CN203896186U - 一种电荷泵电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种电荷泵电路，至少包括输出端Vout、一对NMOS开关管M1、M2，一对二极管D1、D2，泵电容Cpump和充电电容Cout，NMOS开关管M1、M2与二极管D1、D2构成H桥结构，泵电容Cpump跨接于NMOS开关管M1的源极与二极管D1的负极之间，充电电容Cout跨接于二极管D2的负极与地之间。本实用新型提供的电荷泵电路，不使用电压调节器，采用反馈控制对输出电压峰值进行调节，保证输出电压适应于不同应用的步进电机驱动器；电荷泵通过不断地重复充电与放电，来维持输出电压的稳定，保证输出电压值与参考电压的差值稳定，使得输出电压纹波小，满足步进电机驱动器的要求；采用电位钳制模块，限制了泵电容的充电电位，提高了电路启动效率，从而节省功耗。

Description

一种电荷泵电路

技术领域

本实用新型涉及一种电荷泵电路，尤其涉及一种用于步进电机驱动器的电荷泵电路。

背景技术

图1示出了一种公知的电荷泵电路，包括泵电容Cpump、输出电容Cout和开关电路；该电荷泵电路的工作过程包括两个阶段，在第一阶段中，开关S1与S4处于不导通状态，开关S2与S3处于导通状态，使得泵电容Cpump的一端NA耦合于地，另一端NB耦合于输入电压Vin，电源对泵电容Cpump充电，使得泵电容Cpump的两端NB与NA间的电位差升至Vin；在第二阶段中，开关S1与S4处于导通状态，开关S2与S3处于不导通状态，使得泵电容Cpump的端点NA耦合于输入电压Vin，端点NB耦合于输出端Vout。因而，在第二阶段开始时，泵电容Cpump的端点NB处的电压从原本的Vin被瞬间提高至2*Vin，经由已导通的开关S4，此电压2*Vin施加输出端Vout，该电荷泵电路的缺点在于仅能提供固定在2*Vin的输出电压Vout。

为了提供可在Vin与2*Vin之间任意调整的输出电压Vout，在输出电容Cout与输出端Vout之间设置线性电压调节器，如图2所示。根据预先设定的参考电压Vref，线性电压调节器将输出电容Cout的电极NC上的泵电压转换成介于Vin与2*Vin之间的输出电压Vout。虽然线性电压调节器能够有效地将固定的泵电压转换成介于Vin与2*Vin之间的可调整输出电压Vout，但是电压调节器造成转换效率下降而浪费能源。

此外，由于步进电机驱动器需要电荷泵的输出电压值与电源电压的差值保持恒定，而且步进电机驱动器的工作电压随应用系统变化而变化的，因此电荷泵难以满足上述要求。

发明内容

有鉴于现有技术中存在的问题，本实用新型的一个目的在于提供一种升压型电荷泵电路，采用反馈控制，调整电荷泵电路输出电压，同时保持电荷泵的输出电压值与电源电压的差值稳定，以满足步进电机驱动器的要求。

为实现上述目的，本实用新型提供一种电荷泵电路，至少包括输出端Vout、一对NMOS开关管M1、M2、一对二极管D1、D2、泵电容Cpump和充电电容Cout，NMOS开关管M1、M2与二极管D1、D2构成H桥结构，泵电容Cpump跨接于NMOS开关管M1的源极与二极管D1的负极之间，充电电容Cout跨接于二极管D2的负极与地之间，其特征在于，

电荷泵电路还包括振荡器、脉冲调制器、第一驱动器、第二驱动器以及反馈控制单元；

振荡器用于产生脉冲信号；

第一驱动器的输出与NMOS开关管M1的栅极连接，用于控制NMOS开关管M1的导通与关闭，第二驱动器的输出与NMOS开关管M2的栅极连接，用于控制NMOS开关管M2的导通与关闭；

反馈控制单元的输入连接到输出端Vout，用于比较输出电压VCP与设定参考电压，产生控制信号；

脉冲调制器包括输入端CLK、VCP_DET和输出端UP_CTRL、DN_CTRL，输入端CLK与振荡器的输出连接，输入端VCP_DET与反馈控制单元的输出端连接，输出端UP_CTRL与第一驱动器的输入端连接，输出端DN_CTRL与第二驱动器的输入端连接，用于将反馈控制单元产生的控制信号调制到振荡器产生的脉冲信号，控制第一驱动器和第二驱动器。

