后量θ的影响。

4、如权利要求1所述的用多模喇叭天线发射的微波空间调制方法，其特征在于，所述采用三个不等幅不同初相的QPSK 12点星座，通过时隙分集传送一路四进制码信息，实现码信息传输。

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