CN101212175A

CN101212175A - 双边调变型电荷泵电路及其方法

Info

Publication number: CN101212175A
Application number: CNA2006101727502A
Authority: CN
Inventors: 田雅德
Original assignee: YUANCHUANG SCIENCE AND TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: YUANCHUANG SCIENCE AND TECHNOLOGY Co Ltd; Aimtron Technology Corp
Priority date: 2006-12-30
Filing date: 2006-12-30
Publication date: 2008-07-02

Abstract

双边调变型电荷泵电路具有输出端、电荷泵转换电路、与双边调变控制电路。电荷泵转换电路具有第一电容、第二电容、与开关组合电路。第二电容耦合于输出端与地面参考电位之间。双边调变控制电路用以控制开关组合电路，使得电荷泵转换电路操作于第一至第四阶段。在第一阶段中，第一电容的第一电极处于浮置状态。在第二阶段中，第一电容耦合于地面参考电位与输入电压之间。在第三阶段中，第一电容耦合于输入电压与输出端之间。在第四阶段中，第一电容的第一电极处于浮置状态。

Description

双边调变型电荷泵电路及其方法

技术领域

本发明涉及一种电荷泵电路及其方法，尤其涉及一种双边调变型电荷泵电路及其方法。

背景技术

图1(a)显示一种已知的电荷泵电路10的电路示意图。参照图1(a)，已知的电荷泵电路10主要具有第一电容C1、第二电容C2、以及开关组合电路。具体而言，开关组合电路由第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、以及第四开关S4所组成。第一开关S1耦合于输入电压V_in与第一电容C1的第一电极NA之间。第二开关S2耦合于第一电容C1的第一电极NA与地面参考电位之间。第三开关S3耦合于输入电压V_in与第一电容C1的第二电极NB之间。第四开关S4耦合于第一电容C1的第二电极NB与输出端OUT之间。第二电容C2的第一电极NC耦合于输出端OUT，因此也连带耦合于第四开关S4。第二电容C2的第二电极ND耦合于地面参考电位。

已知的电荷泵电路10的操作方法由第一阶段与第二阶段所构成。在第一阶段中，第一与第四开关S1与S4皆处于不导通状态并且第二与第三开关S2与S3皆处于导通状态，使得第一电容C1的第一电极NA耦合于地面参考电位并且第一电容C1的第二电极NB耦合于输入电压V_in。因此在第一阶段中，第一电容C1被充电，使得第二与第一电极NB与NA间的电位差升高至一个V_in。随后在第二阶段中，第一与第四开关S1与S4皆处于导通状态并且第二与第三开关S2与S3皆处于不导通状态，使得第一电容C1的第一电极NA耦合于输入电压V_in并且第一电容C1的第二电极NB耦合于输出端OUT。结果，在第二阶段开始时，第一电容C1的第二电极NB处的电压从原本的V_in被瞬间提高至2*V_in。经由已导通的第四开关S4，此电压2*V_in施加输出端OUT，使得已知的电荷泵电路10得以有效地提供2*V_in的输出电压V_out。

图1(a)所示的电荷泵电路10的缺点在于仅能提供固定在2*V_in的输出电压V_out。为了提供可在V_in与2*V_in之间任意调整的输出电压V_out，已知的电荷泵电路10的第二电容C2的第一电极NC与输出端OUT间必需额外设置线性电压调节器11，如图1(b)所示。根据预先设定的参考电压V_ref，线性电压调节器11将第二电容C2的第一电极NC上的泵电压V_pp转换成介于V_in与2*V_in之间的输出电压V_out。虽然线性电压调节器11有效地将固定的泵电压V_pp转换成介于V_in与2*V_in之间的可调整的输出电压V_out，但是线性电压调节器11造成电压转换效率下降而浪费能源的缺点。

发明内容

有鉴于前述问题，本发明的一个目的在于提供一种双边调变型电荷泵电路及其方法，可在无须使用线性调节器的情况下产生可调整的输出电压，藉以维持电压转换的高效率而节省能源。