进一步地，反馈控制单元包括MOS管偏置电流源，输出端Vout的电压VCP通过齐纳管ZN输入MOS管电流镜，在齐纳管ZN上形成电压降Vzn；电源电压VBB通过电阻R输入MOS管电流镜，在电阻R上形成电压降Vr；

当输出端Vout的电压VCP与电源电压VBB的电压差值，大于齐纳管ZN上的电压降Vzn与电阻R上的电压降Vr的电压差值时，MOS管电流镜像电路中右支路的PMOS管饱和电流大于NMOS管饱和电流，NMOS管工作于饱和区，漏极电压接近为数字逻辑电平VDD，则反相器输出信号为0；

当输出端Vout的电压VCP与电源电压VBB的电压差值，小于齐纳管ZN上的电压降Vzn与电阻R上的电压降Vr的电压差值时，MOS管电流镜像电路中的右支路PMOS管饱和电流小于NMOS管饱和电流，NMOS管工作于线性区，因此反相器输出信号为1。

进一步地，MOS管电流镜包括PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4和反相器，其中

PMOS管MP1的栅极与PMOS管MP1的栅极连接，PMOS管MP1的栅极与漏极连接，PMOS管MP1的源极通过电阻R连接到电源电压VBB，PMOS管MP2的源极通过齐纳管ZN连接到输出端Vout的电压VCP，PMOS管MP1的漏极与PMOS管MP3的源极连接，PMOS管MP2的漏极与PMOS管MP4的源极连接；

PMOS管MP3的栅极与PMOS管MP4的栅极连接，PMOS管MP3的栅极与漏极连接，PMOS管MP3的漏极与NMOS管MN3的漏极连接，PMOS管MP4的漏极与NMOS管MN4的漏极连接；

NMOS管MN3的栅极与NMOS管MN4的栅极连接，且接于外部偏置电位，其大小为数字逻辑电平VDD与第一NMOS管导通阈值电压VTH之和；NMOS管MN3的源极与NMOS管MN1的漏极连接，NMOS管MN4的源极与NMOS管MN2的漏极连接；

NMOS管MN1的栅极与NMOS管MN2的栅极连接，且接于外部电流偏置电位BI，NMOS管MN1的源极与地l连接，NMOS管MN2的源极与地连接；

NMOS管MN2的漏极与反相器的输入端连接。

进一步地，电荷泵电路还包括电位钳制电路，用以限制泵电容Cpump的充电电位，限制了泵电容的充电电位，提高了电路转换效率，从而节省功耗。

进一步地，电位钳制电路将泵电容Cpump的栅极电位限制在不高于齐纳管串联反向导通压降Vzn与第一NMOS管导通阈值电压VTH之压差2Vzn-VTH。

与现有技术相比，本实用新型提供的电荷泵电路具有以下有益效果：

（1）不使用电压调节器，采用反馈控制对输出电压峰值进行调节，保证输出电压适应于不同应用的步进电机驱动器；

（2）电荷泵通过不断地重复充电与放电，来维持输出电压的稳定，保证输出电压值与参考电压的差值稳定，使得输出电压纹波小，满足步进电机驱动器的要求；

（3）采用电位钳制模块，限制了泵电容的充电电位，提高了电路转换效率，从而节省功耗。

附图说明

图1是传统的电荷泵电路结构；

图2是传统的电荷泵电路结构；

图3是本实用新型的一个实施例的电荷泵电路的电路图；

图4是图3所示的电荷泵电路的脉冲调制器的电路图；

图5是图3所示的电荷泵电路的反馈控制单元的电路图；

图6是图3所示的电荷泵电路的驱动器的电路图；

图7是图3所示的电荷泵电路的波形图。

具体实施方式

下文的说明与附图将使本实用新型的前述与其他目的、特征、与优点更明显。在此将参照附图详细说明根据本实用新型的具体实施例。

如图3所示，本实用新型的一个实施例的电荷泵电路，包括输出端Vout、一对NMOS开关管M1、M2、一对二极管D1、D2、泵电容Cpump和充电电容Cout，NMOS开关管M1、M2与二极管D1、D2构成H桥结构，泵电容Cpump跨接于NMOS开关管M1的源极与二极管D1的负极之间，充电电容Cout跨接于二极管D2的负极与地之间；

本实施例中的电荷泵电路还包括振荡器、脉冲调制器、第一驱动器、第二驱动器以及反馈控制单元；

振荡器用于产生脉冲信号；脉冲信号为占空比为50%的方波信号。

第一驱动器的输出与NMOS开关管M1的栅极连接，用于控制NMOS开关管M1的导通与关闭，第二驱动器的输出与NMOS开关管M2的栅极连接，用于控制NMOS开关管M2的导通与关闭；

反馈控制单元的输入连接到输出端Vout，用于比较输出电压与设定电压，产生控制信号；

如图4所示，脉冲调制器根据时钟信号的频率对反馈控制单元的比较结果进行调制，输出控制NMOS开关管的控制信号；脉冲调制器包括输入端CLK、VCP_DET和输出端UP_CTRL、DN_CTRL，输入端CLK与振荡器的输出连接，输入端VCP_DET与反馈控制单元的输出端连接，输出端UP_CTRL与第一驱动器的输入端连接，输出端DN_CTRL与第二驱动器的输入端连接，用于将反馈控制单元产生的控制信号调制到振荡器产生的脉冲信号，控制第一驱动器和第二驱动器。

如图5所示，反馈控制单元包括MOS管电流镜，输出端Vout的电压VCP通过齐纳管ZN输入MOS管电流镜，在齐纳管ZN上形成电压降Vzn；电源电压VBB通过电阻R输入MOS管电流镜，在电阻R上形成电压降Vr；

如图5所示，MOS管电流镜包括PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4和反相器，其中

PMOS管MP1的栅极与PMOS管MP1的栅极连接，PMOS管MP1的栅极与漏极连接，PMOS管MP1的源极通过电阻R连接到电源电压VBB，PMOS管MP2的源极通过齐纳管ZN连接到输出端Vout的电压VCP，PMOS管MP1的漏极与PMOS管MP3的源极连接，PMOS管MP2的漏极与PMOS管MP4的源极连接；

PMOS管MP3的栅极与PMOS管MP4的栅极连接，PMOS管MP3的栅极与漏极连接，PMOS管MP3的漏极与NMOS管MN3的漏极连接，PMOS管MP4的漏极与NMOS管MN4的漏极连接；

NMOS管MN3的栅极与NMOS管MN4的栅极连接，NMOS管MN3的源极与NMOS管MN1的漏极连接，NMOS管MN4的源极与NMOS管MN2的漏极连接；

NMOS管MN1的栅极与NMOS管MN2的栅极连接，NMOS管MN1的源极与地l连接，NMOS管MN2的源极与地l连接；

NMOS管MN2的漏极与反相器的输入端连接。

当VCP-VBB>Vzn-Vr时，MOS管电流镜中右支路的上管PMOS管饱和电流大于下管NMOS管饱和电流，NMOS管工作于饱和区，漏极电压接近为数字逻辑电平VDD，则反相器输出信号为0。

当VCP-VBB<Vzn-Vr时，MOS管电流镜中的上管PMOS管镜像电流小于下管NMOS管镜像电流，NMOS管工作于线性区，因此反相器输出信号为1。

合理设置电阻R的阻值，即可得到预期的输出电压。

图5所示的反馈比较控制电路在不使用运算放大器、不添加电压差值运算电路的情况下，直接使用两路电流源，通过设置电流源中NMOS管和PMOS管的工作区域，完成信号的比较过程，是本电路的一个优点。高压压差的阈值通过电阻R大小的分压设定，设置灵活，电路功耗低，是本电路的另外一个优点。

如图6所示，PHA和PHB为第一驱动器与第二驱动器的数字逻辑控制信号，第一驱动器与NMOS管M1的栅极连接，控制NMOS管M1的导通与关闭；第二驱动器与NMOS管M2的栅极连接，控制NMOS管M2的导通与关闭。PHA和PHB为高电平时，相应的NMOS管导通；PHA和PHB为低电平时，相应的NMOS管关闭。

如图6所示，电荷泵转换电路包括H桥充放电电路和驱动器1和驱动器2。驱动器1和驱动器2完成电平移位功能，使得数字逻辑信号得以控制第一NMOS管和第二NMOS管的导通与关断。驱动器1主要由电平移位电路和钳位电路构成，钳位电路提高了电荷泵转换效率，对泵电容Cpump左侧电位进行了钳位限制，限制泵电容Cpump的充电电位。