根据本发明的一个实施例，提供一种双边调变型电荷泵电路，其具有输出端、电荷泵转换电路、以及双边调变控制电路。该输出端用以提供输出电压。该电荷泵转换电路具有第一电容、第二电容、与开关组合电路。该第二电容耦合于该输出端与地面参考电位之间。该双边调变控制电路用以控制该开关组合电路，使得该电荷泵转换电路操作在第一阶段、第二阶段、第三阶段、以及第四阶段。在该第一阶段中，该第一电容的第一电极处于浮置状态。在该第二阶段中，该第一电容耦合于该地面参考电位与输入电压之间。在该第三阶段中，该第一电容耦合于该输入电压与该输出端之间。在该第四阶段中，该第一电容的该第一电极处于浮置状态。

根据本发明的另一实施例，提供一种双边调变型电荷泵方法，具有下列步骤。使第二电容耦合于输出端与地面参考电位之间。在第一阶段中，使第一电容的第一电极处于浮置状态。在第二阶段中，使该第一电容耦合于该地面参考电位与输入电压之间。在第三阶段中，使该第一电容耦合于该输入电压与该输出端之间。在第四阶段中，使该第一电容的该第一电极处于浮置状态。响应于该输出端的输出电压的变化，调整该第二阶段的操作时间与该第三阶段的操作时间。

附图说明

图1(a)显示一种已知的电荷泵电路的电路示意图；

图1(b)显示一种设置有线性电压调节器的已知的电荷泵电路的电路示意图；

图2显示根据本发明第一实施例的双边调变型电荷泵电路的详细电路图；

图3显示根据本发明第一实施例的双边调变型电荷泵电路的操作方法的波形时序图；

图4显示根据本发明第二实施例的双边调变型电荷泵电路的详细电路图；

图5显示根据本发明第三实施例的双边调变型电荷泵电路的详细电路图；以及

图6显示根据本发明第四实施例的双边调变型电荷泵电路的详细电路图。

【主要组件符号说明】

10 已知的电荷泵电路

11 线性电压调节器

20，20-1，20-2，20-3 双边调变型电荷泵电路

21，21-1，21-2，21-3 电荷泵转换电路

22，22-1，22-2，22-3 双边调变控制电路

23 反馈电路

24 误差放大电路

25 振荡信号产生电路

26 脉冲宽度调变比较电路

27，27-1，27-2，27-3 控制信号产生电路

TRI，30 三角波振荡信号

ERR，40，41，42 误差信号

PWM，50，51，52 脉冲宽度调变信号

51L 波形51的左边缘

51R 波形51的右边缘

52L 波形52的左边缘

52R 波形52的右边缘

REC，60 矩形振荡信号

FBK 反馈信号

REF 参考信号

SD1，70，71，72 第一控制信号

SD2，80，81，82 第二控制信号

SD3，100 第三控制信号

SD4，100 第四控制信号

91，93，95，96 反相器

92 NOR 逻辑门

94 NAND 逻辑门

C1，C2 电容

NA，NB，NC，ND 电容的电极

S1～S4 开关

OUT 输出端

V_in 输入电压

V_out 输出电压

V_pp 泵电压

V_ref 参考电压

Ph1～Ph4 操作阶段

R1，R2 电阻

具体实施方式

下文中的说明与附图将使本发明的前述与其它目的、特征、与优点更明显。在此将参照附图详细说明根据本发明的优选实施例。

图2显示根据本发明第一实施例的双边调变型电荷泵电路20的详细电路图。参照图2，双边调变型电荷泵电路20具有电荷泵转换电路21与双边调变控制电路22。在双边调变控制电路22的控制下，电荷泵转换电路21有效地将输入电压V_in转换成为可调整的输出电压V_out，其中该可调整的输出电压V_out的极性与输入电压V_in的极性相同，并且该可调整的输出电压V_out的绝对值介于一倍V_in至两倍V_in间。

电荷泵转换电路21主要具有第一电容C1、第二电容C2、以及开关组合电路。具体而言，开关组合电路由第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、以及第四开关S4所组成。第一开关S1耦合于输入电压V_in与第一电容C1的第一电极NA之间。第二开关S2耦合于第一电容C1的第一电极NA与地面参考电位之间。第三开关S3耦合于输入电压V_in与第一电容C1的第二电极NB之间。第四开关S4耦合于第一电容C1的第二电极NB与输出端OUT之间。第二电容C2的第一电极NC耦合于输出端OUT，因此也连带耦合于第四开关S4。第二电容C2的第二电极ND耦合于地面参考电位。在图2所示的实施例中，第一与第三开关S1与S3皆由PMOS晶体管实现，而第二与第四开关S2与S4皆由NMOS晶体管实现。