图6中，第一NMOS管的栅极采用两个齐纳管的串联钳位，其电位最高为2Vzn。第一NMOS开关管的导通阈值电压大小为VTH，则第一NMOS管的源极电位最高为2Vzn-VTH，泵电容Cpump左极板充电电位不高于2Vzn-VTH，即泵电容Cpump的左侧电位不会升高至电源电压VBB。在电荷泵初始启动时泵电容Cpump给输出电容Cout充电，串联的齐纳管钳位电路限制了泵电容Cpump的端电压和输出端VCP之间的压差，降低了二极管D2上的功耗，平稳了泵电容Cpump对输出电容Cout的充电电流，提高了电路的启动效率。这是本实用新型的又一个优点。

本实施例中的电荷泵电路，通过控制NMOS管的导通与关闭，使得电荷泵电路分别处于第一阶段、第二阶段和第三阶段，完成电源对泵电容Cpump的充电和泵电容Cpump的放电，泵电容Cpump的放电即泵电容对输出电容Cout和负载放电。

本实施例中的电荷泵电路的工作过程如下：

该电荷泵的工作分为三个阶段，第一阶段中，NMOS管M1截止，M2导通，泵电容Cpump耦合于地与电源电压VBB之间，电源对泵电容Cpump充电；第二阶段中，NMOS管M1导通，M2截止，泵电容Cpump耦合于电源电压VBB与输出端Vout之间，泵电容Cpump放电，对第二电容进行充电；第三阶段中，泵电容Cpump处于悬空状态，左右极板不接任何电位，一个周期内的充放电完成。

电荷泵通过不断地充电与放电重复，来维持输出电压的稳定。

以下根据图7所示信号波形图，详细说明本实施例中电荷泵电路的工作过程。

振荡器不断输出占空比为50%的方波信号CLK至脉冲调制器，图7所示的信号波形中，VCP_DET为反馈控制模块输出的检测结果，当检测结果为低电平时，表示输出电压VCP低于预设输出电压；当检测结果为高电平时，表示输出电压VCP高于预设输出电压。

在时间t0阶段，方波信号CLK为低电平，第一驱动器关闭NMOS管M1，第二驱动器开启NMOS管M2，输出电容Cout不断向外输出电流，电荷泵处于所述第一阶段。泵电容耦合于地与电源之间。在时钟信号跳变为高电平时候，电荷泵进入t1阶段，即电荷泵处于第二阶段，驱动器2关闭第二NMOS管，驱动器1打开第一NMOS管，泵电容Cpump左侧电位迅速上升，根据电容两端电位不能突变原则，泵电容Cpump右端电位也随之升高，当泵电容Cpump右端电位高于VCP+VDIODE时，其中VDIODE为二极管正向导通阈值电压，二极管D2导通，泵电容Cpump给输出电容Cout充电。当输出电压大小超过预设值时，电荷泵进入t2阶段，反馈单元检测结果由0变为1，驱动器1关闭第一NMOS管，输出电容Cout充电完毕，进入放电阶段，即第三阶段。当时钟信号变为调变为低电平时，电荷泵即进入第一工作阶段。伴随着时钟信号的振荡周期，上述工作阶段在不断地重复进行，即保持了输出电压的稳定。

VCP为电荷泵的输出电压，随着控制信号不断地关断与打开NMOS管M1和M2，输出电容Cout不断地充电与放电，输出电压VCP不断地下降和上升，其平均值即为预期的输出结果。

本实用新型提供的电荷泵电路不使用电压调节器，采用反馈控制对输出电压峰值进行调节，保证输出电压适应于不同应用的步进电机驱动器；电荷泵通过不断地重复充电与放电，来维持输出电压的稳定，保证输出电压值与参考电压的差值稳定，使得输出电压纹波小，满足步进电机驱动器的要求；采用电位钳制模块，限制了泵电容的充电电位，提高了电路转换效率，从而节省功耗。

以上详细描述了本实用新型的具体实施例。应当理解，本领域的普通技术无需创造性劳动就可以根据本实用新型的构思做出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本实用新型的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。

Claims (5)

1.一种电荷泵电路，至少包括输出端Vout、一对NMOS开关管M1、M2，一对二极管D1、D2，泵电容Cpump和充电电容Cout，所述NMOS开关管M1、M2与所述二极管D1、D2构成H桥结构，所述泵电容Cpump跨接于所述NMOS开关管M1的源极与所述二极管D1的负极之间，所述充电电容Cout跨接于所述二极管D2的负极与地之间，其特征在于， 