双边调变控制电路22主要具有反馈电路23、误差放大电路24、振荡信号产生电路25、脉冲宽度调变比较电路26、以及控制信号产生电路27。反馈电路23耦合于输出端OUT，用以产生反馈信号FBK，该反馈信号FBK代表输出端OUT的输出电压V_out。在图2所示的实施例中，反馈电路23采用电阻R1与R2串联而成的分压电路来实现。误差放大电路24具有反相输入端与非反相输入端，其中该反相输入端用以接收反馈电路23所产生的反馈信号FBK，并且该非反相输入端用以接收参考信号REF。参考信号REF是预先设定的电压信号或者可由使用者调整的电压信号，用以决定输出电压V_out的大小。基于反馈信号FBK与参考信号REF之间的差异，误差放大电路24产生误差信号ERR。振荡信号产生电路25产生三角波振荡信号TRI与方波振荡信号REC，两者之间彼此同步。脉冲宽度调变比较电路26具有反相输入端与非反相输入端，其中该反相输入端用以接收振荡信号产生电路25所产生的三角波振荡信号TRI，并且该非反相输入端用以接收误差放大电路24所产生的误差信号ERR。基于误差信号ERR与三角波振荡信号TRI之间的比较，脉冲宽度调变比较电路26产生脉冲宽度调变信号PWM。响应于方波振荡信号REC与脉冲宽度调变信号PWM，控制信号产生电路27产生第一至第四控制信号SD1至SD4，用以分别施加至第一至第四开关S1至S4而控制其导通与否。

在图2所示的实施例中，脉冲宽度调变信号PWM经由反相器91施加至NOR逻辑门92的一个输入端，并且方波振荡信号REC施加至NOR逻辑门92的另一输入端。NOR逻辑门92的输出端经由反相器93而产生第一控制信号SD1。脉冲宽度调变信号PWM施加至NAND逻辑门94的一个输入端，并且方波振荡信号REC施加至NAND逻辑门94的另一个输入端。NAND逻辑门94的输出端经由反相器95而产生第二控制信号SD2。第三控制信号SD3与第四控制信号SD4属于彼此相同的信号，都是由方波振荡信号REC经由反相器96而形成的。

在此将参照图3详细说明根据本发明第一实施例的双边调变型电荷泵电路20的操作方法。首先说明由振荡信号产生电路25所产生的三角波振荡信号TRI与方波振荡信号REC。在图3所示的实施例中，波形30代表三角波振荡信号TRI并且波形60代表方波振荡信号REC。波形30与波形60彼此同步，使得波形30的波峰恰好对应于波形60的上升边缘并且波形30的波谷恰好对应于波形60的下降边缘。

假设波形40代表误差放大电路24所产生的误差信号ERR，则由脉冲宽度调变比较电路26所产生的脉冲宽度调变信号PWM即如同波形50所示。具体而言，当三角波振荡信号TRI大于误差信号ERR时，脉冲宽度调变信号PWM处于低电平；当三角波振荡信号TRI小于误差信号ERR时，脉冲宽度调变信号PWM处于高电平。因为三角波振荡信号TRI的对称特征，所以脉冲宽度调变信号PWM的高电平脉冲以三角波振荡信号TRI的波谷为对称轴。控制信号产生电路27提取高电平脉冲的右半部作为第一控制信号SD1，如波形70所示，并且提取高电平脉冲的左半部作为第二控制信号SD2，如波形80所示。控制信号产生电路27直接将方波振荡信号REC的波形60反相，从而产生第三控制信号SD3与第四控制信号SD4，如波形100所示。

从图3所示的第一至第四控制信号SD1至SD4可清楚了解到根据本发明的双边调变型电荷泵电路20的操作方法由第一至第四阶段Ph1至Ph4所组成。在从时间T1至T2的第一阶段Ph1中，第一控制信号SD1处于高电平、第二控制信号SD2处于低电平、并且第三与第四控制信号SD3与SD4皆处于低电平。因此，第一、第二、与第四开关S1、S2、与S4皆不导通，只有第三开关S3导通，使得第一电容C1的第一电极NA处于浮置状态并且第一电容C1的第二电极NB耦合于输入电压V_in。在第一阶段Ph1中，由于第一电容C1的第一电极NA处于浮置状态，故第一电容C1并未被充电也未被放电。

在从时间T2至T3的第二阶段Ph2中，第一控制信号SD1处于高电平、第二控制信号SD2处于高电平、并且第三与第四控制信号SD3与SD4皆处于低电平。因此，第一与第四开关S1与S4皆不导通，但第二与第三开关S2与S3皆导通，使得第一电容C1的第一电极NA耦合于地面参考电位并且第一电容C1的第二电极NB耦合于输入电压V_in。在第二阶段Ph2中，第一电容C1得以被持续地充电，从而使得在第一电容C1上逐渐形成电位差dV_C1。电位差dV_C1最终所达到的值由第二阶段Ph2的操作时间(亦即从时间T2至T3)所决定。当第二阶段Ph2的操作时间愈长时，第一电容C1上所形成的电位差dV_C1愈高，反之则愈低。因此，在第二阶段Ph2结束时的电位差dV_C1实际上将可调整地介于0至V_in之间。

在从时间T3至T4的第三阶段Ph3中，第一控制信号SD1处于低电平、第二控制信号SD2处于低电平、并且第三与第四控制信号SD3与SD4皆处于高电平。因此，第一与第四开关S1与S4皆导通，但第二与第三开关S2与S3皆不导通，使得第一电容C1的第一电极NA耦合于输入电压V_in并且第一电容C1的第二电极NB耦合于输出端OUT。因此，第一电容C1的第二电极NB也连带耦合于第二电容C2的第一电极NC。当第三阶段Ph3开始时，第一电容C 1的第二电极NB处的电压立即从dV_C1瞬间提高至(V_in+dV_C1)。随后，第二电容C2被持续地充电使得在第二电容C2上逐渐形成电位差dV_C2。电位差dV_C2最终所达到的值由第三阶段Ph3的操作时间(亦即从时间T3至T4)所决定。当第三阶段Ph3的操作时间愈长时，第二电容C2上所形成的电位差dV_C2愈高，反之则愈低。具体而言，在第三阶段结束时的电位差dV_C2最高可达到(V_in+dV_C1)。

在时间T4至T5的第四阶段Ph4中，第一控制信号SD1处于高电平、第二控制信号SD2处于低电平、并且第三与第四控制信号SD3与SD4皆处于高电平。因此，第一、第二、与第三开关S1、S2、与S3皆不导通，只有第四开关S4导通，使得第一电容C1的第一电极NA处于浮置状态并且第一电容C1的第二电极NB耦合于输出端OUT。因此，第一电容C1的第二电极NB也连带耦合于第二电容C2的第一电极NC。在第四阶段Ph4中，由于第一电容C1的第一电极NA处于浮置状态，故第一电容C1停止对于第二电容C2充电。

假设输出电压V_out被稍微地提高，使得误差放大电路24所产生的误差信号ERR从波形40下降至波形41。在此情况下，脉冲宽度调变信号PWM的脉冲宽度缩小成为波形51，使得第一控制信号SD1的脉冲宽度缩小成为波形71且第二控制信号SD2的脉冲宽度缩小成为波形81。注意，波形71对应于波形51的右边缘51R而调变，并且波形81对应于波形51的左边缘51L而调变，在此清楚地显示出本发明的双边调变特征。由于第一与第二控制信号SD1与SD2的脉冲宽度都缩小，使得第一与第二控制信号SD1与SD2的操作时间都缩短，故第一电容C1上所形成的电位差dV_C1与第二电容C2上所形成的电位差dV_C2都变低。结果，输出电压V_out得以降低而回复至原始目标值。