所述电荷泵电路还包括振荡器、脉冲调制器、第一驱动器、第二驱动器以及反馈控制单元； 

所述振荡器用于产生脉冲信号； 

所述第一驱动器的输出与所述NMOS开关管M1的栅极连接，所述第一驱动器用于控制所述NMOS开关管M1的导通与关闭，所述第二驱动器的输出与所述NMOS开关管M2的栅极连接，所述第二驱动器用于控制所述NMOS开关管M2的导通与关闭； 

所述反馈控制单元的输入连接到所述输出端Vout，用于比较输出电压VCP与设定参考电压，产生控制信号； 

所述脉冲调制器包括输入端CLK、VCP_DET和输出端UP_CTRL、DN_CTRL，所述输入端CLK与所述振荡器的输出连接，所述输入端VCP_DET与所述反馈控制单元的输出端连接，所述输出端UP_CTRL与所述第一驱动器的输入端连接，所述输出端DN_CTRL与所述第二驱动器的输入端连接，用于将所述反馈控制单元产生的控制信号调制到所述振荡器产生的脉冲信号，控制所述第一驱动器和所述第二驱动器。 

2.如权利要求1所述的电荷泵电路，其特征在于，所述反馈控制单元包括MOS管电流镜像电路，所述输出端Vout的电压VCP通过齐纳管ZN输入所述MOS管电流镜像电路，在所述齐纳管ZN上形成电压降Vzn；电源电压VBB通过电阻R输入所述MOS管电流镜像电路，并在所述电阻R上形成电压降Vr； 

当所述输出端Vout的电压VCP与电源电压VBB的电压差值，大于所述齐纳管ZN上的电压降Vzn与所述电阻R上的电压降Vr的电压差值时，所述MOS管电流镜像电路中右支路的PMOS管饱和电流大于NMOS管饱和电流，所述NMOS管工作于饱和区，所述PMOS管工作于线性区，所述NMOS管漏极电压接近为数字逻辑电平VDD，则反相器输出信号为0； 

当所述输出端Vout的电压VCP与电源电压VBB的电压差值，小于所述齐纳管ZN上的电压降Vzn与所述电阻R上的电压降Vr的电压差值时，所述MOS管电流镜像电路中的右支路中上管PMOS管饱和电流小于下管NMOS管饱和电流，所述NMOS管工作于线性区，所述PMOS管工作于饱和区，因此反相器输出信号为1。 

3.如权利要求2所述的电荷泵电路，其特征在于，所述MOS管电流镜包括PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4和反相器，其中 

所述PMOS管MP1的栅极与所述PMOS管MP1的栅极连接，所述PMOS管MP1的栅极与漏极连接，所述PMOS管MP1的源极通过所述电阻R连接到电源电压VBB，所述PMOS管MP2的源极通过所述齐纳管ZN连接到所述输出端Vout的电压VCP，所述PMOS管MP1的漏极与所述PMOS管MP3的源极连接，所述PMOS管MP2的漏极与所述PMOS管MP4的源极连接； 

所述PMOS管MP3的栅极与所述PMOS管MP4的栅极连接，所述PMOS管MP3的栅极与漏极连接，所述PMOS管MP3的漏极与所述NMOS管MN3的漏极连接，所述PMOS管MP4的漏极与所述NMOS管MN4的漏极连接； 

所述NMOS管MN3的栅极与所述NMOS管MN4的栅极连接，且偏置电位为数字逻辑电平VDD与所述NMOS管阈值电压VTH之和；所述NMOS管MN3的源极与所述NMOS管MN1的漏极连接，所述NMOS管MN4的源极与所述NMOS管MN2的漏极连接； 

所述NMOS管MN1的栅极与所述NMOS管MN2的栅极连接，且偏置电位大小为电流偏置电压BI；所述NMOS管MN1的源极与地l连接，所述NMOS管MN2的源极与地l连接； 

所述NMOS管MN2的漏极与所述反相器的输入端连接。 

4.如权利要求1所述的电荷泵电路，其特征在于，所述电荷泵电路还包括电位钳制电路，用于限制所述泵电容Cpump的充电电位。 

5.如权利要求4所述的电荷泵电路，其特征在于，所述电位钳制电路将所述泵电容Cpump的栅极电位限制在不高于齐纳管串联压降与开关管导通阈值电压之差2Vzn-VTH。