假设输出电压V_out被稍微地降低，使得误差放大电路24所产生的误差信号ERR从波形40上升至波形42。在此情况下，脉冲宽度调变信号PWM的脉冲宽度扩大成为波形52，使得第一控制信号SD1的脉冲宽度扩大成为波形72，且第二控制信号SD2的脉冲宽度扩大成为波形82。注意，波形72对应于波形52的右边缘52R而调变，并且波形82对应于波形52的左边缘52L而调变，在此清楚显示出本发明的双边调变特征。由于第一与第二控制信号SD1与SD2的脉冲宽度都扩大，使得第一与第二控制信号SD1与SD2的操作时间都延长，故第一电容C1上所形成的电位差dV_C1与第二电容C2上所形成的电位差dV_C2都变高。结果，输出电压V_out得以提高而回复至原始目标值。

从图3所示的实施例中，可清楚明了根据本发明的双边调变型电荷泵电路及其方法至少具有下列几项特征。响应于输出电压V_out的升高变化，第二阶段Ph2的操作时间与第三阶段Ph3的操作时间都缩短。响应于输出电压V_out的降低变化，第二阶段Ph2的操作时间与第三阶段Ph3的操作时间都延长。第二阶段Ph2的操作时间相等于第三阶段Ph3的操作时间。第一阶段Ph1的操作时间与第二阶段Ph2的操作时间的总和为固定值，亦即对应于三角波振荡信号TRI的下降部分。第三阶段Ph3的操作时间与第四阶段Ph4的操作时间的总和为固定值，亦即对应于三角波振荡信号TRI的上升部分。

图4显示根据本发明第二实施例的双边调变型电荷泵电路20-1的详细电路图。参照图4，双边调变型电荷泵电路20-1包含电荷泵转换电路21-1与双边调变控制电路22-1。在双边调变控制电路22-1的控制下，电荷泵转换电路21-1有效地将输入电压V_in转换成为可调整的输出电压V_out，其中该可调整的输出电压V_out的极性与输入电压V_in的极性相反，并且该可调整的输出电压V_out的绝对值介于零至一倍V_in之间。请注意在第二实施例的电荷泵转换电路21-1中，第三开关S3耦合于输出端OUT与第一电容C1的第二电极NB之间并且第四开关S4耦合于第一电容C1的第二电极NB与地面参考电位之间。在此将说明第二实施例的双边调变型电荷泵电路20-1的操作方法如下。在第一阶段中，第一开关S1不导通、第二开关S2不导通、第三开关S3不导通、并且第四开关S4导通，使得第一电容C1的第一电极NA处于浮置状态并且第一电容C1的第二电极NB耦合于地面参考电位。在第二阶段中，第一开关S1导通、第二开关S2不导通、第三开关S3不导通、并且第四开关S4导通，使得第一电容C1的第一电极NA耦合于输入电压V_in且第一电容C1的第二电极NB耦合于地面参考电位。在第三阶段中，第一开关S1不导通、第二开关S2导通、第三开关S3导通、并且第四开关S4不导通，使得第一电容C1的第一电极NA耦合于地面参考电位且第一电容C1的第二电极NB耦合于输出端OUT。在第四阶段中，第一开关S1不导通、第二开关S2不导通、第三开关S3导通、并且第四开关S4不导通，使得第一电容C1的第一电极NA处于浮置状态且第一电容C1的第二电极NB耦合于输出端OUT。

图5显示根据本发明第三实施例的双边调变型电荷泵电路20-2的详细电路图。参照图5，双边调变型电荷泵电路20-2包含电荷泵转换电路21-2与双边调变控制电路22-2。在双边调变控制电路22-2的控制下，电荷泵转换电路21-2有效地将输入电压V_in转换成为可调整的输出电压V_out，其中该可调整的输出电压V_out的极性与输入电压V_in的极性相同，并且该可调整的输出电压V_out的绝对值介于一倍V_in至两倍V_in之间。第三实施例不同于第一实施例之处在于：第三实施例的电荷泵转换电路21-2的第三与第四开关S3与S4都由二极管实现。因此，双边调变控制电路22-2无须提供第三与第四控制信号SD3与SD4。

图6显示根据本发明第四实施例的双边调变型电荷泵电路20-3的详细电路图。参照图6，双边调变型电荷泵电路20-3包含电荷泵转换电路21-3与双边调变控制电路22-3。在双边调变控制电路22-3的控制下，电荷泵转换电路21-3有效地将输入电压V_in转换成为可调整的输出电压V_out，其中该可调整的输出电压V_out的极性与输入电压V_in的极性相反，并且该可调整的输出电压V_out的绝对值介于零至一倍V_in之间。第四实施例不同于第二实施例之处在于：第四实施例的电荷泵转换电路21-3的第三与第四开关S3与S4都由二极管实现。因此，双边调变控制电路22-3无须提供第三与第四控制信号SD3与SD4。

虽然已经通过优选实施例作为示例描述了本发明，但是本领域技术人员应该了解本发明并不局限于所公开的实施例。相反地，本发明目的是覆盖对于本领域技术人员显而易见的各种修改和类似配置。因此，权利要求的范围应根据最广的解释，以包容所有这种修改与类似配置。

Claims

1.一种双边调变型电荷泵电路，包含：

输出端，用以提供输出电压；

电荷泵转换电路，具有第一电容、第二电容、与开关组合电路，其中，所述第二电容耦合于所述输出端与地面参考电位之间；以及

双边调变控制电路，用以控制所述开关组合电路，使得所述电荷泵转换电路操作于第一阶段、第二阶段、第三阶段、与第四阶段，

其特征在于：

在所述第一阶段中，所述第一电容的第一电极处于浮置状态；

在所述第二阶段中，所述第一电容耦合于所述地面参考电位与输入电压之间；

在所述第三阶段中，所述第一电容耦合于所述输入电压与所述输出端之间；以及

在所述第四阶段中，所述第一电容的所述第一电极处于浮置状态。

2.如权利要求1所述的双边调变型电荷泵电路，其特征在于：

响应于所述输出电压的变化，所述双边调变控制电路调整所述第二阶段的操作时间与所述第三阶段的操作时间。

3.如权利要求2所述的双边调变型电荷泵电路，其特征在于：

响应于所述输出电压的升高变化，所述第二阶段的操作时间与所述第三阶段的操作时间都缩短，以及

响应于所述输出电压的降低变化，所述第二阶段的操作时间与所述第三阶段的操作时间都延长。

4.如权利要求3所述的双边调变型电荷泵电路，其特征在于：

所述第二阶段的操作时间相等于所述第三阶段的操作时间。

5.如权利要求4所述的双边调变型电荷泵电路，其特征在于：

所述第一阶段的操作时间与所述第二阶段的操作时间的总和为固定值，以及

所述第三阶段的操作时间与所述第四阶段的操作时间的总和为固定值。

6.如权利要求1所述的双边调变型电荷泵电路，其特征在于：

在所述第一阶段中，所述开关组合电路使所述第一电容的第二电极耦合于所述输入电压，以及

在所述第四阶段中，所述开关组合电路使所述第一电容的所述第二电极耦合于所述输出端。

7.如权利要求6所述的双边调变型电荷泵电路，其特征在于：

所述开关组合电路包含：

第一开关，其耦合于所述输入电压与所述第一电容的所述第一电极之间；

第二开关，其耦合于所述第一电容的所述第一电极与所述地面参考电位之间；

第三开关，其耦合于所述输入电压与所述第一电容的所述第二电极之间；以及

第四开关，其耦合于所述第一电容的所述第二电极与所述输出端之间。

8.如权利要求1所述的双边调变型电荷泵电路，其特征在于：

在所述第一阶段中，所述开关组合电路使所述第一电容的第二电极耦合于所述地面参考电位，以及

9.如权利要求8所述的双边调变型电荷泵电路，其特征在于：

所述开关组合电路包含：

第三开关，其耦合于所述输出端与所述第一电容的所述第二电极之间；以及

第四开关，其耦合于所述第一电容的所述第二电极与所述地面参考电位之间。

10.一种双边调变型电荷泵方法，其特征在于包含：

使第二电容耦合于输出端与地面参考电位之间；

在第一阶段中，使第一电容的第一电极处于浮置状态；

在第二阶段中，使所述第一电容耦合于所述地面参考电位与输入电压之间；

在第三阶段中，使所述第一电容耦合于所述输入电压与所述输出端之间；

在第四阶段中，使所述第一电容的所述第一电极处于浮置状态；

其中，

响应于所述输出端的输出电压的变化，调整所述第二阶段的操作时间与所述第三阶段的操作时间。